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Verfahren und Schaltungsanordnung zur Messung der
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Ubertrazungseizenschaften eines Meßob;i ektes.
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(Zusatz -zu Patent Patentanmeldung P 27 24 991.8) Die Erfindung betrifft
ein Verfahren zur Messung der Übertragungseigenschaften eines Meßobjektes, dem ein
Testpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort)
ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische
zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und
ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der
entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testpulses die gewünschte Messung
durchgeführt wird, und wobei der Testpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude
und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und
nach folgender Formel gebildet wird
wobei An die Amplitude und t n die/pnaseJeweils einer bestimmten Frequenz n.f bedeutet
und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch oberlagerung
zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent - (Patentanmeldung P
27 24 991.8).
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Aus der Zeitschrift "Electronic Enginzeeringn August 1966, Seiten
516 bis 519 ist ein Verfahren für die Messung der Übertragungsfunktion mit Hilfe
von kurzen Impulsen bekannt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine A -Funktion
mit undendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen
mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird
in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten
allerdings nur eine S-i=-= Funktion ergibt. Eine x Folge derartiger schmaler Impulse
wird auf das Meßobjekt gegeben und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch
die Übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse
unterworfen. In gleicher Weise ist auch vor der über tragung eine Abtastung des
Sendeimpulses durchzufuhren und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls
einer Fourieranalyse unterworfen.
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Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine zweifache Aufzeichnung
sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt
werden muß.
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Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse
unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das
Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuis an der Emp-
fangstelle
nicht direkt zur Verfügung steht. Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche
Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen
werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite
zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch,
daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das
MeBergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei
der empfangsseitigen Fourier-Analyse mit ein.
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Es ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden
unendlich vielen Harmonischen (s-ix-X Funktion) sehr breite Frequenzbänder belegen
und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll,
während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet.
Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nachteil1 daß die Amplituden
der einzelnen Harmonischen (und ebenso deren Phasen) durch die Form des verwendeten
Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können. Dies ist
vor allem bei der Messung an Objekten mit einer Filtercharakteristik von Nachteil
und beeinträchtigt die Genauigkeit des Meßergebnisses.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren
der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß in einfacher und schneller Weise
die Bestimmung des Widerstandes eines Zweipols durchführbar ist. Gemäß der Erfindung
wird dies dadurch erreicht, daß von dem der requenz-Analyse dienenden Fourier-Prozessor
mindestens ein komplexer empfangsseitiger Amplitudenwert A*x bereitgestellt wird,
der auf eine bestimmte Frequenz fx innerhalb des sendeseitigen Testimpulses zurückgeht
? daß der zugeordnete sendeseitige,
dem Meßobjekt zugeführte Amplitudenwert
Ax ebenfalls bereitgestellt und aus beiden Werten eine Quotientenbildung durchgeführt
wird und daß der so erhaltene Quotient, ggf. nach Multiplikation mit einem Korrekturfaktor
als Widerstand des Meßobjektes angezeigt und/oder registriert wird.Da die Widerstandsmessung
mit Hilfe eines eingeprägten Stromes erfolgen kann und da am Ausgang der empfangsseitigen
Auswerteschaltung die verschiedenen Amplitudenwerte A*1 bis A*n in komplexer-Form,
d.h. mit ihrem Realteil und ihrem Imaginärteil oder in der Form A* ejY zur Verfügung
stehen und es außerdem jeweils bekannt ist, wie groß am Eingang der Meßschaltung
der zugeführte Amplitudenwert Al bis An ist, kann durch einen einfachen Verfahrensschritt
(Quotientenbildung) der gesuchte Widerstandswert des Meßobjektes ermittelt werden.
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Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildung ist es möglich, in paralleler
Form gleichzeitig für alle n Frequenzen, aus denen der Testimpuls zusammengesetzt
ist, den Widerstandswert durch eine mehrfache Quotientenbildung zu ermitteln und
einer entsprechenden Anzeige- oder Registriereinrichtung zuzuführen. Dann liegt
mit einem Meßvorgang praktisch auch schon der ganze Frequenzgang des gesuchten Widerstandes
vor. Die Darstellung des gemessenen Widerstandswertes kann in Betragsform oder auch
in komplexer Form erfolgen.
