WO2022215502A1 - 信号測定装置および周期信号の測定方法 - Google Patents

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幸司 浅見
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株式会社アドバンテスト
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R13/00—Arrangements for displaying electric variables or waveforms
    • G01R13/20—Cathode-ray oscilloscopes
    • G01R13/22—Circuits therefor
    • G01R13/34—Circuits for representing a single waveform by sampling, e.g. for very high frequencies
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G01R23/14—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by heterodyning; by beat-frequency comparison

Definitions

  • the present disclosure relates to techniques for measuring periodic signals.
  • Oversampling When capturing an analog signal as a digital signal, oversampling is performed based on the sampling theorem. Oversampling involves sampling an analog signal at a frequency higher than twice the maximum frequency that the analog signal can contain and converting the sampled signal to a digital value.
  • This method requires a digitizer that operates at a high sampling frequency as the frequency of the analog signal increases. Therefore, it is difficult to prepare a digitizer that operates at a higher speed when it is desired to measure an ultrahigh-speed clock signal or the like.
  • the signal waveform is a repetitive signal (periodic signal) that repeats the same waveform
  • undersampling can be used.
  • FIG. 1 is a diagram showing a signal measuring device 10 using undersampling.
  • the signal measuring device 10 includes a sample hold circuit 20, an A/D converter 30 and a processing section 40.
  • FIG. 2 is a diagram explaining waveform measurement by undersampling.
  • the signal under measurement S1 is a repetitive signal having a period Tp.
  • the sample hold circuit 20 samples the signal under measurement S1 at a sampling period Ts that is a non-integer multiple of the period Tp of the signal under measurement S1.
  • the post-stage A/D converter 30 converts the signal sampled by the sample-and-hold circuit 20 into a digital value and fetches it.
  • the processing section 40 reconstructs the original waveform of the signal under test S1 based on the digital values captured by the A/D converter 30.
  • the sampling rate Ts is lower than the repetition frequency of the signal under test S1, but even in that case, the high-speed and wideband sample-and-hold circuit 20 is still required. Furthermore, it is difficult to make the frequency characteristics of the sample-and-hold circuit 20 flat over a wide band.
  • the present disclosure has been made in view of such circumstances, and one of the purposes of certain aspects thereof is to provide a signal measuring device that does not require a wideband sample-and-hold circuit.
  • An aspect of the present disclosure relates to a signal measurement apparatus that measures a periodic signal under measurement that repeats the same waveform.
  • the signal measuring device is a multitone signal generator that generates a multitone signal including a plurality of frequencies f 1 , f 2 , . are associated with one of the fundamental wave f 0 and harmonic waves 2f 0 , 3f 0 , 4f 0 . ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , .
  • a frequency filter that receives the output of the frequency mixer and passes a predetermined frequency band, and an A/D converter that converts the output of the frequency filter into a digital signal.
  • a high-speed periodic signal can be measured without using a wideband sample-and-hold circuit.
  • FIG. 2 shows a signal measuring device with undersampling; It is a figure explaining the waveform measurement by undersampling.
  • 1 is a block diagram of a signal measuring device according to an embodiment
  • FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to Example 1 in the frequency domain
  • FIG. 4 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to Example 1 in the frequency domain
  • FIG. 11 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to Example 2 in the frequency domain
  • FIG. 11 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to Example 3 in the frequency domain
  • FIG. 11 is a block diagram of a signal measuring device according to a fourth embodiment
  • FIG. 11 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to Example 4 in the frequency domain
  • FIG. 11 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to Example 4 in the time domain
  • a signal measuring apparatus measures a periodic signal under measurement that repeats the same waveform.
  • the signal measuring device includes a multitone signal generator that generates a multitone signal including a plurality of frequencies f 1 , f 2 , .
  • a frequency filter that receives an output and passes a predetermined frequency band, and an A/D converter that converts the output of the frequency filter into a digital signal.
  • the output signal of the frequency mixer contains ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , ⁇ f 3 , . 4f 0 . . . have a correlation with one corresponding signal strength/phase. Therefore, by passing the output of the frequency mixer through the frequency filter, the signal containing the frequency components ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , ⁇ f 3 , . information can be obtained.
  • the output of the frequency filter contains frequency components ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , ⁇ f 3 , . Therefore, it can be converted into a digital value by an A/D converter without using a sample-and-hold circuit. In other words, a high-speed, wide-band sample-and-hold circuit becomes unnecessary.
  • the signal measurement device may further include a signal processing section that processes the output of the A/D converter.
  • the waveform of the signal under measurement can be reproduced.
  • the measurement accuracy can be improved by correcting the gain of the frequency mixer or the like by the signal processing section.
  • the signal processing section may acquire the spectrum of the output of the A/D converter. Thereby, spectrum information of the signal under measurement can be obtained.
  • the signal processing section remaps a plurality of frequency components included in the spectrum in an order corresponding to the fundamental wave and harmonics included in the signal under measurement, and from the remapped spectrum, the Waveforms may be played.
  • the signal processing unit may correct multiple frequency components included in the spectrum. This allows correction of gain errors and other systematic errors in frequency mixers and other circuits.
  • ⁇ f 1 ⁇ f 2 ⁇ . . . ⁇ f n may be satisfied.
  • the differences in ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , . . . , ⁇ f n may be constant.
  • signal processing in the signal processing section can be simplified.
  • ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , . . . , ⁇ f n may be determined randomly.
  • a state in which member A is connected to member B refers to a case in which member A and member B are physically directly connected, as well as a case in which member A and member B are electrically connected to each other. It also includes the case of being indirectly connected through other members that do not substantially affect the physical connection state or impair the functions and effects achieved by their combination.
