DE3112243A1

DE3112243A1 - Klirrfaktormessgeraet

Info

Publication number: DE3112243A1
Application number: DE19813112243
Authority: DE
Inventors: Kiyoyuki Tokorozawa Saitama Sugihara
Original assignee: Shibasoku Co Ltd
Current assignee: Shibasoku Co Ltd
Priority date: 1980-03-29
Filing date: 1981-03-27
Publication date: 1982-03-04
Also published as: US4417310A; GB2074738B; NL8101525A; NL185474B; DE3112243C2; NL185474C; GB2074738A

Description

- to -

Klirrfaktormeßgerat

Die Erfindung betrifft ein Klirrfaktormeßgerat nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bekanntermaßen ist der in Prozenten angegebene Klirrfaktor K durch folgende Gleichung definiert

K = χ 100 (%)

E1

wobei E1 der Effektivwert einer Grundwelle des Eingangssignals und Em der Effektivwert einer m-ten Harmonischen (m^2) (bzw. einer (m-1)-ten Oberwelle) ist.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines bekannten Klirrfaktormeßgeräts. An einem Eingangsanschluß I liegt ein Eingangssignal an, das von hier über ein erstes einstellbares Dämpfungsglied 1 und einem Pufferverstärker 2 einem Schalter S1 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 2 kann über den Schalter S1 und einen Schalter S2 entweder direkt oder über ein Filter 3 einem zweiten einstellbarem Dämpfungsglied 4 zugeführt werden. Das Filter 3 kann beispielsweise eine Doppel-T-Schaltung oder eine Wien-Brücke enthalten, um die Grundwelle des zu messenden Eingangssignals zu _n unterdrücken. Das Signal gelangt vom Ausgang des zweiten Dämpfungsgliedes 4 weiter über einen Verstärker 5 zu einem Pegelmesser 6. Das Eingangssignal stammt von einem Oszillator und wird über den zu prüfenden Verstärker bzw. eine zu prüfende elektronische Schaltung {nicht gezeigt) geführt. Zur Messung werden

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— J" yj

"J die beiden Schalter S1 und S2 zunächst auf ihren jeweiligen Kontakt 1 eingestellt und der Pegel des Eingangssignals gemessen. Dann werden die Schalter S1 und S2 auf ihren jeweiligen Kontakt 2 umgeschaltet und mit Hilfe des Filters 3 aus dem Eingangssignal die Grund wellenkomponente entfernt/ so daß der Pegel der Oberwellen gemessen wird. Der Klirrfaktor ergibt sich dann aus dem Verhältnis zwischen den beiden gemessenen Signalpegeln entsprechend der oben angegebenen Gleichung.

Infolge der Fortschritte der Halbleiterelemente und der Schaltungstechnik konnte die Qualität von Tongeräten erheblich verbessert werden, so daß diese Geräte eine sehr exakte Tonwiedergabe aufweisen. Demzufolge muß ein Klirrfaktormeßgerät zur Prüfung solcher Tongeräte eine ausreichend hohe Empfindlichkeit besitzen, um sehr kleine Klirrfaktoren wie etwa 0,0003 % messen zu können. Beim Messen solch niedriger Klirrfaktoren mit Hilfe des bekannten Geräts ergeben sich jedoch nachfolgende Schwierigkeiten:

1. Die Grundwelle sollte mit Hilfe des Filters 3 bis zu einem erheblichen Grad aus dem Eingangssignal entfernt werden. Es ist aber sehr schwierig, das Filter so aufzubauen, daß es einerseits auf eine gewünschte Resonanzfrequenz eingestellt werden kann und andererseits diese um einen bestimmten Betrag dämpft. Gewöhnlich besteht das Filter aus einer Doppel-T-Schaltung oder einer Wien-Brücke und wird durch Einstellung eines veränderbaren Kondensators oder eines Widerstands als Bestandteil der Brückenschaltung abgestimmt. Wenn das Dämpfungsmaß der zu entfernenden bzw. zu dämpfenden Signalkomponente zunehmen soll, muß die Resonanzkurve des Filters sehr scharf sein. Bei manueller Einstellung ist der Grad der Dämpfung der Grundwelle auf etwa 70 dB begrenzt.

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Es ist unmöglich, die Grundwellenkomponente stärker zu dämpfen und gleichzeitig die Brückenschaltung stabil in einem abgeglichenen Zustand zu halten. Werden mehrere Filter in Kaskade geschaltet, dann wird die Dämpfungsbandbreite erhöht und die Abstimmung einfacher. In diesem Fall müssen jedoch die Kondensatoren und/oder Widerstände dieser Filter in Verbindung miteinander genau eingestellt werden. Darüberhinaus werden der Aufbau des Filters komplizierter und die Kosten höher.

2. Störsignale, die im Klirrfaktormeßgerät erzeugt werden, müssen in bezug auf den Oberwellengehalt des zu messenden Eingangssignals vernachlässigbar sein. Bei bekannten Geräten konnten aber kleine Klirrfaktoren infolge solcher Störsignale nicht mit hoher Genauigkeit gemessen werden.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Klirrfaktormeßgerät zu schaffen, bei dem es möglich ist, ein Filter unabhängig von der Frequenz des zu messenden Eingangssignals auf eine feste Frequenz, die geeignet ausgewählt werden kann, einzustellen, so daß sich ein einfacher Aufbau bei gleichzeitig hoher Meßgenauigkeit ergibt. Der Einfluß von Störsignalen soll dabei verringert bzw. ausgeschaltet werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale im Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachfolgend unter bezug auf die beiliegenden Zeichnungen anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

3 ; ι ,-■ 4

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Klirrfaktormeßgeräts ,

Fig. 2 ein Blockschaltbild des grundsätzlichen Aufbaus eines Klirrfaktormeßgeräts gemäß

der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung des Geräts gemäß der Erfindung,