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Die Erfindung bezieht sich weiterhin auf eine Schaltungsanordnung
zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung, welche dadurch gekennzeichnet
ist, daß sendeseitig ein Speicher vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlich
aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten
gebildeten Testpuls enthält,-die
nacheinander ausgelesen werden,
daß empfangsseitig ein Speicher vorgesehen ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig
mit den unterschiedlichen Amplitudenwerten gebildeten Testpulses ebenfalls gespeichert
und zur Auswertung bereitgestellt sind, daß eine Schaltung für die Abtastung des
empfangenen Testpulses vorgesehen ist, daß zwischen der sendeseitigen und der empfangsseitigen
Meßanordnung eine den zu messenden Zweipol enthaltende Meßschaltung eingefügt ist
und der Widerstandswert dieses Zweipols durch eine Quotientenbildung zusammengehöriger
Amplitudenwerte in einer entsprechenden Rechenschaltung ermittelt und das Ergebnis
in einer Anzeige- und/oder Registriereinrichtung dargestellt wird.
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Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteranspruchen wiedergegeben.
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Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von
Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt: Fig. 1 einen Schaltungsaufbau für die Erzeugung
des Testpulses (Sendeseite), Fig. 2 einen Schaltungsaufbau für die Auswertung des
Testpulses am Ausgang der Meßschaltung (Empfangsseite), Fig. 3 das Zeigerdiagramm
eines Testpulses nach der Übertragung und empfangsse itigenAufbereitung Fig. 4 einen
vollständigen Meßaufbau nach der Erfindung.
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In Fig. 1 ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler
FDO nachgeschaltet ist (Teilungsverhältnis m:1). Am Ausgang dieses Frequenzteilers
liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz
vor.
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Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reihe von
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Frequenzteilern FD1 bis FD7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils
ein Teilverhältnis von 2:1 aufweisen.
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Mit dem 7-stufigen Binärteiler (FDI...FD7) können 7 3 128 verschiedene
Kombinationen aufeinanderfolgend auf den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche
als Adressleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z.B. PROM) zugeführt werden,
das mit PR bezeichnet ist.
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Mit jeder der 27 = 128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher
PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z.B.
eine zange von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden-Momentanwert
der unverzerrten Zeitfnnktionta=ganzz>hli
Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls
als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d.h. ohne
zeitliche Lücke aneinandergereiht) ausgesandt werden.
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Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch ?11 wobei £1 die Frequenz
der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f1 = 100 Hz
gewählt).
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Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 32 einzelnen Harmonischen
von je 100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen
werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten,
daß nach dem Abtasttheorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet
werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel
ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die
Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.
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Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen
vorgegangen: Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten Al bis An und den
Anfangsphasenwerten #1 bis #n ein Testpuls der Periodendauer T = # festgelegt. Die
Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T = 10 msec. Die Amplitudenwerte
Al bis An werden dabei unterschiedlich groß gewählt, wie näher im Zusammenhang mit
Fig. 3 erläutert wird.
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Von dem so zeichnerisch oder rschnerisch ermittelten, aus den einzelnen
Harmonischen mit den Amplituden Al bis A32 und mit den Anfangsphasen y 1 bis #32
zusammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z.B. während
10 msec eine ausreichende Zahl z.B. von k=128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten
T im zeitlichen Abstand von g , im vorliegenden Beispiel also
entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR
aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d.h.z.B. unter Nr. 1 bis Nr. 128
abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend
beim Auslesen k ç 128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nache der ausgelesenwerden
und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte
eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte
benutzten Testimpulsentspricht. Die Glättung, d.h. die t)berführung der einzelnen
Spannungs stufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten TiefnaßfilterLP.
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Nach Ablauf einer vollen Periode, d.h. nach T = 10 msec beginnt ohne
Zwischenraum das Programm von neuem, d.h.
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es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve
ergeben ( = nächsten Periode der Zeitfunktion).