  • the state in which member C is provided between member A and member B refers to the case where member A and member C or member B and member C are directly connected, as well as the case where they are electrically connected. It also includes the case of being indirectly connected through other members that do not substantially affect the physical connection state or impair the functions and effects achieved by their combination.
  • FIG. 3 is a block diagram of the signal measuring device 100 according to the embodiment.
  • a signal under measurement S1 to be measured by the signal measuring apparatus 100 is a high-speed analog periodic signal that repeats the same waveform.
  • Signal measuring apparatus 100 includes multitone signal generator 110 , frequency mixer 120 , frequency filter 130 , A/D converter 140 and signal processing section 150 .
  • the signal under measurement S1 can include harmonics 2f 0 , 3f 0 , 4f 0 , .
  • a multitone signal generator 110 generates a multitone signal S2 including a plurality of frequencies f 1 , f 2 , . . . fn.
  • a frequency component having frequency f i (1 ⁇ i ⁇ n) is denoted as MT i .
  • Each of the plurality of frequencies f 1 , f 2 , . . . f n contained in the multitone signal S2 corresponds to one of the fundamental wave f 0 and harmonics 2f 0 , 3f 0 , 4f 0 . can be attached.
  • the differences between the frequencies f 1 , f 2 , . . . fn and the corresponding frequencies are ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , .
  • fn ( n -1) f0 - ⁇ fn
  • the signal under measurement S1 when the signal under measurement S1 is a rectangular wave (clock signal) with a duty cycle of 50%, the signal under measurement S1 includes a fundamental wave f0 and odd-order harmonic components 3f0 , 5f0 , . include.
  • the frequency mixer 120 frequency-mixes the multitone signal S2 with the signal under test S1. By this frequency mixing, the frequency components included in the signal under measurement S1 are down-converted, and the output signal S3 of the frequency mixer 120 includes frequency components corresponding to ⁇ f 1 to ⁇ f n and other frequency components.
  • Frequency filter 130 passes a predetermined frequency band in output signal S3 of frequency mixer 120 .
  • the predetermined frequency band is defined to include ⁇ f 1 to ⁇ f n .
  • Frequency filter 130 is preferably a low-pass filter or a band-pass filter.
  • the A/D converter 140 converts the output signal S4 of the frequency filter 130 into a digital signal S5.
  • the signal processing section 150 processes the output signal S5 of the A/D converter 140 and reconstructs the waveform of the signal under measurement S1.
  • the signal processing unit 150 may be implemented by a combination of a computer or workstation and a software program, or may be implemented by hardware alone.
  • the processing of the signal processing unit 150 includes the correspondence relationships between the multitone frequencies f 1 to f n and the frequency components f 0 , 2f 0 , 3f 0 , 4f 0 , . . . determined according to Processing of the signal processing unit 150 will be described later.
  • the configuration of the signal measurement device 100 is as described above. Next, the operation will be explained.
  • the output signal S3 of the frequency mixer 120 includes ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , ⁇ f 3 , . 3f 0 , 4f 0 . Therefore, the signal S4 obtained by passing the output signal S3 of the frequency mixer 120 through the frequency filter 130 has a spectrum that correlates with the spectrum of the fundamental wave and harmonics of the original signal under test S1. By converting the signal S4 into a digital signal S5 by the A/D converter 140 and performing signal processing, the waveform S1 of the signal under measurement can be reproduced at high speed.
  • the output signal S4 of the frequency filter 130 includes frequency components ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , ⁇ f 3 , . can be lowered. Therefore, it can be converted into a digital value by the A/D converter 140 without using a sample-and-hold circuit. In other words, a high-speed, wide-band sample-and-hold circuit becomes unnecessary.
  • the present disclosure extends to various devices and methods grasped as block diagrams and circuit diagrams in FIG. 3, or derived from the above description, and is not limited to specific configurations.
  • more specific configuration examples and embodiments will be described not to narrow the scope of the present disclosure, but to help understand and clarify the essence and operation of the present disclosure and the present invention.
  • the frequency difference shall be defined as follows.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to the first embodiment in the frequency domain. From the top, the spectrum of signal under test S1 and multitone signal S2, the spectrum of output signal S3 from frequency mixer 120, and the spectrum of output signal S4 from frequency filter 130 are shown. The frequency on the horizontal axis indicates relative values.
  • the repetition frequency f0 of the signal under test S1 is set to 71 as a relative frequency value, and the sampling frequency is set to 4096 as a relative value.
  • the number n of multitones is 10, and up to the 19th harmonic is used.
  • ⁇ f 10 the band to be processed by the A/D converter 140 is adjusted to the signal measuring apparatus of FIG. It can be much narrower than that. Therefore, a wideband sample-and-hold circuit becomes unnecessary in the preceding stage of the A/D converter 140 . Also, a low response speed is required for the A/D converter 140 .
  • FIG. 5 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to the first embodiment in the frequency domain. Time waveforms of the signal under test S1, the multitone signal S2, the output signal S3 of the frequency mixer 120, and the output signal S4 of the frequency filter 130 are shown in order from the top.
  • the waveform of the output signal S4 of the frequency filter 130 theoretically becomes a waveform obtained by stretching the waveform of the signal under test S1 by a factor of f 0 / ⁇ f on the time axis.
  • the signal processing section 150 can acquire the waveform of the signal under measurement S1 without performing any special processing.