Fig. 4(a)

bis 4(e) Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Verarbeitungsschaltung von Fig. 3,

Fig. 5 eine Darstellung der Art und Weise, in der digitale Daten gespeichert werden,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 7(a)

und 7(b) Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 6,

Fig. 8 eine Darstellung der Art und Weise der Speicherung digitaler Daten,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Störunterdrückungsschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 10 ein Blockschaltbild einer weiteren Aus-

YV

· führungsform des Klirrfaktormeßgeräts

gemäß der Erfindung,

Fig. 11(a),
11 (b) und

11(c) eine Ausführungsform eines Schaltbilds eines ersten Filters, das in Fig. 10 gezeigt ist, Frequenzkennlinien bzw. ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des ersten Filters,

Fig. 12(a)

und 12(b) ein Blockschaltbild einer Ausführungsform

des ersten Filters bzw. Frequenzkennlinien,

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Störunterdrückungsschaltung und

Fig. 14(a)

und 14 (b) ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Geräts gemäß der Erfindung und Wellenformen zur Erläuterung seiner Arbeitsweise.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform des Klirrfaktormeßgeräts gemäß der Erfindung. In Fig. 2 sind das erste einstellbare Dämpfungsglied 1, der Pufferverstärker 2, das zweite einstellbare Dämpfungsglied 4, der Verstärker 5, die Schalter S1 und S2 und der Pegelmesser 6 die gleichen wie bei dem bekannten Gerät von Fig. 1 und sind mit gleichen Bezugszahlen versehen.

Gemäß der Erfindung sind zwischen den Pufferverstärker

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-AA-

2 und das zweite Dämpfungsglied 4 eine digitale Verarbeitungsschaltung 10 und ein Filter 3a geschaltet. Das Filter 3a besitzt eine feste Resonanzfrequenz. Zum Messen des Pegels einer Grundwelle werden die Schalter S1 und S2 auf ihren jeweiligen Kontakt 2 geschaltet. In dieser Schalterstellung gelangt ein Eingangssignal vom Eingangsanschluß I zur Verarbeitungsschaltung 10 und ein Ausgangssignal dieser Verarbeitungsschaltung zum zweiten einstellbaren Dämpfungsglied 4. Zum Zweck der Messung des Oberwellengehalts ohne die Grundwelle wird der Schalter S2 auf den Kontakt 3 umgeschaltet. Das Ausgangssignal der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 wird dann über das Filter 3a an das zweite einstellbare Dämpfungsglied 4 geliefert. Natürlich kann der Grundwellenpegel dadurch gemessen werden, daß die Schalter S1 und S2 auf ihren jeweiligen Kontakt 1 geschaltet werden. Es ist jedoch vorzuziehen, daß die Meßbedingungen bei der Messung der Grundwelle denen bei der Messung des Oberwellengehalts gleich sind. Deshalb wird vorteilhafterweise auch zur Messung des Grundwellenpegels die Verarbeitungsschaltung 10 in den Stromkreis eingeschaltet.

In der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 gelangt das Ausgangssignal vom Pufferverstärker 2 einerseits zu einem Analog/Digital-(A/D)-Umsetzer 11 und andererseits zu einem Frequenzvervielfacher 12 zur Vervielfachung der Frequenz des Eingangssignals um den Faktor N (N ist eine positive ganze Zahl). Ein Ausgangssignal des Frequenzvervxelfachers 12 wird dem A/D-Umsetzer 11 als Abtastsignal zugeführt,und Momentanwerte des Eingangssignals werden entsprechend dem Abtastsignal mittels des A/D-Umsetzers in Digitalwerte umgesetzt. Diese Digitalwerte werden nacheinander in einem Speieher 13 gespeichert. Die gespeicherten Digitalwerte

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werden nacheinander mit Hilfe von Taktimpulsen, die von einem Taktimpulsgenerator 14 stammen und eine bestimmte konstante Frequenz aufweisen/ ausgelesen. Die ausgelesenen Digitalwerte werden dann mit Hilfe eines D/A-Umsetzers 15 in analoge Signale umgesetzt. Der D/AUmsetzer 15 enthält ein Tiefpassfilter zur Beseitigung von Störsignalen, die auf der Quantisierung beruhen. Die umgesetzten analogen Signale v/erden von der Verarbeitungsschaltung 10 abgenommen.

Die beschriebene Arbeitsweise erfolgt unter der Steuerung durch eine Steuerschaltung 16. Nach Empfang eines Umsetzungsende-Signals vom A/D-Umsetzer 11 leitet die Steuerschaltung 16 den Einschreibvorgang in den Speicher 13 ein. Dann wird der Auslesevorgang aus dem Speicher nach Empfang eines Taktimpulses vom Taktimpulsgenerator 14 in der Reihenfolge der Adressen eingeleitet.

Die Arbeitsweise der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 soll unter bezug auf die Fig. 3 und 4, welche einen detaillierten Aufbau dieser Schaltung bzw. ein Zeitdiagramm zeigen, näher erläutert werden.

