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Verfahren und Schaltungsanordnung zur Dämpfungsmessung,
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insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungs- undloder Grupenlaufzeitverzerrung
eines Meßobjektes.
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(Zusatz zu Patent - Patentanmeldung P 27 24 991.8) Die Erfindung betrifft
ein Verfahren zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungsverzerrung
und/oder der Gruppenlaufzeitverzerrung eines Meßobjektes, dem ein Testpuls zugeführt
und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird,
wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische zerlegt sowie
die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und ggf. ihrer Phasenbeziehung
zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich
gesendeten Testpulses die Dämpfungsmessung und ggf. Gruopenlaufzeitmessung durchgeführt
wird, und wobei der Testpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase
vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender
Formel gebildet wird
wobei An die Amplitude und #n die phase jeweils einer bestimmten Frequenz n.f bedeutet
und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung
zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent - (Patentanmeldung P
27 24 991.8).
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Aus der Zeitschrift "Electronic Engin eering" August 1966, Seiten
516 bis 519 ist ein Verfahren für die Messung der Übertragungsfunktion mit Hilfe
von kurzen Impulsen bekannt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine #-Funktion mit
undendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen
mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird
in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten
allerdings nur eine #### Funktion ergibt. Eine Folge derartiger schmaler Impulse
wird auf das Meßobjekt gegeben und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch
die Übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse
unterworfen. In gleicher Weise ist auch vor der Übertragung eine Abtastung des Sendeimpulses
durchzuführen und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls einer Fourieranalyse
unterworfen.
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Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine zweifache Anfzeichnung
sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt
werden muß.
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Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse
unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das
Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuls an der Emp-
fangstelle
nicht direkt zur Verfügung steht. Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche
Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen
werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite
zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch,
daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das
Meßergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei
der empfangsseitigen Fourieranalyse mit ein.
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Es ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden
unendlich vielen Harmonischen #### Funktion) sehr breite Frequenzbänder belegen
und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll,
während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet.
Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nachteil, daß die Phasen
der einzelnen Harmonischen und ebenso deren Amplituden durch die Form des verwendeten
Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können.
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Bei der Beurteilung der Belastung eines Systems durch Testpulse wird
der sogenannte Crest-Faktor Cf herangezogen. Dieser ist definiert durch cf = ################
Ueff evwer Bei Verwendung von sehr schmalen Rechteckimpulsen, wie sie beim vorstehend
genannten Stand der Technik benötigt werden, ist der Crest-Faktor sehr hoch und
kann nicht geändert werden.
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Besonders ungünstig ist beim genannten Stand der Technik weiterhin
auch die Tatsache, daß das durch die gewählte Wiederholfrequenz fp festgelegte Oberwellenspektrum
nicht verändert werden kann. Ist z.B. die Wiederholfrequenz fp mit 100 Hz gewählt
worden, so liegen die Spektrallinien bei k.fp. Obwohl u.U. nicht alle Oberwellen
für die Messung benötigt werden, müssen sie auf dem Meßkanal übertragen und ausgewertet
werden.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Verfahren der
eingangs genannten Art einerseits zu erreichen, daß ausreichend viele für die Messung
benötigte Einzelschwingungen vorhanden sind und andererseits eine Belastung des
Meßobjektes durch unnötige Frequenzanteile vermieden wird. Gemäß der Erfindung.wird
dies dadurch erreicht, daß die Amplituden einzelner der n Harmonischen bei der Bildung
des Testpulses zu Null gesetzt werden.
