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BESCHREIBUNG
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Die Erfindung bezieht sich auf einen digital arbeitenden Geräuschspannungsmesser
für ein digitales Prüfobjekt gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Die Geräuschspannungsmessung von Quantisierungsrauschen an digitalen
Prüfobjekten, wie beispielsweise Audiogeräten, wird bisher nur im analogen Bereich
vorgenommen.
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Dazu wird üblicherweise eine analoge Sinusschwingung großer Reinheit
erzeugt, die über einen Analog/Digital-Wandler dem Prüfobjekt in Form von digitalen
Abtastwerten zugeführt wird. Nach Passieren des Prüfobjektes werden die Abtastwerte
durch einen Digital/Analog-Wandler wieder in ein analoges Signal rückgewandelt und
mit Hilfe eines Hochpaßfilters das ursprüngliche Prüfsignal und dessen Klirrkomponenten
ausgefiltert. Anschließend wird das verbleibende Geräuschsignal mit einem konventionellen,
analogen Geräuschspannungsmesser, welcher ein Störbewertungsfilter und einen Spitzenwertgleichrichter
enthält, gemessen. Man erhält dabei den bewerteten Quasi-Spitzenwert der Geräuschspannung
nach CCIR Rec. 468/3.
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Zur Messung der sogenannten Distortion wird genauso vorgegangen, nur
das Ausfiltern des ursprünglichen Prüfsignals und dessen Klirrkomponenten kann entfallen,
da anstatt des Geräuschspannungsmessers ein sogenannter Distortionanalysator verwendet
wird, der das ursprüng-
liche Prüfsignal ausfiltert und aus dem
verbleibenden Signal den Distortionmeßwert gewinnt.
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Diese Vorgehensweise erlaubt es jedoch nicht, rein dioital arbeitende
Geräte, wie beispielsweise Abtastraten-Wandler oder digitale Mischpulte, zu messen,
ohne dabei Analog/Digital- sowie Digital/Analog-Wandler mitzumessen, die mit ihren
Geräusch- bzw. Distortionwerten oft weit schlechter sind als das eigentliche Prüfobjekt.
Es wäre daher erwünscht, solche Messungen mit einem rein digital arbeitenden Distortion-
und Geräuschspannungsmesser ohne Zuhilfenahme von Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandlern
durchzuführen. Auch die Messung von Geräten, die selbst Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandler
enthalten, könnte bei Verwendung einer rein digitalen Meßmethode leichter und mit
geringerem Aufwand vorgenommen werden. Ein automatischer Selbsttest von Geräten
wäre mit einer solchen Meßmethode leicht erzielbar.
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Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht demgemäß darin, einen
digital arbeitenden Geräuschspannungsmesser der eingangs -erwähnten Art zu schaffen,
welcher keinerlei Analog/Digital- und Digital/Analog-Wandler zur Messung benötigt
und damit eine exaktere Messung des eigentlichen digitalen Prüfobjektes ermöglicht.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale
des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des
Geräuschspannungsmessers nach Anspruch 1 ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels in
den Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockschaltbild
eines erfindungsgemäßen Geräuschspannungsmessers; Fig. 2 eine vereinfachte Darstellung
des Blockschaltbildes nach Fig. 1, wobei zwischen den einzelnen Schaltungsblöcken
die jeweiligen Signale schematisch in Form von Zeitblöcken gezeigt sind und zur
Analyse nur der letzte Zeitblock des Prüfsignals verwendet wird; Fig. 3 eine ähnliche
Darstellung wie in Fig. 2, wobei jedoch mehrere Zeitblöcke des Prüfsignals zur Analyse
verwendet werden; Fig. 4 ein Blockschaltbild wie in Fig. 1, jedoch ohne die zur
Leerkanalgeräuschmessung nicht benötigten Schaltungsblöcke zur Durchführung der
Bearbeitungsschritte "Prüfsignal ausfiltern" und 11Klirrkomponenten ausfiltern",
und Fig. 5 ein Blockschaltbild wie in Fig. 1, jedoch mit zusätzlichen Schaltungsblöcken
zur Gewinnung eines Distortion-Meßwertes.