Das sinusförmige Eingangssignal der Frequenz fo wird dem A/D-Umsetzer 11 und dem Frequenzvervielfacher 12 zugeführt. In dem Frequenzvervielfacher 12 wird das Eingangssignal zunächst mit Hilfe eines Signalformers 121 in eine Rechteckwelle umgeformt und diese dann an einen Phasenvergleicher 122 geliefert. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 122 liegt an einem spannungsgesteuerten Oszillator 123 an. Der Oszillator 123 erzeugt ein Signal mit einer Frequenz N χ fo, wie es in Fig. 4(a) gezeigt ist. Dieses Signal gelangt an einen Frequenzteiler 124, der K Flipflopstufen C1, C2,... CK enthält, die die in Fig. 4(b) gezeigten Ausgangssignale

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-η-

erzeugen. Das Ausgangssignal von der letzten Stufe CK wird dem Phasenvergleicher 122 geliefert. Der Phasenvergleicher 122 erzeugt seinerseits eine Ausgangsspannung, die der Phasendifferenz zwischen dem Rechtecksignal vom Signalformer 121 und dem Ausgangssignal von der Flipflopstufe CK des Frequenzteilers 124 proportional ist. Die Ausgangsspannung vom Phasenvergleicher

122 ist so eingestellt, daß die Phasendifferenz &Q immer konstant bleibt, das heißt daß der spannungsgesteuerte Oszillator 123 immer ein Signal mit der Frequenz N χ fo . erzeugen kann, auch wenn die Frequenz des Eingangssignals sich ändert. Dieses Ausgangssignal vom Oszillator

123 wird dem A/D-Umsetzer 11 als Abtastsignal geliefert. Das Eingangssignal wird an den Zeitpunkten dieses Abtastsignals in Digitalwerte umgesetzt und diese Digitalwerte dann nacheinander an den Speicher 13 geliefert und dort gespeichert. Während einer Periode des Eingangssignals werden demnach N Momentanwerte dieses Eingangssignals in N Digitalwerte umgesetzt. Der Speicher 13 kann vorteilhafterweise aus einem Speicher mit wahlfreiem Zugriff bestehen, es kann sich aber auch um ein Schieberegister handeln. Nach dem Einschreiben in den Speicher 13 wird der Speicher durch ein einem Zählerstand entsprechendes Ausgangssignal vom Frequenzteiler 124 über eine Schalteinrichtung 17 adressiert. Das heißt, wie in Fig. 4(e) gezeigt, es werden Momentanwerte A_Q, A₁, A₂F ··· ^Av_i ^^es Eingangssignals zu Zeitpunkten in Digitalwerte umgesetzt, zu denen der Frequenzteiler

124 die Zählwerte 0, 1, 2, ..., N-1 (Fig. 4(c)) erzeugt, und diese Digitalwerte werden im Speicher 13 an entsprechenden Adressenstellen 0, 1, 2, ..., N-1 gespeichert. Diese Momentanwerte werden nacheinander im Speicher 13 gespeichert, wie dies in Fig. 5 dargestellt ist. Die Taktimpulse vom Taktimpulsgenerator 14 werden einem Frequenzteiler 18 geliefert, der einen ähnlichen

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Ί Aufbau wie der Frequenzteiler 124 besitzt, und dort gezählt. Die Zählwerte werden mittels der Schalteinrichtung 17 nacheinander als Adressensignale an den Speicher 13 geliefert. Die Digitalwerte, die an den jeweiligen Adressenste11en im Speicher 13 gespeichert sind, werden unter der Steuerung durch die Steuerschaltung 16 der Reihe nach ausgelesen, jedesmal wenn ein Taktimpuls an die Steuerschaltung geliefert wird. Die ausgelesenen Digitalsignale werden mit Hilfe des D/A-Umsetzers 15 in analoge Signale umgesetzt. Die Ausgangsadressensignale von den Frequenzteilern 124 und 18 werden dem Speicher über die Schaltereinrichtung 17 geliefert. Wenn die Einschreib- und die Ausleseadressensignale von diesen Frequenzteilern gleichzeitig erzeugt werden, dann steuert

•J5 die Steuerschaltung 16 die Schaltereinri.chtung 17 in einer solchen Weise, daß das Adressensignal vom Frequenzteiler 18 vorrangig an den Speicher 13 geliefert wird. Das bedeutet, daß der AusieseVorgang Priorität gegenüber dem. Einschreibvorgang besitzt. Daher wird das Einschreiben. der Eingangsdaten um eine gewisse Zeit verzögert, bis der vorrangige Auslesevorgang abgeschlossen ist.

Durch Einfügen der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 in das Klirrfaktormeßgerät wird das Eingangssignal jeweils für eine Periode in N Digitalwerte umgesetzt, die nacheinander im Speicher 13 gespeichert werden. Da die Digitalwerte aus dem Speicher 13 in der Folge der vom Taktimpulsgenerator 14 erzeugten Taktimpulse ausgelesen werden, erzeugt der D/A-Umsetzer 15 ein analoges Ausgangssignal mit einer vorgegebenen konstanten Periodendauer, die unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals ist. Daher reicht es aus, daß das Filter 3a die vorgegebene konstante Resonanzfrequenz besitzt, die gleich der Taktimpulsfrequenz geteilt durch N ist. Es ist nicht nötig, die Resonanzfrequenz des Filters 3a in

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Abhängigkeit von der Frequenz des Eingangssignals einzustellen.

Die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform eignet sich insbesondere für ein Eingangssignal mit einer relativ niedrigen Frequenz. Wenn die Frequenz des Eingangssignals zunimmt, besteht die Gefahr, daß die Umsetzungszeit des A/D-Umsetzers 11 nicht mit der Abtastperiode Schritt hält. Zwar gibt es A/D-Umsetzer hoher Geschwindigkeit und hoher Auflösung, sie sind jedoch teuer.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der digitalen Verarbeitungsschaltung, die Eingangssignale höherer Frequenz verarbeiten kann. Im Vergleich mit der Verarbeitungsschaltung 10 von Fig. 3 enthält die digitale Verarbeitungsschaltung 20 dieser Ausführungsform im Frequenzvervielfacher 12 einen 1/L Frequenzteiler 125, einen Adressenumsetzungsspeicher 21, der dem Frequenzteiler 18 folgt, und eine Abtast-Halteschaltung 22, der der A/D-Umsetzer 11 folgt. Der 1/L Frequenzteiler 125 dient dazu, das Einlesen eines Datensatzes innerhalb von L Perioden des Eingangssignals abzuschließen. Der Adressenumsetzungsspeicher 21 kann aus einem Festspeicher oder ROM bestehen. Bei der vorliegenden Ausführungsform kann die Umsetzung des analogen Eingangssignals in Digitalwerte nicht in einer richtigen Phasenfolge erfolgen. Jedoch muß das Auslesen in der richtigen Phasenfolge vor sich gehen, und zu diesem Zweck ist die Schaltung 21 vorgesehen.,