  • the band of the low-pass filter 130 is often designed to be wide with a margin. is distorted from the waveform obtained by stretching the waveform of . In this case, if the unnecessary frequency components are removed by the signal processing section 150, the distortion can be removed and the correct waveform of the signal under measurement S1 can be acquired.
  • the waveform of the signal under measurement S1 may be corrected in the signal processing section 150. Correction processing may be performed in the time domain or in the frequency domain.
  • the signal processor 150 may include a digital filter.
  • the conversion gain of the frequency mixer 120 differs for each of the multitone frequencies f 1 , f 2 , . . .
  • the conversion gain can be corrected by passing the output signal S5 of the A/D converter 140 through a digital filter.
  • a digital filter may correct not only the gain but also the phase.
  • the signal processing unit 150 may convert the output signal S5 of the A/D converter 140 into a frequency domain spectrum by fast Fourier transform (FFT) processing.
  • FFT fast Fourier transform
  • the signal processing unit 150 may perform gain correction and phase correction on the spectrum of the signal S5 in the frequency domain, and perform inverse fast Fourier transform on the corrected spectrum to reconstruct the corrected waveform.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to the second embodiment in the frequency domain.
  • f n ⁇ f n nf 0
  • the frequency difference shall be defined as follows.
  • the signal under measurement S1 including even-order harmonics can be measured in the same manner as in the first embodiment.
  • the signal under test S1 including only odd orders is taken as an example, but with the same modification as in Example 2, it can be applied to the measurement of the signal under test S1 including both odd and even orders. .
  • Example 3 In Example 3, as in Example 1, only odd-order harmonics are assumed, and the frequency relationships are associated as follows.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to the third embodiment in the frequency domain.
  • f n (2n ⁇ 1)f 0 ⁇ f n
  • the output signal S4 of the frequency filter 130 will have a spectrum referenced to the intermediate frequency f IF .
  • the measurement accuracy can be improved by matching the intermediate frequency f IF to the frequency range where the A/D converter 140 has the highest performance characteristics.
  • ⁇ f 1 to ⁇ f n may be determined so that the intermediate frequency f IF is 0 Hz (DC).
  • Example 4 In Examples 1 to 3, the relationship ⁇ f 1 ⁇ ⁇ f 2 ⁇ . Further , the frequency differences ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , . That is, the frequency differences ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , . . . , ⁇ f n can be determined randomly.
  • FIG. 8 is a block diagram of a signal measuring device 100A according to the fourth embodiment.
  • a multitone signal generator 110 generates a multitone signal S2 in which the order of magnitudes of frequency differences ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , . . . , ⁇ fn is arbitrarily determined.
  • the processing of the frequency mixer 120 to A/D converter 140 is the same as in the first to third embodiments.
  • processing of the signal processing unit 150 is different from those in the first to third embodiments.
  • the signal processing unit 150 includes a spectrum acquisition unit 152, a spectrum rearrangement unit 154, and a waveform reproduction unit 156.
  • Spectrum acquisition section 152 generates spectrum data S6 of output signal S5 of A/D converter 140 .
  • the spectrum acquisition unit 152 may perform FFT processing, or may be an RTA (real time analyzer).
  • the spectrum data S6 generated by the spectrum acquisition unit 152 includes frequency components corresponding to the frequency differences ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , . . . , ⁇ fn .
  • Spectrum rearrangement section 154 remaps the intensity/phase of each frequency difference ⁇ f 1 to ⁇ f n to the frequencies of the fundamental wave and harmonics contained in signal under test S1 (or their scaled frequencies), and obtains spectrum data.
  • the waveform reproduction unit 156 inversely transforms the remapped spectral data S7 into waveform data in the time domain. IFFT processing may be used for the inverse transform.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to the fourth embodiment in the frequency domain. In this example, it is assumed that the following relationship holds for the frequency difference. ⁇ f 1 > ⁇ f 5 > ⁇ f 3 > ⁇ f 6 > ⁇ f 4 > ⁇ f 2
  • Spectrum data S6 of output signal S5 of A/D converter 140 includes six frequency components ⁇ f 2 , ⁇ f 4 , ⁇ f 6 , ⁇ f 3 , ⁇ f 5 and ⁇ f 1 in descending order of frequency.
  • the frequency components ⁇ f 1 to ⁇ f n are correlated with the fundamental wave f 0 and the odd harmonics 3f 0 , 5f 0 , 7f 0 , 9f 0 and 11f 0 of the signal under test S1.
  • Spectrum rearrangement section 154 remaps the plurality of frequency components ⁇ f 1 to ⁇ f n to f, 3f, 5f, 7f, 9f, and 11f to generate spectrum data S7.
  • f in this case can be determined arbitrarily.
  • This spectrum data S7 indicates the spectrum of the signal under test S1 in the frequency domain.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining waveform reconstruction according to the fourth embodiment in the time domain.
  • waveform data S8 in FIG. 10 can be obtained.
  • frequency mixer 120 may include multiple mixers corresponding to multiple multitone frequencies f 1 to f n .
  • the signal under test S1 may be distributed to a plurality of mixers, the i -th mixer frequency mixing the signal under test S1 with the corresponding frequency fi.
  • f n (n ⁇ 1)f 0 + ⁇ f n
  • the present disclosure relates to techniques for measuring periodic signals.