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Es werden aufeinanderfölgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt,
wie das jeweilige MeBobjekt bis zum vollstandigen Einschwingen benötigt. Im einges
chwungenen Zustand kann dSnn empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet
werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der
einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich
somit auf der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger
oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch
insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A1* bis A32* sowie die Phasnwerte #1*bis#32*
liefern.
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Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfalschungen der
Zeitfunktion (z.B. durch Dänpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine
Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur
der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.
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Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt
über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer AnpaßschaltungTR1* z.B. in Form
eines Leitungsübertragers und von dort aus zu einem Meßobjekt TE.
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In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt
veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls
zunächst zu einer AnpaßschaltungTH2,an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen
ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife
ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und
die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstarkung des Verstärkers AM2 so
beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximsnamplitude des empfangenen
Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung
aufweisender Analog-Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz
von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8
kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers
FDO in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.
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Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD8 zugeführt,
der für das gewählte Beispiel ein Teilung verhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler
FD8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FDI bis FD7 in Fig. 1.
Er kann sogar z.B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf
seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzeraufeinanderfolgend
gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden
Binärwerte in dem Speicher STO abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teiler
FD8, d.h. nach dem Abspeichern von z.B. 128 Momentanwerten des empfangenen Testpulses,
wird dieser Vorgang beendet.
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Mit den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Te stpuls es
in digitalisierter Form abgespeichert.
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Dieser Speicher STO arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr
zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm
(FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher
PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testpulses maßgebenden
einzelnen Amplitudenwerte AI, A2...An und die Phasenwerte #1, #2...#n enthält.
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Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen
Fourier-Transform ist in dem Buch UThe Fast Fourier TransSormn von G. Oran Brigham
auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.
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Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich
in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z.B. n = 32 Harmonischen
der Real- (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für
jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung
errechnet sowie die Phase T n nach der Gleichung
Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in dem Programmspeicher PST
enthalten.
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Die empfangsseitig errechneten Einzelamplituden A1*.
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..An* der Harmonischen nicht mehr identisch mit den EinzelamplitudenAl
... An, aus denen sich der gesendete Testpuls zusammensetzte (siehe Gleichung 1).
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In dem Rechner CO wird eine Quotientenbildung (angedeutet durch den
Schaltungsteil QS) der komplexen Zeiger A*x und Ax nach der Beziehung Qx = A*x/Ax
durchgeführt. Der so erhaltene Wert stellt ein Maß für den Widerstand eines Meßobjektes
dar, wie näher im Zusammenhang mit Fig. 4 erläutert wird. Das erforderliche Programm
für die Quotientenbildung ist ebenfalls im Programmspeicher PST enthalten, d.h.
auch die Information über die sendeseitig gewählte Ämplitudenverteilung Al bis An.
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Fig. 3 zeigt in einer Zeigerdiagrammdarstellungdie Beziehungen für
die am Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 erhaltenen Werte y*1 bis *n und A*1 bis
A*n. Die sendeseitigen Amplitudenwerte Al bis A32 sind mit der Anfangsphase fn =
O angenommen. In der Fig. 3 sind nur wenige dieser empfangsseitigen Amplituden-
und Phasenwerte aufgezeichnet und zwar der Zeiger A*1 (für die Frequenz fl = 100Hz),
der Zeiger A*2 (für die Frequenz 200Hz) und der Zeiger A*9 (für die Frequenz 900Hz).
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Zwischen dem Zeiger A*1 und dem Zeiger Al besteht eine Phasenverschiebung
*1, zwischen A2 und A*2 eine solche von *2 usw. Ein vollständiges Zeigerdiagramm
nach Fig. 3 würde somit das vom Computer CO nach Fig. 2 gelieferte Gesamtergebnis
wiedergeben.
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Bei der nachfolgenden Quotientenbildung ist zu beachten, daß jeweils
A*1 auf Al, A*2 auf A2 und A*n auf An bezogen werden muß, um zu dem gewünschten
Widerstandswert jeweils bei der Frequenz nf zu gelangen. Es ergibt sich der Widerstandswert
Zx bei der Frequenz fx zu
wobei fx eine der n Harmonischen ist und A*x bzw. Ax den jeweiligen Amplitudenwert,
y*æ bzw.yx den jeweiligen Phasenwert und Rv eine Konstante bedeutet, die
näher
bei Fig. 4 erläutert wird.