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Der so erreichte Vorteil besteht darin, daß die Frequenzfolge der
Einzelschwingungen nicht mehr an die Gesetzmäßigkeit k.fp gebunden ist, und sowohl
der Abstand der Einzelfrequenzen als auch der Frequenzbereich, in dem diese liegen,
frei gewählt werden kann. Beispielsweise kann mit einem Frequenzabstand von 100
Hz der Einzelfrequenzen gemessen (f1 = 100 Hz, f2 = 200 Hz, f3 = 300 Hz) und gleichzeitig
A1 (Amplitudenwert für die Frequenz f1) zu Null gesetzt werden. Die erste im Testpuls
auftretende Frequenz liegt somit bei f2 = 200 Hz und die nächsten Harmonischen folgen
im Abstand von jeweils 100 Hz. Weiterhin ist es von Vorteil, daß gleichzeitig durch
diese Maßnahme der Crest-Faktor Cf erniedrigt werden kann
Die Erfindung
betrifft weiterhin eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens, welche
dadurch gekennzeichnet ist, daß sendeseitig ein Speicher vorgesehen ist, der ausreichend
viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte des aus einem mit den jeweiligen
Amplituden- und Anfangsphasenwerten der Einzelschwingungen gebildeten Testpulses
enthält, die nacheinander ausgelesen werden, daß empfangsseitig ein Speicher vorgesehen
ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig gebildeten Testpulses ebenfalls gespeichert
und zur Auswertung bereitgestellt sind, und daß eine Schaltung für die Abtastung
des empfangenen Testpulses vorgesehen ist.
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Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.
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Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von
Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt: Fig. 1 einen Schaltungsaufbau der Sendeseite,
Fig. 2 einen Schaltungsaufbau der Empfangsseite, Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel
für eine Amplitudenverteilung nach der Erfindung, Fig. 4 das Zeigerdiagramm eines
empfangenen Testpulses.
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Fig. 1 zeigt Einzelheiten einer Schaltungsanordnung, mit der der aus
der Überlagerung einer Reihe harmonischer Schwingungen hergeleitete Testpuls hergestellt
wird. Das angegebene Beispiel bezieht sich auf Messungen an einem Daten- oder Fernsprechkanal
(Bandbreite 300 Hz bis 3kHz). Dabei ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein
erster Frequenzteiler FDO nachgeschaltet ist, dessen Teilungsverhältnis m:1 beträgt.
Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckförmige Spannungsfolge
mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reihe von
7
Frequenzteilern FD1 bis FD7 zugeführt, die hintereinander geschaltet sind und jeweils
ein Teilverhältnis von 2:1 aufweisen.
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Mit dem 7-stufigen Binärteiler (FD1...FD7) können 27 = 128 verschiedene
Kombinationen aufeinanderfolgend auf den 7 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche
als Adressleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z.B. PROM) zugeführt werden,
das mit PR bezeichnet ist.
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Mit jeder der 27 = 128 Adressen wird ein Speicherwort im Speicher
PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z.B.
eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden-Momentanwert
der unverzerrten Zeitfunktion(n=ganzzahlig)
Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls
als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d.h. ohne
zeitliche Lücke aneinandergereiht) ausgesandt werden.
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Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch 1 bei 9 die Frequenz
der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f1 = 100 Hz
gewählt).
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Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 2 einzelnen Harmonischen
von je 100 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 100 Hz bis 3200 Hz ausgemessen
werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten,
daß.. nach dem Abtasttheorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet
werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel
ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die
Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.
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Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen
vorgegangen: Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten Al bis An und den
Anfangsphasenwerten #1 bis #n ein Testpuls der Periodendauer T = ## festgelegt.
Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T = 10 msec. Die Amplitudenwerte
A1 bis An werden dabei unterschiedlich groß gewählt, wie näher im Zusammenhang mit
Fig. 3 erläutert wird.
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Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen
Harmonischen mit den Amplituden Al bis A32 und mit den Anfangsphasen #1 1 bis #32
zusammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z.B. während
10 msec eine ausreichende Zahl z.B. von k=128 aufeinanderfolgenden Abtastwerten
im zeitlichen Abstand von T, im vorliegenden Beispiel also -3 10 . 10 = 78,125 usec
128 entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher
Pr aufeinanderfolgend unter der Jeweiligen Adresse d.h.z.B. unter Nr. 1 bis Nr.
128 abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend
beim Auslesen k = 128 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen
werden und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese
Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung
der Abtastwerte benutzten Testimpuls entspricht. Die Glättung, d.h. die Überfurung
der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal erfolgt mit dem nachgeschalteten
Tiefpaßfilter LP.
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Nach Ablauf einer vollen Periode, d.h. nach T = 10 msec beginnt ohne
Zwischenraum das Programm von neuem, d.h.
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es folgen wieder 128 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve
ergeben ( = nächsten Periode der Zeitfunktion).
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Es werden aufeinanderfolgend mindestens so viele Testimpulse ausgesandt,
wie das jeweilige Meßobjekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt. Im eingeschwungenen
Zustand kann dann empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und
zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen
Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich somit auf
der Empfangsseite wieder 128 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter
Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen
Amplitudenwerte A1* bis A32* sowie die Phasenwerte# 1*bix #32* liefern.
