DE2852802C2

DE2852802C2 -

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Publication number: DE2852802C2
Application number: DE19782852802
Authority: DE
Inventors: Gerhard Dipl.-Ing. 8000 Muenchen De Blaess; Karl Dipl.-Ing. 8011 Zorneding De Bauernfeind
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1978-12-06
Filing date: 1978-12-06
Publication date: 1989-10-12
Also published as: DE2852802A1

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Messen der Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Sie umfaßt auch eine Schaltungsanordnung (Anspruch 5) zum Durchführen des Verfahrens nach Anspruch 1.

Ein solches Verfahren ist aus der Zeitschrift "Electronic Engineering", August 1966, Seiten 516 bis 519 bekannt. Bei diesem Verfahren wird die Messung der Übertragungsfunktion mit Hilfe von kurzen Impulsen durchgeführt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine Δ -Funktion mit unendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten allerdings nur eine Funktion ergibt. Eine Folge derartiger schmaler Impulse wird auf das Meßobjekt gegeben, und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch die Übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse unterworfen. In gleicher Weise ist auch schon vor der Übertragung eine Abtastung des Sendeimpulses durchzuführen, und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls einer Fourieranalyse unterworfen.

Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine Aufzeichnung sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt werden muß. Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuls an der Empfangsstelle nicht direkt zur Verfügung steht.

Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch, daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das Meßergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei der empfangsseitigen Fourier-Analyse mit ein.

Es ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden unendlich vielen Harmonischen

sehr breite Frequenzbänder belegen und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll, während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet. Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nachteil, daß die Amplituden der einzelnen Harmonischen (und ebenso deren Phasen) durch die Form des verwendeten Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können. Dies ist vor allem bei der Messung an Objektiven mit einer Filtercharakteristik von Nachteil und beeinträchtigt die Genauigkeit des Meßergebnisses.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß in einfacher und schneller Weise die Bestimmung des Widerstandes eines Zweipols durchführbar ist. Gemäß der Erfindung wird dies mit den Maßnahmen des Anspruchs 1 erreicht.

Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung ist es möglich, in paralleler Form gleichzeitig für alle n-Frequenzen, aus denen der Testimpuls zusammengesetzt ist, den Widerstandswert durch eine mehrfache Quotientenbildung zu ermitteln und einer entsprechenden Anzeige- oder Registriereinrichtung zuzuführen. Dann liegt mit einem Meßvorgang praktisch auch schon der ganze Frequenzgang des gesuchten Widerstandes vor. Die Darstellung des gemessenen Widerstandswertes kann in Betragsform oder auch in komplexer Form erfolgen.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.

Die Erfindung und ihre Weiterbildung werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 einen Schaltungsaufbau für die Erzeugung des Testpulses (Sendeseite),

Fig. 2 einen Schaltungsaufbau für die Auswertung des Testpulses am Ausgang der Meßschaltung (Empfangsseite),

Fig. 3 das Zeigerdiagramm eines Testpulses nach der Übertragung und empfangsseitigen Aufbereitung,

Fig. 4 einen vollständigen Meßaufbau nach der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler FD 0 nachgeschaltet ist (Teilungsverhältnis m : 1). Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reihe von 7 Frequenzteilern FD 1 bis FD 7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils ein Teilverhältnis von 2 : 1 aufweisen.

Mit dem 7stufigen Binärteiler (FD 1 . . . FD 7) können 2⁷ = 128 verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgend auf den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche als Adreßleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z. B. PROM) zugeführt werden, das mit PR bezeichnet ist. Mit jeder der 2⁷ = 128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z. B. eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden- Momentanwert der unverzerrten Zeitfunktion (n = ganzzahlig)

Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls als Treppkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d. h. ohne zeitliche Lücke aneinandergereiht) ausgesandt werden. Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch , wobei f ₁ die Frequenz der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f ₁ = 100 Hz gewählt).

Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 32 einzelnen Harmonischen von je 100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten, daß nach dem Abtasttheorem die höhere Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.

Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen vorgegangen:

Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten A 1 bis An und den Anfangsphasenwerten d ₁ bis ϕ _n ein Testpuls der Periodendauer T = festgelegt. Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T = 10 msec. Die Amplitudenwerte A 1 bis An werden dabei unterschiedlich groß gewählt, wie näher im Zusammenhang mit Fig. 3 erläutert wird.

Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen Harmonischen mit den Anplituden A 1 bis A 32 und mit den Anfangsphasen ϕ ₁ bis d ₃₂ zusammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z. B. während 10 msec eine ausreichende Zahl z. B. von k = 128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten im zeitlichen Abstand von , im vorliegenden Beispiel also

entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d. h. z. B. unter Nr. 1 bis Nr. 128 abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend beim Auslesen k = 128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen werden und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte benutzten Testimpulse entspricht. Die Glättung, d. h. die Überführung der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten Tiefpaßfilter LP.

Nach Ablauf einer vollen Periode, d. h. nach T = 10 msec beginnt ohne Zwischenraum das Programm von neuem, d. h. es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve ergeben (= nächste Periode der Zeitfunktion).

Es werden aufeinanderfolgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt, wie das jeweilige Meßobjekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt. Im eingeschwungenen Zustand kann dann empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich somit auf der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A 1* bis A 32* sowie die Phasenwerte ϕ 1* bis ϕ 32* liefern.

Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der Zeitfunktion (z. B. durch Dämpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.

Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt über einen einstellbaren Verstärker AM 1 zu einer Anpaßschaltung TR 1, z. B. in Form eines Leitungsübertragers und von dort aus zu einem Meßobjekt TE.

In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls zunächst zu einer Anpaßschaltung TR 2, an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM 2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM 2 so beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximalamplitude des empfangenen Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung aufweisender Analog- Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8 kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers FD 0 in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.

Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD 8 zugeführt, der für das gewählte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler FD 8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD 1 bis FD 7 in Fig. 1. Er kann sogar z. B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden Binärwerte in dem Speicher ST 0 abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teiler FD 8, d. h. nach dem Abspeichern von z. B. 128 Momentanwerten des empfangenen Testpulses, wird dieser Vorgang beendet. Mit den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in digitalisierter Form abgespeichert.

Dieser Speicher ST 0 arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm (FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testpulses maßgebenden einzelnen Amplitudenwerte A 1, A 2 . . . An und die Phasenwerte ϕ ₁, ϕ ₂ . . . ϕ _n enthält.

Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen Fourier-Transform ist in dem Buch "The Fast Fourier Transform" von G. Oran Brigham auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.

Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z. B. n = 32 Harmonischen der Real- (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung

errechnet sowie die Phasen ϕ * _n nach der Gleichung

Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in dem Programmspeicher PST enthalten.

Die empfangsseitig errechneten Einzelamplituden A 1*. . . . An* der Harmonischen nicht mehr identisch mit den Einzelamplituden A 1 . . . An, aus denen sich der gesendete Testpuls zusammensetzte (siehe Gleichung 1).

In dem Rechner CO wird eine Quotientenbildung (angedeutet durch den Schaltungsteil QS) der komplexen Zeiger A*x und Ax nach der Beziehung durchgeführt. Der so erhaltene Wert stellt ein Maß für den Widerstand eines Meßobjektes dar, wie näher im Zusammenhang mit Fig. 4 erläutert wird. Das erforderliche Programm für die Quotientenbildung ist ebenfalls im Programmspeicher PST enthalten, d. h. auch die Information über die sendeseitig gewählten Amplitudenverteilung A 1 bis An.

Fig. 3 zeigt in einer Zeigerdiagrammdarstellung die Beziehung für die am Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 erhaltenen Werte ϕ * 1 bis ϕ * _n und A* 1 bis A*n. Die sendeseitigen Amplitudenwerte A 1 bis A 32 sind mit der Anfangsphase ϕ _n = 0 angenommen. In der Fig. 3 sind nur wenige dieser empfangsseitigen Amplituden- und Phasenwerte aufgezeichnet und zwar der Zeiger A* 1 (für die Frequenz f 1 = 100 Hz), der Zeiger A* 2 (für die Frequenz 200 Hz) und der Zeiger A* 9 (für die Frequenz 900 Hz). Zwischen dem Zeiger A* 1 und dem Zeiger A 1 besteht eine Phasenverschiebung ϕ * 1, zwischen A 2 und A* 2 eine solche von ϕ * 2 usw. Ein vollständiges Zeigerdiagramm nach Fig. 3 würde somit das vom Computer CO nach Fig. 2 gelieferte Gesamtergebnis wiedergeben.