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Die komplexen Widerstandswerte Z1 bis Zn bei den verschiedenen Frequenzen
f1 bis fn werden in geeigneter Form auf der Anzeige- und/oder Registriereinrichtung
DSP nach Fig. 2 festgehalten. Wenn nur ein Teil der n Widerstandswerte von Interesse
sein sollte, so können die übrigen weggelassen werden.
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Bei dem Blockschaltbild nach Fig. 4 ist der Sender der Meßschaltung
mit SE bezeichnet. Er hat den in Fig. 1 im einzelnen dargestellten Aufbau und gibt
sein Meßsignal in Form unmittelbar aufeinanderfolgender Testimpulse TJ von bestimmter
vorgegebener Dauer an die Meßschaltung NO ab. Diese Meßschaltung enthält einen ohmschen
Serienwiderstand Rv (bei symmetrischen Meßobjekten sind dementsprechend zwei Vorwiderstände
Rv vorzusehen), sowie den Zweipol X, der hier als Ersatzwiderstand dargestellt ist
und dessen Widerstandswert gemessen werden soll. Am Ausgang der Meßschaltung MO
ist eine Empfangsschaltung EM vorgesehen, welche den in Fig. 2 näher dargestellten
Aufbau hat. Bei dem dort gezeichneten Rechner CO liegen, wie bereits erwähnt, die
einzelnen Amplitudenwerte A*1 bis A*n in komplexer Form vor, so daß für eine Frequenz
fx der n Frequenzen gilt
Die komplexen Zeiger A*l bis A*n am Ausgang der Empfangsschaltung nach Fig. 2 entstehen
durch eine Fourier-Analyse (schnelle Fourier-Transformation-FFT) in der Empfangsschaltung
EM durch Analyse des durch die Neßschaltung MO veränderten Testimpulses TJ*.
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Darüber hinaus ist in dem Programmspeicher PST, wie ebenfalls in Fig.
2 schematisch angedeutet, auch die
Information über die sendeseitigen
komplexen Zeiger A1 bis An vorhanden, d.h. die einzelnen Phasen- und Amplitudenwerte
der n Harmonischen, welche den Testimpuls TJ bilden. Dabei gilt für eine Frequenz
fx der n Harmonischen auf der Sendeseite die Beziehung
Bei der Quotientenbildung (angedeutet durch den Block QS) werden die Quotienten
aus den komplexen Werten gebildet und zwar fortlaufend Ql = A*1/A1, Q2 = A*2/A2
usw.
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bis -nn. Die so gewonnenen Größen Q1 bis Qn stellen ein Maß (und zwar
in komplexer Form) für den Widerstand des Meßobjektes.X dar. Dies ergibt sich aus
folgenden Überlegungen: Für die Spannung Ue am Eingang des Meßobjektes MO und für
die Spannung Ua am Ausgang des Meßobjektes MO gilt folgende Beziehung: Ue = Rv +
Z (6) Unter der Voraussetzung, daß der Vorwiderstand Rv wesentlich größer gewählt
ist als der Widerstand Z des Meßobjektes X (z.B. 100k t gegenEber 600#Wellenwiderstand)
läßt sich die Beziehung der Spannungen Ue und Ua wie folgt vereinfachen: Ue ~ Rv
(7) traUe/Ua#Rv/z N Aufgelöst nach dem komplexen Widerstand Z des Meßobjektes ergibt
durch Umformen der Gleichung (7) Z = Ua/U-e Rv (8)
Die Größe Rv
ist als eine Korrekturgröße aufzufassen, so daß, wenn die beiden Spannungswerte
Ua und Ue bekannt sind, der Widerstand Z nach der Gleichung (8) berechnet werden
kann.
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Die Erfindung zeigt einen Weg, wie für n Frequenzen gleichzeitig in
einfacher Weise die beiden Spannungen Ue und Ua gewonnen und daraus die gewünschten
frequenzabhängigen Widerstandswerte Z erhalten werden können.