Die Abtast-Halteschaltung 22 hält die Eingangsspannung zum A/D-Umsetzer 11 konstant, selbst wenn sich der Moraentanwert des Eingangssignals schnell ändert. Wenn L beispielsweise 3 ist, kann ein Datensatz während drei Perioden des Eingangssignals in den Speicher eingeschrie-

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-j ben werden. Wird die Umsetzung in der richtigen Phasenfolge ausgeführt, dann werden die Analogwerte A, B, C, D, F, G, H und A¹ der Reihe nach in Digitalwerte umgesetzt, wie dies in Fig. 7(a) gezeigt ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden jedoch die Analogwerte A, D, G, B, E, H, C, F und A¹ der Reihe nach in dieser Reihenfolge bei einem bestimmten Phasenwinkel in Digitalwerte umgesetzt, wie dies in Fig. 7(b> gezeigt ist. Die umgesetzten Digitalwerte werden dann nacheinander mit den

<|q aufeinanderfolgenden Adressen in den Speicher 13 eingeschrieben, wie dies in Fig. 8 gezeigt ist. Beim Auslesen der gespeicherten Daten aus dem Speicher 13 müssen die Digitalwerte A, B, C, D ... in dieser Reihenfolge ausgelesen werden. Zu diesem Zweck liefert der Adressenum-

.J5 Setzungsspeicher 21 nacheinander die Adressen 0, 3, 6, 1, 4, 7, 2, 5 ... in dieser Reihenfolge. Auf diese Weise werden die Digitalwerte A, B, C, D ... nacheinander ausgelesen und mittels des D/A-ümsetzers 15 in Analogwerte umgesetzt. Bei einer abgewandelten Ausführungsform kann der Adressenumsetzungsspeicher 21 in die Ausgangsseite des Frequenzteilers 124 eingesetzt und die Einschreibadressen entsprechend den Abtastpunkten umgesetzt werden. In diesem Fall könnte das Auslesen in normaler Reihenfolge der Adressen erfolgen. Diese Adressenumsetzung

on kann ferner mit Hilfe eines Mikroprozessors ausgeführt werden, von dem entsprechende Adressen errechnet werden.

Fig. 9 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Störunterdrückungsschaltung 30, die zwischen den A/D-Umsetzer 11 und den Speicher 13 eingefügt ist.

Diese Schaltung 30 kann Störsignale über einen gesamten Frequenzbereich reduzieren, so daß der Klirrfaktor genau gemessen werden kann, selbst wenn das Eingangssignal einen geringen Pegel besitzt oder der Klirrfaktor selbst sehr klein ist. Die Schaltung 30 enthält eine erste

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4-ίΤ

digitale Rechenschaltung 31, die den vom A/D-Umsetzer 11 gelieferten Digitalwert mit dem Paktor (1-K) multipliziert, wobei 0<K<1 ist. Zur gleichen Zeit wird der im Speicher unter jener Adresse gespeicherte Digitalwert ausgelesen und in einer zweiten digitalen Rechenschaltung 32 mit K multipliziert. Die mit dem jeweiligen Faktor multiplizierten Digitalwerte von der ersten und der zweiten Rechenschaltung 31 und 32 werden mit Hilfe eines Addierers 33 digital addiert und die Summe im Speicher 13 unter jener Adresse anstelle des gerade ausgelesenen Digitalwerts gespeichert. Da die Daten des Eingangssignals derselben Phasenstelle bzw. desselben Phasenwinkels im Speicher 13 unter derselben Adresse gespeichert werden, sollten die Eingangssignalkomponenten an diesem Punkt gleich sein, so daß nach einer Anzahl von Abtastungen die Eingangssignalkomponenten nacheinander aufsummiert werden und der gespeicherte Wert einen Endwert erreicht. Während dieser Prozedur kann in Zufallsweise eine Störkomponente auftreten und so allmählich ausgelöscht werden. Das Störreduktions- bzw. -Unterdrückungsverhältnis hängt vom Wert K ab, und es ergibt sich eine Verbesserurig um

(1 +K) 10 1Og_{1 n} (dB)

⁽¹"^K)

Das Bandsperrfilter 3a kann durch ein Hochpassfilter ersetzt werden, das Frequenzen, die höher liegen als die zweite Harmonische, durchläßt, jedoch Frequenzen

__n unter der Grundfrequenz unterdrückt. In diesem Fall kann, da Störungen unterhalb der Grundfrequenz entfernt werden können, jeglicher Meßfehler infolge eines Brumms, eines Funkelrauschens etc. ausgeschaltet werden. Ferner kann ein Kammfilter zur wahlweisen Extrahierung der

__ Grundwelle und ihrer Harmonischen an den Ausgang eines

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Bandsperrfilters 3a angeschlossen werden. Auf diese Weise können Störsignale im Eingangssignal und solche in der Meßschaltung erzeugte, entfernt werden.