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Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der
Zeitfunktion (z.B. durch Dämpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine
Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur
der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.
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Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt
über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer Anpaßschaltung TR1, z.B. in Form
eines Leitungsübertragers und von dort aus zu einem eine Filtercharakteristik aufweisenden
Meßobjekt TE, bevorzugt eine Übertragungsstrecke, deren Dämpfung und/oder Gruppenlaufzeit
bzw. Dämpfungsverzerrung und/oder Gruppenlaufzeitverzerrung gemessen werden soll.
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In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt
veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls
zunächst zu einer Anpaßschaltung TR2,an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen
ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife
ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und
die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM2 so
beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximalamplitude des empfangenen
Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung
aufweisender Analog-Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz
von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8
kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers
FDO in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.
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Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD8 zugeführt,
der für das gewahlte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 128 : 1 hat. Dieser Frequenzteiler
FD8 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD1 bis ?7 in Fig. 1.
Er kann sogar z.B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf
seinen 7 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer
aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses
entsprechenden Binärwerte in dem Speicher STO abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf
des Teiler FD8, d.h. nach dem Abspeichern von z.B. 128 Momentanwerten des empfangenen
Testpulses, wird dieser Vorgang beendet.
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Mit den 128 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in
digitalisierter Form abgespeichert.
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Dieser Speicher STO arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr
zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 128 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm
(FFT-Programm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher
PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testpulses maßgebenden
einzelnen Amplitudenwerte A1, A2...An und die Phasenwerte#1, $2...#n Enthält.
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Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen
Fourier-Transform ist in dem Buch "The Fast Fourier Transform" von G. Oran Brigham
auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.
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Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich
in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z.B. n = 32 Harmonischen
der Real- (Rn*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für
jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung
errechnet sowie die Phase #*n n nach der Gleichung
Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in dem Programmspeicher PST
enthalten.
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Hat das Meßobjekt TE z.B. durch eine Filtercharakteristik eine frequenzabhängige
Dämpfung, so sind die auf der Empfangsseite errechneten Einzelamplituden A1*.
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..An* der Harmonischen nicht mehr identisch mit den Einzelamplituden
A1 ... An aus denen sich der gesendete Testpuls zusammensetzte (siehe Gleichung
1). Die
Amplitudenänderung an * durch das Meßobjekt und somit die
Dämpfung bzw. Dämpfungsverzerrung bei den verschiedenen Frequenzwerten f1 bis fn
wird jede Harmonische berechnet (an* = An ) und als Ergebnis auf einer geeigneten
Anzeigeeinrichtung (Display) dargestellt, die hier mit DSP bezeichnet ist. Das erforderliche
Programm ist ebenfalls im Programmspeicher PST enthalten, d.h. auch die Information
über die sendeseitig unterschiedlich gewählte Amplitudenverteilung Al bis An, welche
näher bei Fig. 3 erläutert wird.
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Hat das Meßobjekt TE auch eine frequenzabhängige Phasenverschiebung,
so ist die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer ein Maß
für die Gruppenlaufzeit nach der Gleichung
Diese Näherung gilt hinreichend genau bei ausreichend vielen Harmonischen innerhalb
der zu untersuchenden Bandbreite, wobei zusätzlich vereinfachend gilt #w = 2#.#f
= 2#.f1 = konst. (5) Um die Differenz der Phasennnderung zweier benachbarter Harmonischer
bestimmen zu können, wird zunächst die Phasenänderung ##n* jeder Harmonischen bestimmt
nach der Gleichung =#n* - # wobei die Werte von #n (die sendeseitig gewählten Phasen
der Harmonischen) ebenfalls im Programmspeicher PST gespeichert sind. Die Differenz
der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer als Maß für die Gruppenlaufzeit
#g ergibt sich somt zu
= (#*n +1 -#n+1) - (#*n -#n) (6) = (#*n+1
-#*n) - (#n+1 -#n) Somit kann aus den Gleichungen (4) mit (5) und (6) die Gruppenlaufzeit
#g berechnet und auf der Anzeinrichtung dargestellt werden.