  • signal measuring device 110 multitone signal generator 120 frequency mixer 130 frequency filter 140 A/D converter 150 signal processing unit 152 spectrum acquisition unit 154 spectrum rearrangement unit 156 waveform reproduction unit S1 signal under measurement S2 multitone signal

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Abstract

信号測定装置（１００）は、周期的な被測定信号（Ｓ１）を測定する。マルチトーン信号発生器（１１０）は、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを含むマルチトーン信号（Ｓ２）を生成する。複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎはそれぞれ、被測定信号（Ｓ１）に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうち対応するひとつと対応付けられており、各周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎと、対応する周波数との差をΔｆ１，Δｆ２，…Δｆｎとするとき、Δｆ１≠Δｆ２≠…≠Δｆｎを満たす。周波数ミキサー（１２０）は、マルチトーン信号（Ｓ２）を、被測定信号（Ｓ１）と周波数ミキシングする。周波数フィルタ（１３０）は、周波数ミキサー（１２０）の出力信号（Ｓ３）を受け、所定の周波数帯域を通過する。Ａ／Ｄコンバータ（１４０）は、周波数フィルタ（１３０）の出力信号（Ｓ４）をデジタル信号（Ｓ５）に変換する。

Description

信号測定装置および周期信号の測定方法
　本開示は、周期信号の測定技術に関する。
　アナログ信号をデジタル信号として取り込む場合、サンプリング定理にもとづくオーバーサンプリングが行われる。オーバーサンプリングでは、アナログ信号に含まれうる最大周波数の２倍より高い周波数で、アナログ信号をサンプリングし、サンプリングされた信号をデジタル値に変換する。
　この手法では、アナログ信号の周波数が高くなると、高速なサンプリング周波数で動作するデジタイザが必要である。したがって、超高速なクロック信号などを測定したい場合、それより高速に動作するデジタイザを用意することは困難である。
　信号波形が、同じ波形を繰り返す繰り返し信号（周期信号）である場合には、アンダーサンプリングを利用することができる。
　図１は、アンダーサンプリングによる信号測定装置１０を示す図である。信号測定装置１０は、サンプルホールド回路２０、Ａ／Ｄコンバータ３０および処理部４０を備える。
　図２は、アンダーサンプリングによる波形測定を説明する図である。被測定信号Ｓ１は、周期Ｔｐを有する繰り返し信号である。サンプルホールド回路２０は、被測定信号Ｓ１を、被測定信号Ｓ１の周期Ｔｐの非整数倍のサンプリング周期Ｔｓでサンプリングする。後段のＡ／Ｄコンバータ３０は、サンプルホールド回路２０によってサンプリングされた信号を、デジタル値に変換して取り込む。処理部４０は、Ａ／Ｄコンバータ３０によって取り込まれたデジタル値にもとづいて、もとの被測定信号Ｓ１の波形を再構築する。
特開２０１２－２４７４２３号公報 特開２０２０－０３９０４７号公報
　アンダーサンプリングでは、サンプリングレートＴｓは被測定信号Ｓ１の繰り返し周波数よりも低くなるが、その場合であっても、依然として高速かつ広帯域なサンプルホールド回路２０が必要である。さらに、サンプルホールド回路２０の周波数特性を、広帯域にわたってフラットとすることは難しい。
　本開示はかかる状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の目的のひとつは、広帯域なサンプルホールド回路が不要な、信号測定装置の提供にある。
　本開示のある態様は、同じ波形を繰り返す周期的な被測定信号を測定する信号測定装置に関する。信号測定装置は、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを含むマルチトーン信号を生成するマルチトーン信号発生器であって、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎはそれぞれ、被測定信号に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうちひとつと対応付けられており、各周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎと、対応する周波数との差をΔｆ１，Δｆ２，…Δｆｎとするとき、Δｆ１≠Δｆ２≠…≠Δｆｎを満たす、マルチトーン信号発生器と、マルチトーン信号を、被測定信号と周波数ミキシングする周波数ミキサーと、周波数ミキサーの出力を受け、所定の周波数帯域を通過する周波数フィルタと、周波数フィルタの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、を備える。
　なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置などの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本開示のある態様によれば、広帯域なサンプルホールド回路を用いずに、高速な周期信号を測定できる。
アンダーサンプリングによる信号測定装置を示す図である。 アンダーサンプリングによる波形測定を説明する図である。 実施形態に係る信号測定装置のブロック図である。 実施例１に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。 実施例１に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。 実施例２に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。 実施例３に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。 実施例４に係る信号測定装置のブロック図である。 実施例４に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。 実施例４に係る波形再構築を時間領域で説明する図である。
（実施形態の概要）