Wenn das Bandsperrfilter 3a durch ein Bandpassfilter ersetzt wird, das auf eine bestimmte harmonische Frequenz, etwa die zweite harmonische Frequenz, die dritte harmonische Frequenz etc. abgestimmt wird, kann die Amplitude irgendeiner gewünschten Oberwellenkomponente gemessen und eine Oberwellenanalyse ausgeführt werden. Bei einer bekannten Oberwellenanalyse benötigt man ein kompliziertes und teures Gerät, etwa einen Spektralanalysator, oder es muß ein kompliziertes und teures Filter verwendet werden, das auf die jeweiligen

-j5 harmonischen Frequenzen des Eingangssignals abgestimmt werden kann und dessen Frequenz in einem weiten Fre-. quenzbereich geändert werden können muß. Im Gegensatz hierzu ist es infolge der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 oder 20 gemäß der Erfindung unnötig, die Resonanzfrequenz des Filters abhängig von der Frequenz des Eingangssignals abzustimmen, so daß das Filter einfach realisiert werden kann. Wenn es sich bei dem Bandpassfilter um ein spannungsgesteuertes Filter handelt, können die Pegel verschiedener Oberwellen in sehr einfächer Weise dadurch nacheinander gemessen werden, daß nacheinander die Steuerspannung eingestellt wird. Wenn das Bandpassfilter keine große Filtersteilheit aufweist, kann es mit einem Sperrfilter für die Grundwelle kombiniert werden.

Fig. 10 .ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Klirrfaktormeßgeräts gemäß der Erfindung. Von einem Eingangsanschluß I wird ein Eingangssignal zu einem Pufferverstärker 40 und einem ersten einstellbaren Dämpfungsglied 41 geliefert. Das Eingangs-

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signal gelangt ferner über Schalter S1 und S2 direkt oder über ein erstes Filter 42 zum Unterdrücken der Grundfrequenzkomponente des Eingangssianals an ein zweites einstellbares Dämpfungsglied 43. Das Eingangssignal wird in Form des Ausgangssignals des Dämpfungsglieds 43 an einen Verstärker 44 geliefert. Das Ausgangssignal vom Verstärker 44 gelangt über Schalter S3 und S4 direkt oder über eine Sperrschaltung 45 für die Grundwelle an ein drittes einstellbares Dämpfungsglied. Diese Sperrschaltung 4 5 ist das gleiche wie eine Kombination der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 und des Filters 3a von Fig. 2. Das Ausgangssignal des dritten Dämpfungsglieds 46 gelangt über einen Verstärker 47 zu einem Pegelmesser 48. Das erste Filter 42 kann in Form einer Doppel-T-Schaltung mit einem einstellbaren Kondensator oder Widerstand ausgebildet sein, durch dessen manuelle oder automatische Einstellung die Grundwelle um 50 bis 70 dB gedämpft werden kann. Der Dämpfungsgrad kann dadurch weiter erhöht werden, daß mehrere Filter in Kaskade geschaltet werden. Auf der anderen Seite kann das digital verarbeitende Filter 4 5 die Grundwelle um etwa 60 bis 70 dB dämpfen, so daß sich eine Gesamtdämpfung von 110 bis 140 dB ergibt.

Wenn der Grundwellenpegel gemessen warden soll, wird das Eingangssignal über den Kontakt 2 des Schalters S2, die Sperrschaltung 45 und den Kontakt 2 des Schalters S4 dem Pegelmesser 48 zugeführt. Wie in Fig. 2 dargestellt, wird das Ausgangssignal vom D/A-Umsetzer 15 dem Kontakt 2 des Schalters S4 geliefert. Wenn auf der anderen Seite der Pegel der Oberwellen geraessen werden soll, wird das Ausgangssignal der Sperrschaltung 4 5 über den Kontakt 3 des Schalters S4 an den Pegelmesser geliefert.

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Die Klirrfaktormessung kann mit Hilfe des in Fig. 10 gezeigten Gerätes auf folgende Weise erfolgen:

(a) Eingangspegelkalibrierung

Die Schalter S1, S2, S3 und S4 werden auf die Kontakte 1, 2, 2 bzw. 2 geschaltet und das Eingangssignal durch einen Teil der Sperrschaltung 45 geführt, um so eine Kalibrierung für das Eingangssignal auszuführen. Das zweite und das dritte Dämpfungsglied 43 und 46 werden auf maximale Dämpfung eingestellt und dann das erste Dämpfungsglied 41 so eingestellt, daß der Pegelmesser 48 voll Ausschlag hat. Auf diese Weise kann die Verstärkung der Meßschaltung für den Pegel des Eingangssignals kalibriert werden.

(b) Messung des Klirrfaktors

Die Schalter S1, S2, S3 und S4 werden auf ihre Kontakte 2, 3, 2 bzw. 3 umgeschaltet. Das Dämpfungsglied 41 bleibt in dem Zustand, den es bei dem ersten Kalibrierungsschritt erhalten hat. Das erste Filter 42 wird dann so eingestellt, daß seine Resonanzfrequenz, bei der die Dämpfung maximal ist, gleich der Frequenz des Eingangssignals wird. Durch diese Maßnahme wird die Grundkomponente im Eingangssignal durch das Filter 42 und die Sperrschaltung 45 ausreichend gedämpft. Das Ausgangssignal der Sperrschaltung 45 enthält dann nur Klirr- oder Oberwellenanteile und besitzt einen kleinen Pegel. Daher zeigt der Pegelmesser 48 einen sehr kleinen Wert an. Der Dämpfungsgrad des zweiten und des dritten Dämpfungsglieds 43 und 46 werden geeignet verringert, so daß der Pegelmesser 4 8 einen geeigneten Wert anzeigt. Normalerweise kann man den Diirupf ungsgrad um eine Stufe von 10 dB verringern. Diesr-; Einstellung kann mit Hilfe der beiden

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Dämpfungsglieder in Verbindung miteinander ausgeführt werden/ und der Pegelmesser 48 kann einen lesbaren Wert anzeigen. Der Klirrfaktor läßt sich aus dem Dämpfungsgrad des zweiten und des dritten Dämpfungsgliedes 43 und 46 und aus der Anzeige des Pegelmessers 48 ermitteln.