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Bei Schleifenmessung kann die Gruppenlaufzeit #g absolut gemessen
werden. Bei Streckenmessung kann der Absolutwert wegen Fehlens eines Referenzzeitp
unktes nicht bestimmt werden. Hier ergibt sich nur die Gruppenlaufzeitverzerrung
bezogen auf den Wert bei einer willkürlich gewählten Frequenz.
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In Fig. 3 ist die zugelassene Restdämpfung (bezogen auf 800 Hz) entsprechend
einer CCI-Empfehlung für Fernsprechleitungen durch die mit einer Schraffur ergänzte
Linie angedeutet. Auf der Abszisse ist hierbei die Frequenz in Hz aufgetragen, während
die Ordinate die Dämpfung in dB zeigt. Der eigentliche Durchlaßbereich liegt zwischen
500 und 2800 Hz, während an den beiden Bandgrenzen zwischen 500 und 300 Hz bzw.
2800 Hz und 3000 Hz einen Dämpfungsanstieg von höchstens 3 db auf 6 db zulässig
ist. Unterhalb 300 Hz und oberhalb 3000 Hz ist keine Begrenzung der Restdämpfung
angegeben.
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Unter der Annahme, daß der Testimpuls aus 32 Harmonischen A1 bis A32
zusammengesetzt ist, deren Frequenzabstand Jeweils 100 Hz beträgt und die das Band
von 100 bis 3200 Hz in gleichmäßigen Stufen überdecken, ergeben sich für den angegebenen
Kanal insgesamt 32 frequenzabhängige
Meßwerte. Für die Erzielung
eines ausreichend genauen und aussagekräftigen Meßergebnisses ist eine möglichst
große Anzahl von Einzelmeßwerten bei bestimmten Frequenzen notwendig. Wenn man annimmt,
daß für das vorliegende Beispiel eine Messung im Abstand von 100 Hz erforderlich
ist, so müßte bei der Verwendung von Impulsen entsprechend der oben angeführten
Literaturstelle eine Pulswiederholfrequenz von 100 Hz verwendet werden. Es würde
dann ein Oberwellenspektrum entstehen, das bei Vielfachen von jeweils 100 Hz eine
Spektrallinie aufweisen würde. Im vorliegenden Beispiel würde dies bedeuten, daß
der gesamte Frequenzbereich (abgesehen von den Nullstellen bei #### = 0) mit einem
Linienspektrum von jeweils 100 Hz Abstand belegt wäre.
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In vielen Fällen ist es weder notwendig, noch auch erwünscht, das
gesamte Frequenzband in dieser Form so weitgehend zu belegen. Beispielsweise können
vor allem sehr niedrige Frequenzwerte (etwa die Frequenz 100 Hz) überhaupt ohne
Interesse sein, weil in diesem Frequenzbereich eine Nachrichtenübertragung nicht
mehr stattfindet. Weiterhin besteht die Möglichkeit, daß bestimmte Teilbereiche
des Durchlaßfrequenzbandes (z.B.
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Untergruppen)des Meßobjektes durch andere Frequenzen belegt sind und
nicht gestört werden sollen. So ist es z.B. möglich, daß etwa bei bestimmten Harmonischen
in einem Übertragungssystem ein Pilotton vorliegt. Wenn die Charakteristik dieses
Übertragungskanals zusammen mit dem vorhandenen Pilotton gemessen werden soll, so
darf keinesfalls der zur Messung benutzte Testpuls einen Signalanteil bei der Pilotfrequenz
aufweisen.
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Zur Beseitigung dieser Schwierigkeiten werden in der Schaltung nach
Fig. 1 bei der Bildung der zur Überlagerung der benutzten Einzelschwingungen innerhalb
der
n Amplitudenwerte Al bis An die Amplitudenwerte Ax von nicht
benötigten einzelnen Harmonischen bei der Bildung des Testpulses zu Null gesetzt.
Im Beispiel von Fig. 3 ist der (nur gestrichelt angedeutete) Amplitudenwert A1 =
0 gesetzt und die niedrigste Frequenz innerhalb des Testpulses liegt bei f2 = 200
Hz mit dem Amplitudenwert A2. Das zur Messung verwendete Spektrum hat Jedoch weiterhin
einen Abstand von nur 100 Hz.