Bei der nachfolgenden Quotientenbildung ist zu beachten, daß jeweils A* 1 auf A 1, A* 2 auf A 2 auf A 2 und A*n auf An bezogen werden muß, um zu dem gewünschten Widerstandswert jeweils bei der Frequenz n · f zu gelangen. Es ergibt sich der Widerstandswert Zx bei der Frequenz fx zu

wobei fx eine der n-Harmonischen ist und A*x bzw. Ax den jeweiligen Amplitudenwert, ϕ * _x bzw. ϕ _x den jeweiligen Phasenwert und Rv eine Konstante bedeutet, die näher bei Fig. 4 erläutert wird.

Die komplexen Widerstandswerte Z 1 bis Zn bei den verschiedenen Frequenzen f 1bis fn werden in geeigneter Form auf der Anzeige- und/oder Registriereinrichtung DSP nach Fig. 2 festgehalten. Wenn nur ein Teil der n Widerstandswerte von Interesse sein sollte, so können die übrigen weggelassen werden.

Bei dem Blockschaltbild nach Fig. 4 ist der Sender der Meßschaltung mit SE bezeichnet. Er hat den in Fig. 1 im einzelnen dargestellten Aufbau und gibt sein Meßsignal in Form unmittelbar aufeinanderfolgender Testimpulse TJ von bestimmter vorgegebener Dauer an die Meßschaltung M 0 ab. Diese Meßschaltung enthält einen ohmschen Serienwiderstand Rv (bei symmetrischen Meßobjekten sind dementsprechend zwei Vorwiderstände Rv vorzusehen), sowie den Zweipol X, der hier als Ersatzwiderstand dargestellt ist und dessen Widerstandswert gemessen werden soll. Am Ausgang der Meßschaltung M 0 ist eine Empfangsschaltung EM vorgesehen, welche den in Fig. 2 näher dargestellten Aufbau hat. Bei dem dort gezeichneten Rechner CO liegen, wie bereits erwähnt, die einzelnen Amplitudenwerte A* 1 bis A*n in komplexer Form vor, so daß für eine Frequenz fx der n-Frequenzen gilt

A*x = |A*x| · e ^j ^ϕ ^*x (5)

Die komplexen Zeiger A* 1 bis A*n am Ausgang der Empfangsschaltung nach Fig. 2 entstehen durch eine Fourier-Analyse (schnelle Fourier-Transformation-FFT) in der Empfangsschaltung EM durch Analyse des durch die Meßschaltung M 0 veränderten Testimpulses TJ*.

Darüber hinaus ist in dem Programmspeicher PST, wie ebenfalls in Fig. 2 schematisch angedeutet, auch die Information über die sendeseitigen komplexen Zeiger A 1 bis An vorhanden, d. h. die einzelnen Phasen- und Amplitudenwerte der n-Harmonischen, welche den Testimpuls TJ bilden. Dabei gilt für eine Frequenz fx der n-Harmonischen auf der Sendeseite die Beziehung

Ax = |Ax| · e ^j ^ϕ ^x

Bei der Quotientenbildung (angedeutet durch den Block QS) werden die Quotienten aus den komplexen Werten gebildet und zwar fortlaufend Q 1 = , Q 2 = usw. bis . Die so gewonnenen Größen Q 1 bis Qn stellen ein Maß (und zwar in komplexer Form) für den Widerstand des Meßobjektes X dar. Dies ergibt sich aus folgenden Überlegungen:

Für die Spannung Ue am Eingang des Meßobjektes MO und für die Spannung Ua am Ausgang des Meßobjektes MO gilt folgende Beziehung:

Unter der Voraussetzung, daß der Vorwiderstand Rv wesentlich größer gewählt ist als der Widerstand Z des Meßobjektes X (z. B. 100 kΩ gegenüber 600 Ω Wellenwiderstand) läßt sich die Beziehung der Spannung Ue und Ua wie folgt vereinfachen:

Aufgelöst nach dem komplexen Widerstand Z des Meßobjektes ergibt durch Umformen der Gleichung (7)

Die Größe Rv ist als eine Korrekturgröße aufzufassen, so daß, wenn die beiden Spannungswerte Ua und Ue bekannt sind, der Widerstand Z nach der Gleichung (8) berechnet werden kann.