　本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。またこの概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、実施形態の欠くべからざる構成要素を限定するものではない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
　この概要は、考えられるすべての実施形態の広範な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素または重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。その唯一の目的は、後で提示するより詳細な説明の前置きとして、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化した形で提示することである。
　一実施形態に係る信号測定装置は、同じ波形を繰り返す周期的な被測定信号を測定する。信号測定装置は、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを含むマルチトーン信号を生成するマルチトーン信号発生器と、マルチトーン信号を被測定信号と周波数ミキシングする周波数ミキサーと、周波数ミキサーの出力を受け、所定の周波数帯域を通過する周波数フィルタと、周波数フィルタの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、を備える。複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎはそれぞれ、被測定信号に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうちひとつと対応付けられており、各周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎと、対応する周波数との差をΔｆ１，Δｆ２，…Δｆｎとするとき、Δｆ１≠Δｆ２≠…≠Δｆｎを満たす。
　周波数ミキサーの出力信号は、Δｆ１，Δｆ２，Δｆ３，…Δｆｎを周波数成分として含み、それぞれの信号強度／位相は、被測定信号の基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうち、対応するひとつの信号強度／位相と相関を有している。したがって、周波数ミキサーの出力を周波数フィルタを通過させることで、周波数成分Δｆ１，Δｆ２，Δｆ３，…Δｆｎを含む信号を取り出すことができ、元の被測定信号を復元するために必要な情報を得ることができる。この方式では、周波数フィルタの出力は、周波数成分Δｆ１，Δｆ２，Δｆ３，…Δｆｎを含むところ、これらの周波数は、もとの被測定信号の繰り返し周波数よりも格段に低くすることができるため、サンプルホールド回路を用いずに、Ａ／Ｄコンバータによってデジタル値に変換できる。つまり高速かつ広帯域なサンプルホールド回路が不要となる。
　一実施形態において、信号測定装置は、Ａ／Ｄコンバータの出力を処理する信号処理部をさらに備えてもよい。
　信号処理部によって、Ａ／Ｄコンバータの出力をデジタル領域で処理することにより、被測定信号の波形を再生できる。あるいは、信号処理部によって周波数ミキサーなどのゲインを補正することにより測定精度を改善できる。
　一実施形態において、信号処理部は、Ａ／Ｄコンバータの出力のスペクトルを取得してもよい。これにより、被測定信号のスペクトル情報を得ることができる。
　一実施形態において、信号処理部は、スペクトルに含まれる複数の周波数成分を、被測定信号に含まれる基本波および高調波に対応した順序で再マッピングし、再マッピングしたスペクトルから、被測定信号の波形を再生してもよい。
　一実施形態において、信号処理部は、スペクトルに含まれる複数の周波数成分を補正してもよい。これにより、周波数ミキサーやその他の回路におけるゲインの誤差や、その他のシステマチックな誤差を補正できる。
　一実施形態において、Δｆ１＜Δｆ２＜…＜Δｆｎを満たしてもよい。
　一実施形態において、Δｆ１、Δｆ２、…、Δｆｎの差分が一定であってもよい。この場合、信号処理部における信号処理を簡素化できる。
　一実施形態において、Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎは、ランダムに定められてもよい。
（実施形態）
　以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　図３は、実施形態に係る信号測定装置１００のブロック図である。信号測定装置１００が測定対象とする被測定信号Ｓ１は、同じ波形を繰り返す高速なアナログの周期信号である。信号測定装置１００は、マルチトーン信号発生器１１０、周波数ミキサー１２０、周波数フィルタ１３０、Ａ／Ｄコンバータ１４０、信号処理部１５０を備える。
　被測定信号Ｓ１は、その繰り返し周波数を基本波ｆ０として、その整数倍の高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０，…を含みうる。
　マルチトーン信号発生器１１０は、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを含むマルチトーン信号Ｓ２を生成する。周波数ｆｉ（１≦ｉ≦ｎ）を有する周波数成分を、ＭＴｉと表記する。
　マルチトーン信号Ｓ２に含まれる複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎはそれぞれ、被測定信号Ｓ１に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうちひとつと対応付けれる。そして、各周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎと、対応する周波数との差をΔｆ１，Δｆ２，…Δｆｎとするとき、Δｆ１≠Δｆ２≠…≠Δｆｎを満たす。
　たとえば、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを、被測定信号Ｓ１に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…にこの順で対応付けたとする。その場合、周波数の対応付けは以下の通りとなる。
　ｆ１＝ｆ０－Δｆ１
　ｆ２＝２ｆ０－Δｆ２
　ｆ３＝３ｆ０－Δｆ３
　ｆ４＝４ｆ０－Δｆ４
　　…
　ｆｎ＝（ｎ－１）ｆ０－Δｆｎ