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Das in Fig. 1 veranschaulichte Blockschaltbild umfaßt einen Prüfsignalgenerator
1, welcher ein in Fig. 2 schematisch in Form von Zeitblöcken gezeigtes Prüfsignal
101 erzeugt. Das Prüfsignal 101 besteht aus einer Folge digitaler Abtastwerte, welche
das Abbild einer Sinusschwingung darstellen. Das Prüf signal 101 wird, wie aus Fig.
1 weiter hervorgeht, an ein Prüfobjekt 2 weitergeleitet, welches beispielsweise
ein digitales Mischpult sein kann. Das mit Geräuschkomponenten
beaufschlagte
Signal 102 (Fig. 2) am Ausgang des Prüfobjektes 2 wird in einem Fourier-Wandler
3 einer Fast-Fourier-Transformation unterzogen, wodurch man eine Abbildung des bislang
als Zeitfunktion vorliegenden Signals 102 in die Frequenzebene erhält, wie in Fig.
1 durch eine gestrichelte Trennlinie angedeutet ist.
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In der Frequenz ebene lassen sich auf einfache Weise die Gleichspannungskomponente,
das ursprüngliche Prüfsignal 101 sowie die Klirrkomponenten entfernen, was mittels
Filter 4, 5 und 6 erfolgt. Die Filter 4, 5 und 6 haben praktisch die Charakteristik
eines idealen Notch-Filters Die verbleibenden Geräuschkomponenten stellen das weiter
zu verarbeitende Signal dar und werden anschließend in einem digitalen Störbewertungsfilter
7 gemäß CCIR Rec. 468/3 spektral gefärbt. Nach einer Fast-Fourier-Rücktransformation
mittels desF Warni8-r lers 8 stehen sie wieder als digitale Abtastwerte in der Zeitebene
zur Verfügung. Im nächsten Verarbeitungsschritt wird das rücktransformierte Signal
103 über einen digitalen Spitzenwertgleichrichter 9 geführt und anschließend in
einer digitalen Schaltung 10 zur Simulation des Einschwingverhaltens von analogen
Maß geräten so verarbeitet, daß man nach einer Mittelung mit Hilfe eines Mittelwertbildners
11 einen Meßwert erhält, der dem Geräuschspannungsmeßwert bei einer analogen Messung
vergleichbar ist. Dieser Meßwert wird von der Meßwertausgabe 12 ausgegeben.
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Der Spitzenwertgleichrichter 9, der sich bei der konventionellen,
analogen Messung im analog arbeitenden Geräuschspannungsmesser befindet, wird vorliegend
in der digitalen Ebene durch einen Rechner realisiert, welcher das nachstehend erläuterte
Rechenprogramm durchführt. Dabei wird der Betrag des digitalen Abtastwertes Xn vor
dem Spitzenwertgleichrichter 9 auf
seine Größe gegenüber dem vorangegangenen
Abtastwert Yn-1 am Ausgang des Spitzenwertgleichrichters 9 verglichen. In Abhängigkeit
von diesem Vergleich wird der Abtastwert X einer digitalen Filterung gemäß der Rechenn
vorschrift Yn=/Xn/.bo-Yn-1 a1 oder einer digitalen Filterung entsprechend der Rechenvorschrift
Yn ~ Yn 1 a1 zugeführt.
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Die Koeffizienten a1, a; und b der erwähnten Rechenvorschriften ergeben
sich dabei entsprechend den Funktionen:
wobei f die Abtastfrequenz, t1 die Ansprechzeit von a beispielsweise 1 ms und 2
die Abfallzeit von beispielsweise 250 ms des Spitzenwertgleichrichters 9 bedeuten.
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Unter Zugrundelegung der Näherung a1 b -1 läßt sich 0 die Rechenvorschrift
für die erstgenannte digitale Filterung vereinfachen zu: n n-1 + (/Xn/ - n- 1 bo
Die Schaltung 10 zur Simulation des Einschwingverhaltens von analogen Meßgeräten
wird in der digitalen Ebene durch ein digitales Filter realisiert, welches der Rechenvorschrift
n = Xn zub' - Yn-1 Y a1'' genügt genügt.