Als nächstes soll das Meßverfahren an einem numerischen Beispiel erläutert werden. Es wird angenommen, daß die

IQ Dämpfung sowohl des zweiten als auch des dritten Dämpfungsglieds 43 und 46 von 0 bis 60 dB geändert werden kann, daß die Verstärkung der Verstärker 44 und 4 7 jeweils 60 dB beträgt und daß der Pegelmesser Voll-Ausschlag anzeigt, wenn das Eingangssignal 1 Volt beträgt.

Da das zweite und das dritte Dämpfungsglied 43 und 46 im Kalibrierungsschritt (a) auf maximale Dämpfung von 60 dB eingestellt werden, wird, wenn das Eingangssignal des zweiten Dämpfungsglieds 43 mit Hilfe des ersten Dämpfungsglieds 41 auf 1 Volt eingestellt wird, das Ausgangssignal des Verstärkers 47, das heißt das Eingangssignal des Pegelmessers 48 1 Volt, so daß der Pegel messer 4 8 Voll-Ausschlag anzeigt. Dann werden die Schalter S1 und S4 auf die Stellungen für den Meßschritt (b) umgeschaltet. Wenn der Pegelmesser durch Einstellung des zweiten Dämpfungsglieds 43 auf 0 dB und des dritten Dämpfungsglieds 46 auf 20 dB einen halben Ausschlag anzeigt, dann läßt sich folgende Gleichung angeben, in der die Verzerrung D (dB) ausgedrückt werden kann durch

D = 20 1Og₁₀ K/100

(K ist der Klirrfaktor).

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3117243

Verzerrung D (dB) +

Verstärkung des Verstärkers 44 (dB) + Verstärkung des Verstärkers 4 7 (dB) Dämpfung des Dämpfungsglieds 43 (dB) Dämpfung des Dämpfungsglieds 46 (dB) =

Anzeige des Pegelmessers 48 (dB) .

Es ergibt sich für die angenommenen Zahlenwerte D + 60 + 60 - 0 - 20 = -6 und damit D = -106. Daraus kann man den Klirrfaktor K von 0,0005% errechnen. Das Gerät, dessen Schaltung in Fig. 10 gezeigt ist, kann auf verschiedene Weise abgewandelt werden. Beispielsweise kann das erste Dämpfungsglied 41 abhängig vom Eingangssignal automatisch eingestellt werden, um sein Ausgangssignal konstant zu halten. Dann kann der Kalibrierungsschritt (a) weggelassen werden. Ferner kann es sich bei dem Pegelmesser 48 um einen Verhältnismesser handeln. In diesem Fall zeigt das Meßinstrument das Ausgangssignal vom Verstärker 47 geteilt durch das Ausgangssignal vom Pufferverstärker 40 an. Auch bei dieser Abwandlung kann der Kalibrierungsschritt (a) weggelassen werden. Darüberhinaus kann das Abstimmen des ersten Filters 42 dadurch automatisch ausgeführt werden, daß eine Schaltung zum Messen einer Frequenz oder Periode des Eingangssignals vorgesehen wird. Der Pufferverstärker 40 dient dazu, die Eingangsimpedanz der Meßschaltung zu erhöhen, um einen Einfluß auf die zu prüfende Schaltung zu reduzieren. Falls jedoch die Ausgangsimpedanz der zu prüfenden Schaltung ausreichend niedrig ist, kann der Pufferverstärker 40 entfallen. Dann könnte die Messung nicht durch eine mögliche Verzerrung im Pufferverstärker 40 beeinträchtigt werden, und es sollte sich ein sehr genaues Meßergebnis errechnen lassen. Es ist anzumerken, daß die digitale Verarbeitungsschaltung 20, die in Fig.

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ι \ ζ. *. 4

6 gezeigt ist, in gleicher Weise in der Sperrschaltung 45 für die Grundwelle verwendet werden kann. Ferner kann die Steilheit des Filters 42 dadurch kompensiert werden, daß am Ausgang des D/A-Umsetzers 15 ein Entzerrer angeordnet wird.

Fig. 11 (a) zeigt ein Schaltbild einer Doppel-T-Schaltung, die als Filter 42 verwendet wird. Fig. 11(b) zeigt die zugehörige Frequenz- bzw. Filterkennlinie. Ein übliches Filter, wie in Fig. 11(a), besitzt eine Kennlinie, die gestrichelt angedeutet ist und deren Steigung zu beiden Seiten der Resonanzfrequenz fo relativ schwach ist. Daher könnten die zweite und die dritte Harmonische zu einem erheblichen Grad gedämpft werden, was zu einem relativ großem Fehler der Klirrfaktormessung führen würde. Diese Kennlinie kann zu der mit ausgezogenen Linien gezeichneten dadurch verbessert werden, daß gemäß Fig. 11(c) eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen wird. Wenn jedoch die Kennlinie mittels der Rückkopplung verbessert wird, tritt die Gefahr einer Instabilität auf, könnte die Grundwelle nicht zufriedenstellen ausgefiltert werden und könnten erhebliche Störsignale erzeugt werden. Es ist daher vorzuziehen, die Kennlinie dadurch zu verbessern, daß in Reihe mit dem Filter 42, wie es in Fig.