　たとえば被測定信号Ｓ１が、デューティサイクルが５０％の矩形波（クロック信号）のような場合、被測定信号Ｓ１は、基本波ｆ０と、奇数次の高調波成分３ｆ０，５ｆ０，…を含む。この場合において、複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを、被測定信号Ｓ１に含まれる基本波ｆ０および奇数次の高調波３ｆ０，５ｆ０，７ｆ０…にこの順で対応付けたとする。その場合、周波数の対応付けは以下の通りとなる。
　ｆ１＝ｆ０－Δｆ１
　ｆ２＝３ｆ０－Δｆ２
　ｆ３＝５ｆ０－Δｆ３
　ｆ４＝７ｆ０－Δｆ４
　　…
　ｆｎ＝（２ｎ－１）ｆ０－Δｆｎ
　周波数ミキサー１２０は、マルチトーン信号Ｓ２を被測定信号Ｓ１と周波数ミキシングする。この周波数ミキシングにより、被測定信号Ｓ１に含まれる周波数成分がダウンコンバージョンされ、周波数ミキサー１２０の出力信号Ｓ３には、Δｆ１～Δｆｎに対応する周波数成分と、それ以外の周波数成分が含まれる。
　周波数フィルタ１３０は、周波数ミキサー１２０の出力信号Ｓ３のうち、所定の周波数帯域を通過させる。所定の周波数帯域は、Δｆ１～Δｆｎを含むように定められる。周波数フィルタ１３０は、ローパスフィルタまたはバンドパスフィルタが好適である。
　Ａ／Ｄコンバータ１４０は、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４をデジタル信号Ｓ５に変換する。信号処理部１５０は、Ａ／Ｄコンバータ１４０の出力信号Ｓ５を処理し、被測定信号Ｓ１の波形を再構築する。信号処理部１５０は、コンピュータやワークステーションとソフトウェアプログラムの組み合わせで実装してもよいし、ハードウェアのみで実装してもよい。
　信号処理部１５０の処理は、マルチトーン周波数ｆ１～ｆｎと、被測定信号Ｓ１の周波数成分ｆ０，２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…との対応関係や、Δｆ１～Δｆｎの決め方に応じて定められる。信号処理部１５０の処理については後述する。
　以上が信号測定装置１００の構成である。続いてその動作を説明する。
　周波数ミキサー１２０の出力信号Ｓ３は、Δｆ１，Δｆ２，Δｆ３，…Δｆｎを周波数成分として含み、それぞれの信号強度／位相は、被測定信号Ｓ１の基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうち、対応するひとつの信号強度／位相と相関を有する。したがって、周波数ミキサー１２０の出力信号Ｓ３を、周波数フィルタ１３０を通過して得られる信号Ｓ４は、元の被測定信号Ｓ１の基本波および高調波のスペクトルと相関を有するスペクトルを有している。Ａ／Ｄコンバータ１４０によって、信号Ｓ４をデジタル信号Ｓ５に変換し、信号処理を行うことで、高速な被測定信号の波形Ｓ１を再生できる。
　以上が信号測定装置１００の動作である。続いてその利点を説明する。
　この方式では、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４は、周波数成分Δｆ１，Δｆ２，Δｆ３，…Δｆｎを含むところ、これらの周波数は、もとの被測定信号Ｓ１の繰り返し周波数よりも格段に低くすることができる。したがってサンプルホールド回路を用いずに、Ａ／Ｄコンバータ１４０によってデジタル値に変換できる。つまり高速かつ広帯域なサンプルホールド回路が不要となる。
　本開示は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本開示の範囲を狭めるためではなく、本開示や本発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
　続いて、信号測定装置１００の詳細についていくつかの実施例を参照して説明する。
（実施例１）
　実施例１において、被測定信号Ｓ１は、奇数次の高調波のみを含む場合を想定し、以下のように、周波数を対応付けるものとする。
　ｆ１＝ｆ０－Δｆ１
　ｆ２＝３ｆ０－Δｆ２
　ｆ３＝５ｆ０－Δｆ３
　ｆ４＝７ｆ０－Δｆ４
　　…
　ｆｎ＝（２ｎ－１）ｆ０－Δｆｎ
　さらに実施例１では、
　Δｆ２＝３Δｆ１
　Δｆ３＝５Δｆ１
　Δｆ４＝７Δｆ１
　　…
　Δｆｎ＝（２ｎ－１）Δｆ１
　のように周波数差を定めるものとする。
　図４は、実施例１に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。上から順に、被測定信号Ｓ１およびマルチトーン信号Ｓ２のスペクトル、周波数ミキサー１２０の出力信号Ｓ３のスペクトル、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４のスペクトルを示す。横軸の周波数は相対値を示す。
　計算において、被測定信号Ｓ１の繰り返し周波数ｆ０は、周波数の相対値で７１としており、サンプリング周波数を相対値で４０９６としている。マルチトーンの本数ｎは１０本であり、１９次高調波まで利用するものとする。
　仮に被測定信号Ｓ１の信号波形を、図１の信号測定装置によりアンダーサンプリングの手法で測定しようとした場合、繰り返し周波数ｆ０と同程度か、その数分の１程度のサンプリング周波数ｆｓが必要であり、またＡ／Ｄコンバータを広帯域化する必要がある。
　これに対して、本実施例では、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４に含まれる最大周波数成分は、Δｆ１０＝１９×Δｆ１となる。このΔｆ１０を、ｆ０よりも十分に低くなるように、たとえば１／１０以下、あるいはさらにそれより低く定めることにより、Ａ／Ｄコンバータ１４０が処理するべき帯域は、図１の信号測定装置に比べて格段に狭くできる。そのため、Ａ／Ｄコンバータ１４０の前段において、広帯域なサンプルホールド回路は不要となる。また、Ａ／Ｄコンバータ１４０に要求される応答速度も低くてよい。
　図５は、実施例１に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。上から順に、被測定信号Ｓ１、マルチトーン信号Ｓ２、周波数ミキサー１２０の出力信号Ｓ３、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４の時間波形を示す。
　ここで、上述のように、
　Δｆ２＝３Δｆ１
　Δｆ３＝５Δｆ１
　Δｆ４＝７Δｆ１
　　…
　Δｆｎ＝（２ｎ－１）Δｆ１
の関係を満たしている場合、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４の波形は理論上、被測定信号Ｓ１の波形を時間軸上で、ｆ０／Δｆ１倍に引き延ばした波形となる。つまり、信号処理部１５０においては、特段の処理を行わなくても、被測定信号Ｓ１の波形を取得することができることに留意されたい。