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Ebenso kann für eine oder mehrere weitere der n Harmonischen der zugehörige
Amplitudenwert Ax zu Null gesetzt werden. Ein zusätzlicher Vorteil der durch dieses
teilweise Nullsetzen von einzelnen Amplitudenwerten Ax bei der Bildung des Testimpulses
erzielt wird, besteht darin, daß der Crest-Faktor erniedrigt wird. Dieser Crest-Faktor
cf ist bei Überlagerung von n Cosinus-Einzelschwingungen mit gleicher Anfangsphase
gegeben durch das Verhältnis von
Für 32 Harmonische gleicher Amplitude A wird Cf = 8,0.
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Läßt man dagegen Al weg, so sinkt der Crest-Faktor auf = 7,87.
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Eine Verringerung des Crest-Faktors bringt eine verkleinerte Belastung
des gesamten Meßobjektes, eine geringere Dynamik und damit weniger Verzerrungen
im Ubertragungsbereich und somit auch bei der Durchführung des Meßvorganges geringere
Meßfehler.
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Eine weitere Verbesserung des Crest-Faktors ist dadurch möglich, daß
die Amplitudenwerte z.B. A7 bis A27 im Durchlaßbereich kleiner gewählt werden als
die Amplitudenwerte A2 bis A6 und A28 bis A32 im Bereich von Filterflanken. Damit
läßt sich zusätzlich genau-
er messen, weil die stärker bedämpften
Amplitudenwerte z.B. A*2. A*3 empfangsseitig ausreichend groß bleiben.
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Fig. 4 zeigt in einer Zeigerdiagrammdarstellung die Beziehungen für
die am Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 erhaltene Werte #*1 bis #*n und A*1 bis
A*n. Die sendeseitigen Amplitudenwerte A2 bis A32 sind mit der Anfangsphase #n =
0 angesetzt. Der Amplitudenwert Al ist entsprechend Fig. 3 als Null angenommen und
tritt deshalb nicht in Erscheinung. In der Fig. 4 sind nur wenige dieser empfangsseitigen
Amplituden und Phasenwerte aufgezeichnet und zwar der Zeiger A*2 (für die Frequenz
f1 = 200 Hz), der Zeiger A*3 (für die Frequenz 300 Hz). Zwischen dem Zeiger A*2
und dem Zeiger A*3 besteht eine Phasenverschiebung ###*2, welche auf der Anzeigeeinrichtung
DSP nach Fig. 2 dargestellt wird und welche die Phasenverzerrung als Maß der Gruppenlaufzeit
im Bereich zwischen 200 Hz und 500 Hz zeigt. Ein vollständiges Zeigerdiagramm nach
Fig. 4 würde somit das Gesamtergebnis am Ausgang des Computers nach Fig. 2 wiedergeben.
Da in diesem Fall #n = 0 gewählt wurde, gilt #*n = ##*n.
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Bei der Auswertung ist zu beachten, daß jeweils A*1 auf A1, A*2 auf
A2 und A*n auf An bezogen werden muß, um zu dem gewünschten Dämpfungswert Jeweils
bei der Frequenz n.f zu gelangen.
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Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Speicheranordnungen und Auswerteeinrichtungen
sind als digital arbeitend beschrieben worden. Es ist aber auch möglich, dort analoge
Speicher und/oder Auswerteeinrichtungen einzusetzen.
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Während auf der Sende seite nach Fig. 1 im Speicher PR zweckmäßig
die Zeitfunktion des Testpulses gespeichert
ist, sind auf der Empfangsseite
(Fig. 2) vorteilhaft die Werte der Frequenzfunktion gespeichert, weil die dort mit
dem Empfangssignal durchzuführende Fourieranalyse ebenfalls die Werte der Frequenzfunktion
liefert und somit die Einarbeitung der Ausgangswerte besonders einfach durchzuführen
ist.
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Eine zusätzliche Verbesserung des Crest-Faktors ist auch noch dadurch
möglich, daß die Anfangsphasen # n unterschiedlich gewählt werden. Beispielsweise
kann durch einen Wert von # #n=90° (d.h. Überlagerung von Sinusschwingungen) bereits
eine wesentliche Verringerung erzielt werden. Noch günstigere Ergebnisse sind erzielbar,
wenn alternierend die Anfangsphasen zu # = 0 und # = 90° angesetzt werden.
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16 Ansprüche 4 Figuren
L e e r s e i t e