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Der Testimpuls TJ, welcher sendeseitig in das Meßobjekt MO eingegeben
wird, stellt sich dar als die Summe aus der Überlagerung der verschiedenen harmonischen
Einzelschwingungen mit den den Frequenzen f1 bis fn zugeordneten Amplitudenwerten
Al bis An unter Berücksichtigung der Phasenwerte y 1 bis yn. Betrachtet man zunächst
der Einfachheit halber allein die Frequenz f1, so kann davon ausgegangen werden,
daß am Eingang der Meßschaltung MO die Spannung Ue dem Amplitudenwert A1 entspricht.
Darüber hinaus entspricht die ausgangsseitige Spannung Ua dem bei der Empfangsschaltung
EM nach Fig. 2 erhaltenen Amplitudenwert A*1 für die Frequenz f1. Dabei ist zu berücksichtigen,
daß am Ausgang der Schaltung EM die einzelnen Amplitudenwerte A* als komplexe Zeiger
vorhanden sind. Ebenso ist auf der Empfangsseite die Information über die Amplitudenwerte
Al bis An und der Phasenwerte T1 bis Tn der Sendeseite in dem Programmspeicher PST
nach Fig. 2 enthalten und somit für die Auswertung bereitgestellt. In der Empfangsschaltung
EM nach Fig. 2 braucht somit lediglich eine Quotientenbildung durchgeführt werden,
welche aus den einzelnen Amplitudenwerten A*1 bis A*n einerseits und A7 bis An andererseits
durch Quotientenbildung die jeweiligen Quotientenwerte Q1 bis Qn bereitstellt nach
der Beziehung
Diese Quotientenwerte können bis hinauf zur Frequenz fn gebildet werden, wobei gilt
Besonders einfach wird diese komplexe Quotientenbildung, wenn mit normierten Amplitudenwerten
gearbeitet wird.
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Setzt man nämlich für alle sendeseitigen Amplitudenwerte Al bis An
gleich 1, so ist
weil im Nenner eine 1 steht. Die Quotientenbildung beschrrrkt sich somit auf die
Bildung der Phasendifferenz Die Quotientenwerte Q1 bis Qn werden in komplexer Form
einer Multiplikation(angedeutet durch den Block MS) unterworfen, in welcher der
Quotientenwert mit dem Korrekturfaktor Rv beaufschlagt wird und dadurch den jeweiligen
komplexen Widerstandswert Z1 bis Zn nach Gleichung (t) ergibt. Dieser Wert Z1 bis
Zn wird in einer entsprechenden Anzeige-und Registriereinrichtung ARE dargestellt
und/oder gespeichert. Der Multiplikationsschritt mit dem für alle Quotienten Q1
bis Qn konstanten Korrekturfaktor Rv kann auch dadurch realisiert werden, daß bei
der Anzeige- und Registriereinrichtung ARE ein entsprechender Maßstab gewählt wird,
welcher die Quotienten Q1 bis Qn gleich in der notwendigen GröBe und Dimension darstellt.
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Durch die Erfindung kann somit unmittelbar für n verschiedene Frequenzen,
d.h. innerhalb eines größeren Meßfrequenzbereiches oder ein/0eBSrequenzbandes praktisch
parallel der Wert für die jeweiligen/Widerstände Z1 bis Zn bei diesen n Frequenzen
berechnet und dargestellt bzw. registriert werden. Aufwendige Durchstimm- oder Ablauf-Meßvorgänge
sind nicht erforderlich.
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Die Taktfrequenz für die beiden, die Gesamt-Meßanordnung bildenden
Sende- und Empfangsschaltungen SE und EM von z.B. 12,8kHz wird an dem Punkt A zugeführt
und ist für sowohl den Sender SE als auch für den Empfänger EM gleich groß. Dadurch
ist die Bandfilterstruktur, welche der FFT-Prozessor im Empfänger EM liefert, für
alle Amplitudenwerte Al bis An mit den Frequenzen f1 bis fn so gelegt, daß diese
jeweils in der Mitte der einzelnen empfangsseitigen Teilfrequenzbereiche liegen,
welche die Kammfilterstruktur (Filterbank) des FFT-Prozessors in Fig. 2 bildet.
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12 Ansprüche 4 Figuren
L e e r s e i t e