Die Erfindung zeigt einen Weg, wie für n-Frequenzen gleichzeitig in einfacher Weise die beiden Spannungen Ue und Ua gewonnen und daraus die gewünschten frequenzabhängigen Widerstandswerte Z erhalten werden können. Der Testimpuls TJ, welcher sendeseitig in das Meßobjekt MO eingegeben wird, stellt sich dar als die Summe aus der Überlagerung der verschiedenen harmonischen Einzelschwingungen mit den den Frequenzen f ₁ bis fn zugeordneten Amplitudenwerten A 1 bis An unter Berücksichtigung der Phasenwerte ϕ ₁ bis ϕ _n . Betrachtet man zunächst der Einfachheit halber allein die Frequenz f _1, so kann davon ausgegangen werden, daß am Eingang der Meßschaltung MO die Spannung Ue dem Amplitudenwert A 1 entspricht. Darüber hinaus entspricht die ausgangsseitige Spannung Ua dem bei der Empfangsschaltung EM nach Fig. 2 erhaltenen Amplitudenwert A* 1 für die Frequenz f 1. Dabei ist zu berücksichtigten, daß am Ausgang der Schaltung EM die einzelnen Amplitudenwerte A* als komplexe Zeiger vorhanden sind. Ebenso ist auf der Empfangsseite die Information über die Amplitudenwerte A 1 bis An und der Phasenwerte ϕ ₁ bis ϕ _n der Sendeseite in dem Programmspeicher PST nach Fig. 2 enthalten und somit für die Auswertung bereitgestellt. In der Empfangsschaltung EM nach Fig. 2 braucht somit lediglich eine Quotientenbildung durchgeführt werden, welche aus den einzelnen Amplitudenwerten A* 1 bis A*n einerseits und A 1 bis An andererseits durch Quotientenbildung die jeweiligen Quotientenwerte Q 1 bis Qn bereitstellt nach der Beziehung

Diese Quotientenwerte können bis hinauf zur Frequenz fn gebildet werden, wobei gilt

Besonders einfach wird diese komplexe Quotientenbildung, wenn mit normierten Amplitudenwerten gearbeitet wird. Setzt man nämlich für alle sendeseitigen Amplitudenwerte A 1 bis An gleich 1, so ist |A*x| = , weil im Nenner eine 1 steht. Die Quotientenbildung beschränkt sich somit auf die Bildung der Phasendifferenz (ϕ * _x-ϕ _x).

Die Quotientenwerte Q 1 bis Qn werden in komplexer Form einer Multiplikation (angedeutet durch den Block MS) unterworfen, in welcher der Quotientenwert mit dem Korrekturfaktor Rv beaufschlagt wird und dadurch den jeweiligen komplexen Widerstandswert Z 1 bis Zn nach Gleichung (8) ergibt. Dieser Wert Z 1 bis Zn wird in einer entsprechenden Anzeige- und Registriereinrichtung ARE dargestellt und/oder gespeichert. Der Multiplikationsschritt mit dem für alle Quotienten Q 1 bis Qn konstanten Korrekturfaktor Rv kann auch dadurch realisiert werden, daß bei der Anzeige- und Registriereinrichtung ARE ein entsprechender Maßstab gewählt wird, welcher die Quotienten Q 1 bis Qn gleich in der notwendigen Größe und Dimension darstellt.

Durch die Erfindung kann somit unmittelbar für n verschiedene Frequenzen, d. h. innerhalb eines größeren Meßfrequenzbereiches oder eines Meßfrequenzbandes praktisch parallel der Wert für die jeweiligen frequenzabhängigen komplexen Widerstände Z 1 bis Zn bei diesen n-Frequenzen berechnet und dargestellt bzw. registriert werden. Aufwendige Durchstimm- oder Ablauf-Meßvorgänge sind nicht erforderlich.

Die Taktfrequenz für die beiden, die Gesamt-Meßanordnung bildenden Sende- und Empfangsschaltungen SE und EM von z. B. 12,8 kHz wird an dem Punkt A zugeführt und ist für sowohl den Sender SE als auch für den Empfänger EM gleich groß. Dadurch ist die Bandfilterstruktur, welche der FFT-Prozessor im Empfänger EM liefert, für alle Amplitudenwerte A 1 bis An mit den Frequenzen f 1 bis fn so gelegt, daß diese jeweils in der Mitte der einzelnen empfangsseitigen Teilfrequenzbereiche liegen, welche die Kammerfilterstruktur (Filterbank) des FFT-Prozessors in Fig. 2 bildet.