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n o n-1 1 Unter Zugrundelegung der Näherung a''1b'o - 1 läßt sich
diese Rechenvorschrift vereinfachen zu:
Y n-l + (Xn -Y ) b0, Die
Koeffizienten a1' und b' berechnen sich gemäß den 1 o Gleichungen: 1 1 1 1 - ( f
- ) und bo 0 a1 = -e a a wobei a wiederum die Abtastfrequenz bedeutet und z mit
einem beispielsweisen Wert von 140 ms die Zeitkonstante des erwähnten Filters darstellt.
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In Fig. 2 wird das für den Geräuschspannungsmesser gemäß Fig. 1 vorteilhafte
Verfahren der Aufteilung der digitalen Ausgangssignale in Zeitblöcke schematisch
dargestellt. Durch diese Zeitblockbildung vereinfacht sich sowohl die Erzeugung
des Prüfsignals 101 als auch dessen Analyse nach Durchlaufen des Prüfobjektes 2.
Zur Erzeugung des Prüfsignals 101 wird in dem Prüfsignalgenerator 1 ein einziger
Zeitblock 101a berechnet, der n-mal vervielfältigt wird, so daß sich das Prüfsignal
101 aus n gleichen Zeitblöcken 101a zusammensetzt. Der letzte Zeitblock des Prüfsignals
101 ist dementsprechend in Fig. 2 mit 101n bezeichnet. Für die Analyse des mit Geräusch
beaufschlagten Prüfsignals am Ausgang des Prüfobjektes 2, das in Fig. 2 mit 102
bezeichnet ist, wird bei einer bevorzugten Ausführungsform nur ein einziger Zeitblock,
und zwar der letzte Zeitblock 102n der Zeitblocksequenz verwendet, da zumindest
bei dem letzten Zeitblock die Annahme gerechtfertigt ist, daß das Prüfobjekt 2 auf
das Prüf signal 101 eingeschwungen ist. Der letzte Zeitblock 102n kann mit Hilfe
des Fourier-Wandlers 3, der eine Fast-Fourier-Transformation durchführt, leicht
in die Frequenzebene umgewandelt bzw. gefaltet werden, in der Frequenzebene mittels
der Filter 4 bis 7 weiter bearbeitet und anschließend mittels
eines
weiteren Fourier-Wandlers 8 in die Zeitebene rückgewandelt werden. Der resultierende
Zeitblock 103 am Ausgang des Fourier-Wandlers 8 wird innerhalb des Spitzenwertgleichrichters
vor einer Weiterverarbeitung zunächst vervielfacht und die hierdurch entstandenen
m-Zeitblöcke unter Bildung des Signals 104 zyklisch aneinandergefügt.
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Die Zahl m ist so gewählt, daß für die weiteren Analyseschritte in
den Schaltungsblöcken 9 bis 11 gemäß Fig. 1 ein Signal 104 mit genügend großer Länge
vorhanden ist.
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Alternativ zu der vorstehend erläuterten Verwendung nur des letzten
Zeitblockes 102n für die nachfolgende Analyse kann, wie in Fig. 3 veranschaulicht
ist, folgende Vorgehensweise erfolgen: Zunächst wird in gleicher Weise wie gemäß
Fig. 2 das Prüfsignal 101 durch Vervielfältigung eines Zeitblockes 101a und dessen
zyklische Aneinanderreihung gebildet. Das mit Geräusch versehene Prüfsignal am Ausgang
des Prüfobjektes 2, welches aus einer Folge diskreter Abtastwerte besteht, wird
nunmehr so unterteilt, daß zusätzlich zu der Zeitblocksequenz 102a bis 102n eine
versetzte Zeitblocksequenz 102a' bis 102n' vorhanden ist. Die Zeitblöcke der versetzten
Zeitblocksequenz bestehen jeweils zur Hälfte aus einem Zeitblock der nicht-versetzten
Zeitblocksequenz 102a bis 102n und zur Hälfte aus dem darauffolgenden Zeitblock
der nicht-versetzten Zeitblocksequenz 102a bis 102n. Für die anschließende Analyse
werden sowohl von der nicht-versetzten Zeitblocksequenz 102a bis 102n als auch von
der versetzten Zeitblocksequenz 102a' bis 102n' mehrere letzte Zeitblöcke verwendet.