　ただし現実的にはローパスフィルタ１３０の帯域は、余裕を持って広く設計する場合が多く、その場合、周波数フィルタ１３０の出力波形Ｓ４は、余計な周波数成分を含むことになるから、被測定信号Ｓ１の波形を時間軸に引き延ばした波形から歪んだものとなる。この場合は信号処理部１５０によって、余計な周波数成分を除去すれば、歪みを除去して、正しい被測定信号Ｓ１の波形を取得することが可能である。
　なお、信号処理部１５０において、被測定信号Ｓ１の波形を補正してもよい。補正処理は、時間領域で行ってもよいし、周波数領域で行ってもよい。
　時間領域の補正処理を行う場合、信号処理部１５０はデジタルフィルタを含んでもよい。周波数ミキサー１２０の変換ゲインが、マルチトーンの周波数ｆ１，ｆ２，…ごとに異なる場合、Ａ／Ｄコンバータ１４０の出力信号Ｓ５を、デジタルフィルタを通すことにより、変換ゲインを補正することができる。デジタルフィルタによって、ゲインのみでなく、位相を補正してもよい。
　周波数領域の補正処理を行う場合、信号処理部１５０は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理により、Ａ／Ｄコンバータ１４０の出力信号Ｓ５を、周波数ドメインのスペクトルに変換してもよい。
　そして信号処理部１５０は、信号Ｓ５のスペクトルに、周波数領域でゲイン補正および位相補正を行い、補正後のスペクトルを逆高速フーリエ変換することにより、補正後の波形を再構築してもよい。
（実施例２）
　実施例２では、被測定信号Ｓ１は、奇数次と偶数次の高調波の両方を含む場合を想定し、以下のように、周波数を対応付けるものとする。図６は、実施例２に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。
　ｆ１－Δｆ１＝ｆ０
　ｆ２－Δｆ２＝２ｆ０
　ｆ３－Δｆ３＝３ｆ０
　ｆ４－Δｆ４＝４ｆ０
　　…
　ｆｎ－Δｆｎ＝ｎｆ０
　さらに実施例１では、
　Δｆ２＝２Δｆ１
　Δｆ３＝３Δｆ１
　Δｆ４＝４Δｆ１
　　…
　Δｆｎ＝ｎΔｆ１
　のように周波数差を定めるものとする。
　実施例２によれば、偶数次の高調波を含む被測定信号Ｓ１を、実施例１と同様に測定することができる。以下の実施例では、奇数次のみを含む被測定信号Ｓ１を例とするが、実施例２と同様の修正を施せば、奇数次と偶数次の両方を含む被測定信号Ｓ１の測定に適用できる。
（実施例３）
　実施例３では、実施例１と同様に、奇数次の高調波のみを想定し、以下のように周波数関係を対応付ける。図７は、実施例３に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。
　ｆ１＝ｆ０－Δｆ１
　ｆ２＝３ｆ０－Δｆ２
　ｆ３＝５ｆ０－Δｆ３
　ｆ４＝７ｆ０－Δｆ４
　　…
　ｆｎ＝（２ｎ－１）ｆ０－Δｆｎ
　実施例３では、周波数差Δｆ１～Δｆｎが、以下のように定められる。
　Δｆ１＝ｆＩＦ
　Δｆ２＝ｆＩＦ＋Δｆ
　Δｆ３＝ｆＩＦ＋２Δｆ
　Δｆ４＝ｆＩＦ＋３Δｆ
　　…
　Δｆｎ＝ｆＩＦ＋（ｎ－１）Δｆ
　ｆＩＦは、任意の中間周波数である。
　実施例３では、周波数フィルタ１３０の出力信号Ｓ４は、中間周波数ｆＩＦを基準とするスペクトルを有することとなる。たとえばＡ／Ｄコンバータ１４０の特性が最も高性能となる周波数領域に、中間周波数ｆＩＦをあわせることで、測定精度を高めることができる。中間周波数ｆＩＦを０Ｈｚ（ＤＣ）となるように、Δｆ１～Δｆｎを定めてもよい。
（実施例４）
　実施例１～３では、Δｆ１＜Δｆ２＜…＜Δｆｎの関係が成立していたが、周波数差の関係はそれに限定されない。また、周波数差Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎが、整数倍の関係にあったが、周波数差Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎは非整数倍の関係にあってもよい。つまり、周波数差Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎはランダムに定めることができる。
　図８は、実施例４に係る信号測定装置１００Ａのブロック図である。マルチトーン信号発生器１１０は、周波数差Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎの大きさの順序が任意に定められたマルチトーン信号Ｓ２を生成する。
　周波数ミキサー１２０～Ａ／Ｄコンバータ１４０の処理は、実施例１～３と同様である。実施例４では、信号処理部１５０の処理が、実施例１～３と異なる。
　信号処理部１５０は、スペクトル取得部１５２、スペクトル再配置部１５４、波形再生部１５６を含む。スペクトル取得部１５２は、Ａ／Ｄコンバータ１４０の出力信号Ｓ５のスペクトルデータＳ６を生成する。スペクトル取得部１５２は、ＦＦＴ処理を行ってもよいし、ＲＴＡ（リアルタイムアナライザ）であってもよい。
　スペクトル取得部１５２により生成されたスペクトルデータＳ６は、周波数差Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎに相当する周波数成分を含む。スペクトル再配置部１５４は、各周波数差Δｆ１～Δｆｎの強度／位相を、被測定信号Ｓ１に含まれる基本波および高調波の周波数（またはそれらをスケーリングした周波数）に再マッピングし、スペクトルデータＳ７を生成する。波形再生部１５６は、再マッピングされたスペクトルデータＳ７を時間領域の波形データに逆変換する。逆変換には、ＩＦＦＴ処理を利用してもよい。
　図９は、実施例４に係る波形再構築を周波数領域で説明する図である。この例では、周波数差について、以下の関係が成り立っているものとする。
　Δｆ１＞Δｆ５＞Δｆ３＞Δｆ６＞Δｆ４＞Δｆ２
　Ａ／Ｄコンバータ１４０の出力信号Ｓ５のスペクトルデータＳ６は、周波数が低いものから順に、６個の周波数成分Δｆ２，Δｆ４，Δｆ６，Δｆ３，Δｆ５，Δｆ１を含む。ここで、周波数成分Δｆ１～Δｆｎはそれぞれ、被測定信号Ｓ１の基本波ｆ０、奇数次高調波３ｆ０，５ｆ０，７ｆ０，９ｆ０，１１ｆ０と相関を有する。スペクトル再配置部１５４は、複数の周波数成分Δｆ１～Δｆｎを、ｆ，３ｆ，５ｆ，７ｆ，９ｆ，１１ｆに再マッピングし、スペクトルデータＳ７を生成する。この場合のｆは任意に定めることができる。このスペクトルデータＳ７は、被測定信号Ｓ１のスペクトルを、周波数領域で示す。
　図１０は、実施例４に係る波形再構築を時間領域で説明する図である。図９に示す再マッピング後のスペクトルを時間領域に再変換すると、図１０の波形データＳ８を得ることができる。
（変形例）
　上述した実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なことが当業者に理解される。以下、こうした変形例について説明する。