Claims

1. Verfahren zum Messen der Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, dem von einem Meßsender ein Testpuls zugeführt wird, dessen durch das Meßobjekt veränderte Impulse (Pulsantwort) ausgewertet werden unter Einsatz eines Rechners, der die in einem Empfangsspeicher (STO) gespeicherte Pulsantwort mit Hilfe der Fourier-Analyse zerlegt, die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ihrer Phasenlagen bestimmt und in Kenntnis der Amplituden und der Phasenlagen der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses die Übertragungseigenschaften des Meßobjektes ermittelt, dadurch gekennzeichnet, daß zum Messen des Widerstandes eines Zweipols als Meßobjekt

- sendeseitig die Amplitudenwerte (A _n ) und Phasenlagen ( ϕ _n ) der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses mittels eines Speichers (PR) im Meßsender nach der Gleichung gebildet werden mit x als einer im Hinblick auf die zu untersuchende Bandbreite des Meßobjektes gewählten Zahl, mit f als Grundfrequenz (1. Harmonische) und n als Ordnungszahl der jeweiligen Frequenzkomponente,
- empfangsseitig
- - - von dem Rechner (CO) aus der Pulsantwort- mindestens ein komplexer empfangsseitiger Amplitudenwert (A*x) bereitgestellt wird, der auf eine bestimmte Frequenzkomponente fx des sendeseitigen Testimpulses zurückgeht,
- - - von einem weiteren Speicher (Programmspeicher PST) die Amplitudenwerte (A _n ) und Phasenlagen ( ϕ _n ) der einzelnen Frequenzkomponenten des Testimpulses dem Rechner (CO) zur Verfügung gestellt werden, der ohne eine Verbindung zum Meßsender ist,
- - - aus den zur Verfügung gestellten Amplitudenwerten (A _n ) ein Amplitudenwert (Ax) einer Frequenzkomponente fx bereitgestellt wird, die der bestimmten Frequenzkomponente fx des sendeseitigen Testimpulses entspricht,
- - - aus beiden bereitgestellten Amplitudenwerten (A*n, Ax) eine Quotientenbildung durchgeführt und
- - - der so erhaltene Quotient nach Multiplikation mit einem Korrekturfaktor als Widerstand des Meßobjektes angezeigt und/oder registriert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für die n-Amplitudenwerte der n im Testimpuls enthaltenen Harmonischen die Quotientenbildung n-fach durchgeführt und so der frequenzabhängige Verlauf des gesuchten Widerstandswertes ermittelt und entsprechend dargestellt und/oder registriert wird.

3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Testimpulse lückenlos aneinandergereiht ausgesandt werden.

4. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß für das sendeseitige Auslesen der Abtastwerte aus dem Speicher (PR) einerseits bzw. für die Abtastung der Pulsantwort auf der Empfangsseite die gleiche Abtastfrequenz (z. B. 12,8 kHz) verwendet wird.

5. Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß

- im Meßsender ein Speicher (PR) vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten (A 1 bis An) gebildeten Testimpuls enthält, die nacheinander ausgelesen werden,
- empfangsseitig ein weiterer Speicher (Programmspeicher PST) vorgesehen ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten gebildeten Testimpulses ebenfalls gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind,
- eine Schaltung (ADC) für die Abtastung der Pulsantwort vorgesehen ist, der ein zusätzlicher Speicher (STD) nachgeordnet ist,
- zwischen dem Meßsender (SE) und der Empfangsseite eine den zu messenden Zweipol (X) als Meßobjekt enthaltende Meßschaltung (MO) eingefügt ist,
- ein Rechner (CO) zur Quotientenbildung sowohl an den weiteren als auch an den zusätzlichen Speicher (PST; STO) angeschlossen ist und
- mit dem Rechner (CO) eine Anzeige und/oder Registriereinrichtung (DSP) verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher (PR im Meßsender als Digitalspeicher ausgebildet ist und einen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler (DAC) aufweist, dem ein Tiefpaßfilter (LP) nachgeschaltet ist.