12(a) gezeigt ist, eine Entzerrerschaltung 50 geschaltet wird. Diese Entzerrerschaltung 50 hat eine Frequenzkennlinie, wie sie in ausgezogenen Linien in Fig. 12(b) dargestellt ist. Dadurch, daß das Filter 42 mit der gestrichelten Kennlinie in Fig. 12(b) kombiniert wird mit der Entzerrerschaltung 50, deren Kennlinie ausgezogen gezeichnet ist, ergibt sich die bessere Kennlinie, die in Fig. 12 (b) als Kettenlinie dargestellt ist. Verwendet man diese Kompensationsmethode beim bekannten Gerät, dann muß die Frequenzkennlinie der Entzerrerschaltung 50 in Abhängigkeit von der Frequenz des Eingangssignals

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-j geändert werden, so daß diese Methode kaum realisierbar wäre. Beim erfindungsgemäßen Gerät liefert der D/AUmsetzer 15 in der Sperrschaltung 45 ein Ausgangssignal konstanter Frequenz unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals. Deshalb kann die Frequenzkennlinie des ersten Filters 42, das in Fig. 11(a) gezeigt ist, wirkungsvoll dadurch verbessert werden, daß die Entzerrerschaltung 50 mit fester Frequenzkennlinie am Ausgang des D/A-Umsetzers 15 vorgesehen wird.

Bei der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform kann auch die in Fig. 9 gezeigte Störunterdrückungsschaltung 30 eingesetzt werden und damit Störungen im gesamten Frequenzbereich wesentlich verringert werden.

Fig. 13 zeigt eine andere Ausführungsform der Störunterdrückungsschaltung. Diese Schaltung 60 ist zwischen den A/D-Umsetzer 11 und den Speicher 13 geschaltet. Es sei angenommen, daß ein Digitalwert an einem bestimmten Abtastpunkt des Eingangssignals Ei sei und daß der Digitalwert, der im Speicher 13 an der entsprechenden Adresse gespeichert wurde, Em sei. Zunächst wird eine Differenz jdE zwischen diesen Werte mit Hilfe einer Schaltung 61 errechnet (^E=Ei-Em) . Diese Differenz ^]E stellt eine Differenz zwischen einem neuen Wert und einem zuvor gespeicherten Wert dar und wird 0, wenn beide Werte richtig sind. Am. Beginn der Abtastung unterscheidet sich aber gewöhnlich der Wert Em vom Eingangswert Ei, und selbst nachdem der im Speicher 13 gespeicherte Wert stabil geworden ist, wird sich der Eingangswert Ei von dem gespeicherten Wert Em unterscheiden, wenn das Eingangssignal Störungen enthält. Die Differenz ^E wird in einer Dividierschaltung 61 durch M geteilt (M=2-¹, wobei j eine positive ganze Zahl ist). Der Quotient wird in einem Addierer 63 arithmetisch zu einem Wert Em addiert. Die

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Summe vom Addierer 63 wird im Speicher 13 als der neueste Wert gespeichert. Auf diese Weise nähern sich die im Speicher 13 gespeicherten Digitalwerte nach mehreren Zyklen des Eingangssignals dem Eingangssignal an. Danach wird eine Störung im Eingangssignal die gespeicherten Daten nur mit 1/M beeinträchtigen. Durch geeignete Auswahl der ganzen Zahl M ist es möglich, die Eingangssignal daten mit verringerter Störung zu erhalten.

Fig. 14(a) ist eine Schaltung zum Messen des Betrages einer gegebenen Oberwellenkomponente durch Einlegen eines Bandpassfilters 70 zwischen das Filter 3a zur Unterdrückung der Grundwelle und den Schalter S4. Das heißt mit dieser Schaltung kann eine Oberwellenanalyse ausgeführt werden. Durch Betätigen eines Schalters S5 wird das Bandpassfilter 70 auf die gewünschte Oberwelle, etwa die erste Oberwelle (zweite Harmonische) der Frequenz 2 fo, die zweite Oberwelle (dritte Harmonische) der Frequenz 3 fo etc. abgestimmt, wie dies in Fig. 14(b) gezeigt ist. Dadurch kann die Amplitude der gewünschten Oberwellenkomponente selektiv gemessen werden. Bei dieser Ausführungsform kann die Resonanzfrequenz dadurch ausgewählt werden, daß eine Filterkonstante mit Hilfe des Schalters S5 geändert wird. Stattdessen kann irgendein gewünschtes einer Vielzahl von Bandpassfiltern mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angeschaltet werden. Weiterhin kann es sich bei dem Bandpassfilter um ein spannungsgesteuertes Filter handeln und die Resonanzfrequenz geeignet durch Einstellung einer Steuerspannung schrittweise eingestellt werden.

9"7 /Oft

Claims

οι uz.4ο Patentansprüche

1.) Gerät zur Messung des Klirrfaktors eines analogen Eingangssignals, umfassend eine Filteranordnung (3a) und eine Meßeinrichtung (4, 5, 6), der das Ausgangssignal der Filteranordnung zuführbar ist und durch die der Pegel dieses Ausgangssignals feststellbar ist, wobei der Klirrfaktor des Eingangssignals gemessen wird als Verhältnis zwischen dem ermittelten Pegel des Ausgangssignals der Filteranordnung und einem Grundwellenpegel des Eingangssignals, gekennzeichnet durch eine Frequenzvervielfachereinrichtung (12), die zur Erzeugung eines Abtastsignals das Eingangssignal empfängt und seine Frequenz vervielfacht, einen Analog/Digital-Umsetzer (11), der das Eingangssignal empfängt und dessen Momentanwerte jedesmal in Digitalwerte umsetzt, wenn das Abtastsignal von der Frequenz-Vervielfachereinrichtung geliefert wird, eine Speicheranordnung (13), die die umgesetzten Digitalwerte empfängt und an bestimmten Adressenstellen speichert, und

einen D/A-Umsetzer (15), der die in der Speicheranordnung (13) gespeicherten Digitalwerte in richtiger Phasenfolge mit bestimmter Frequenz ausliest und die ausgelesenen Digitalwerte in Analogsignale umsetzt, wobei die Filteranordnung (3a) die umgesetzten Analogsignale empfängt und selektiv in diesen eine gegebene Frequenzkomponente sperrt.

2. Gerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine zweite Filteranordnung (42) , die an den Eingang des A/D-Umsetzers (11) angeschlossen ist und die Grundwellenkomponente des Eingangssignals sperrt.

•J 3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Filteranordnung (42) eine Doppel-T-Schaltung enthält, die auf die Grund^w wellenkomponente abgestimmt ist.

4. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Filteranordnung (42) eine Wien-Brücke enthält, die auf die Frequenz der Grundwellenkomponente abgestimmt ist.

5. Gerät nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch

gekennzeichnet , daß an den Ausgang des D/A-ümsetzers (11) eine Entzerrerschaltung angeschlossen ist, um die Filterkennlinie der zweiten Filteran-Ordnung zu verbessern und die Dämpfung für andere Komponenten als die Grundwellenkomponente zu verringern.

6. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , daß die bzw. wenigstens eine der beiden Filteranordnungen (3a, 4 2) ein Bandsperrfilter enthält, das selektiv die Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals sperrt.

7. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet , daß die bzw. wenigstens eine der beiden Filteranordnungen (3a, 42) ein Hochpassfilter enthält, das selektiv Signalkomponenten durchläßt, deren Frequenz höher als die der zweiten Harmonischen ist, und selektiv Signalkomponenten sperrt, deren Frequenz niedriger als die der Grundwelle ist.

8. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet , daß die oder wenigstens eine der beiden Filteranordnungen (3a, 42) ein Band-

J₁ I .·: L 4 -3 -

passfilter enthält, das selektiv die Signalkomponente einer vorgegebenen harmonischen Frequenz durchläßt und daß der Betrag dieser Signalkomponente gemessen wird.

9. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß das Bandpassfilter zur Durchführung einer Oberwellenanalyse nacheinander auf verschiedene harmonische Frequenzen abstimmbar ist.

10. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 9, g e kennze ichnet durch einen Schalter (S2, S4), dessen Schaltarm mit der Meßeinrichtung (6, 48) ver-

• bunden ist und der einen ersten mit dem Eingang der Filteranordnung verbundenen Kontakt und einen zweiton mit deren Ausgang verbundenen Kontakt aufweist, wobei zum Messen des Pegels der Grundwelle der Schaltarm auf den ersten Kontakt schaltbar ist, um die umgesetzten Analogsignale der Meßeinrichtung zuzuführen, und zum Messen des Pegels der vorgegebenen Frequenzkomponente der Schaltarm auf den zweiten Kontakt schaltbar ist, um der Meßeinrichtung die gegebene Frequenzkomponente zuzuführen,

11. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet , daß die Frequenzvervielfacher einrichtung (12) umfaßt:

einen Signalformer (121) zum Umsetzen des Eingangssignals in ein Rechtecksignal,
einen spannungsgesteuerten Oszillator (123) zur Erzeugung des Abtastsignals,

einen Frequenzteiler (124) zum Teilen des Abtastsignals durch eine ganze Zahl N, und

einen Phasenvergleicher (122) zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen dem Rechtecksignal vom Signalformer und dem vom Frequenzteiler gelieferten Signal,

wobei diese Phasendifferenz als Steuerspannung an den spannungsgesteuerten Oszillator lieferbar ist derart, daß das Abtastsignal eine Frequenz besitzt, die immer gleich der Frequenz des Eingangssignals multipliziert mit der ganzen Zahl N ist.

12. Gerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Filteranordnung (3a) eine Resonanzfrequenz besitzt, die gleich der Auslesefrequenz geteilt durch die ganze Zahl N ist.

13. Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet , durch eine Abtast-Halteschaltung (22), die mit dem Eingang des A/D-Umsetzers

(11) verbunden ist.

14. Gerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß die Frequenzvervielfachereinrichtung (12) das Abtastsignal mit einer solchen Frequenz erzeugt, daß während einer Vielzahl (L) von Perioden des Eingangssignals eine bestimmte Anzahl (N) von Digitalwerten erhalten wird, und daß ein Adressenumsetzspeicher (21) vorgesehen ist, um die Ausleseadressen in einer solchen Weise umzusetzen, daß die Digitalwerte in richtiger Phasenfolge ausgelesen werden.

15. Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Störunterdrükkungsschaltung (30), die zwischen den A/D-Umsetzer (11) und den Speicher (13) geschaltet ist.

16. Gerät nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Störunterdrückungsschaltung (30) eine erste digitale Rechenschaltung (31) , eine zweite digitale Rechenschaltung (32) und einen Addierer

aufweist, wobei die erste digitale Rechenschaltung die Digitalwerte vom A/D-Umsetzer (11) mit (1-K) multipliziert (0<K<1), die zweite digitale Rechenschaltung die jeweils entsprechenden, im Speicher gespeicherten Digitalwerte mit K multipliziert und der Addierer die beiden Produkte addiert und einen neuen in dem Speicher einzuspeichernden Digitalwert erzeugt.

17. Gerät nach Anspruch 15, dadurch g e k e η η zeichnet , daß die Störunterdrückungsschaltung (30) eine Subtraktionsschaltung (61), eine Dividierschaltung (62) und einen Addierer (63) aufweist, wobei die Subtraktionsschaltung von einem vom A/D-Umsetzer (11) gelieferten Digitalwert den entsprechenden, im Speicher (13) gespeicherten Digitalwert subtrahiert, die Dividierschaltung die erhaltene Differenz durch M (M ist eine positive ganze Zahl) dividiert und der Addierer den Quotienten dem entsprechenden Digitalwert hinzuaddiert und einen neuen im Speicher zu speichernden Digitalwert erzeugt.