　信号測定装置１００の構成に関して、周波数ミキサー１２０は、複数のマルチトーン周波数ｆ１～ｆｎに対応する複数のミキサーを含んでもよい。被測定信号Ｓ１を、複数のミキサーに分配し、ｉ番目のミキサーは、被測定信号Ｓ１を、対応する周波数ｆｉと周波数ミキシングしてもよい。
　実施形態では、マルチトーン周波数ｆ１～ｆｎを、被測定信号Ｓ１を構成する周波数成分ｆ０，２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０，…より低く定めたがその限りでなく、マルチトーン周波数ｆ１～ｆｎを、被測定信号Ｓ１を構成する周波数成分ｆ０，２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０，…より高く定めてもよい。
　ｆ１＝ｆ０＋Δｆ１
　ｆ２＝２ｆ０＋Δｆ２
　ｆ３＝３ｆ０＋Δｆ３
　ｆ４＝４ｆ０＋Δｆ４
　　…
　ｆｎ＝（ｎ－１）ｆ０＋Δｆｎ
　実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示に含まれ、また本発明の範囲を構成しうることは当業者に理解されるところである。
　実施の形態にもとづき本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
　本開示は、周期信号の測定技術に関する。
　１００　信号測定装置
　１１０　マルチトーン信号発生器
　１２０　周波数ミキサー
　１３０　周波数フィルタ
　１４０　Ａ／Ｄコンバータ
　１５０　信号処理部
　１５２　スペクトル取得部
　１５４　スペクトル再配置部
　１５６　波形再生部
　Ｓ１　被測定信号
　Ｓ２　マルチトーン信号

Claims (10)

  1. 　同じ波形を繰り返す周期的な被測定信号を測定する信号測定装置であって、
    　複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを含むマルチトーン信号を生成するマルチトーン信号発生器であって、前記複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎはそれぞれ、前記被測定信号に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうちひとつと対応付けられており、各周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎと、対応する周波数との差をΔｆ１，Δｆ２，…Δｆｎとするとき、Δｆ１≠Δｆ２≠…≠Δｆｎを満たす、マルチトーン信号発生器と、
    　前記マルチトーン信号を、前記被測定信号と周波数ミキシングする周波数ミキサーと、
    　前記周波数ミキサーの出力を受け、所定の周波数帯域を通過する周波数フィルタと、
    　前記周波数フィルタの出力をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
    　を備えることを特徴とする信号測定装置。
  2. 　前記Ａ／Ｄコンバータの出力を処理する信号処理部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の信号測定装置。
  3. 　前記信号処理部は、前記Ａ／Ｄコンバータの出力のスペクトルを取得することを特徴とする請求項２に記載の信号測定装置。
  4. 　前記信号処理部は、前記スペクトルに含まれる複数の周波数成分を、前記被測定信号に含まれる基本波および高調波に対応した順序で再マッピングし、
    　再マッピングしたスペクトルから、前記被測定信号の波形を再生することを特徴とする請求項３に記載の信号測定装置。
  5. 　前記信号処理部は、前記スペクトルに含まれる複数の周波数成分を補正することを特徴とする請求項３または４に記載の信号測定装置。
  6. 　Δｆ１＜Δｆ２＜…＜Δｆｎを満たすことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の信号測定装置。
  7. 　Δｆ１、Δｆ２、…、Δｆｎの差分が一定であることを特徴とする請求項６に記載の信号測定装置。
  8. 　Δｆ１，Δｆ２，…，Δｆｎは、ランダムに定められることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の信号測定装置。
  9. 　同じ波形を繰り返す周期的な被測定信号の測定方法であって、
    　複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎを含むマルチトーン信号を生成するステップであって、前記複数の周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎはそれぞれ、前記被測定信号に含まれる基本波ｆ０および高調波２ｆ０，３ｆ０，４ｆ０…のうち対応するひとつと対応付けられており、各周波数ｆ１，ｆ２，…ｆｎと、対応する周波数との差をΔｆ１，Δｆ２，…Δｆｎとするとき、Δｆ１≠Δｆ２≠…≠Δｆｎを満たす、ステップと、
    　前記マルチトーン信号を、前記被測定信号と周波数ミキシングするステップと、
    　周波数フィルタにより周波数ミキシング後の信号の所定の周波数帯域を抽出するステップと、
    　周波数フィルタにより抽出した信号を、デジタル信号に変換するステップと、
    　を備えることを特徴とする測定方法。
  10. 　前記デジタル信号を処理し、前記被測定信号の波形を再構築するステップをさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の測定方法。
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US8841923B1 (en) * 2007-08-30 2014-09-23 Agilent Technologies, Inc. Device and method for performing remote frequency response measurements

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8841923B1 (en) * 2007-08-30 2014-09-23 Agilent Technologies, Inc. Device and method for performing remote frequency response measurements
JP2013083652A (ja) * 2011-10-12 2013-05-09 Tektronix Inc 試験測定装置用信号取込み装置及び入力信号デジタル化方法

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