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Jeder dieser weiterverwendeten letzten Zeitblöcke sowohl von der nicht-versetzten
Zeitblocksequenz 102a bis 102n als auch von der versetzten Zeitblocksequenz 102a'
bis 102n' lassen sich nunmehr erstmals einer
Fensterung 13 im Zeitbereich
in einer dem Fourier-Wandler (Fig. 1) vorgeschalteten Verarbeitungsstufe unterziehen,
um dann ebenfalls einzeln den Bearbeitungsschritten im Frequenzbereich (Blöcke 3
bis 8 in Fig. 1) unterzogen zu werden, wie dies in Fig. 3 angedeutet ist. Bei der
erwähnten Fensterung werden die Abtastwerte jedes betrachteten Zeitblockes mit einem
Faktor multipliziert, welcher - über die Folge der Abtastwerte gesehen -beispielsweise
einer Hanning-Kurve folgt. Bei der anschließenden Fast-Fourier-Transformation der
so bewerteten Abtastwerte jedes betrachteten Zeitblockes ist sichergestellt, daß
das aus den einzelnen, aneinandergereihten Blöcken bestehende Gesamtsignal an den
Blockgrenzen keine Sprungstellen aufweist, da dort die Hanning-Funktion die Werte
Null besitzt. Durch die Gewähr fehlender Sprung stellen an den Blockgrenzen läßt
sich eine störungsfreie Fast-Fourier-Transformation für die einzelnen Blöcke und
damit für das Gesamtsignal sicherstellen.
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Von den in die Zeitebene rückgewandelten, einzelnen Zeitblöcken 106n-2
bis 106n und 106n-2, bis 106n' werden nur die Mittelteile verwendet und zu einem
neuen Signal 107 zusammengefügt, das dann den weiteren Verarbeitungsschritten im
Zeitbereich (Blöcke 9 bis 11 in Fig. 1) unterzogen wird. Die weiterverwendeten Mittelteile
entsprechen denjenigen Abtastwerten, welche mit dem ebenen Teil der Hanning-Kurve
gefenstert wurden, so daß die Abtastwerte des Signals 107 etwa gleiche Bewertungsfaktoren
der Fensterung haben.
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Der in Fig. 1 veranschaulichte Geräuschspannungsmesser läßt sich auf
einfache Weise auch dahingehend modifizieren, daß anstalle von Quantisierungsrauschen
das Leerkanalgeräusch gemessen werden kann. Wie hierzu aus
Fig.
4 hervorgeht, brauchen lediglich die Blöcke 5 und 6 in Fig. 1 weggelassen und ein
anderes Prüfsional verwendet zu werden. Das dabei verwendete Prüfsignal entspricht
dem dauernden Abtastwert "Null". Ansonsten erfolgen, wie aus einem Vergleich der
Fign. 4 und 1 ersichtlich ist, alle übrigen bereits erläuterten Analyseschritte.
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Um anstelle des Quantisierungsrauschens die Distortion zu messen,
kann die in Fig. 5 dargestellte Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 vorgesehen
werden.
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Wie aus einem Vergleich der Fign. 5 und 1 hervorgeht, werden die Blöcke
6 bis 11 in Fig. 1 durch einen Schaltungsblock 14 ersetzt, in welchem die einzelnen
Frequenzkomponenten des Signals am Ausgang des Filters 5 quadratisch gemäß folgender
Funktion gemittelt werden:
wobei D den Distortions-Meßwert, f bis fk die Frequenzkomponenten des Signals am
m am Ausgang des Filters 5, und kURSPR die Frequenzkomponenten des ursprünglichen
Prüfsignals am Ausgang des Prüfsignalgenerators 1 bezeichnen.
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