DE19944054B4

DE19944054B4 - Anordnung zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals

Info

Publication number: DE19944054B4
Application number: DE1999144054
Authority: DE
Inventors: Lajos Prof. Gazsi
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 1999-09-14
Filing date: 1999-09-14
Publication date: 2004-11-18
Anticipated expiration: 2019-09-15
Also published as: DE19944054A1; US20020167996A1; WO2001020823A1; US6563867B2

Abstract

Anordnung zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals, mit einer Testsignalgeneratoreinrichtung (1) zum Erzeugen eines mehrere unterschiedliche Töne umfassenden Testsignals und zum Senden des Testsignals über den Kommunikationskanal (2), wobei die Tonfrequenzen der Töne des Testsignals jeweils Werte der Menge i·Fs/n mit i = 1 ... n/2–1 sind und mindestens einer der Tonfrequenzwerte i·Fs/n nicht für einen Ton des Testsignals verwendet wird, und wobei Fs die Abtastfrequenz und n eine ganze Zahl bezeichnet, mit einer Auswertungseinrichtung (3) zum Empfangen und Auswerten des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals, umfassend eine erste Detektoreinheit (14) zum Erfassen der durch den Kommunikationskanal (2) bei den nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Störungen, eine zweite Detektoreinheit (15) zum Erfassen der bei den verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Testsignalamplituden und eine Komparatoreinheit (16), um zur Bestimmung der nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals (2) die Ausgangssignale (IN1, IN2) der beiden Detektoreinheiten (14, 15) zueinander in Beziehung zu setzen,...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals.
Bekannterweise werden zur Bestimmung der nichtlinearen Eigenschaften von Kommunikationskanälen bzw. deren analogen Vorstufen Testsignale (Probing Signals) erzeugt, wobei jeweils das über den Kommunikationskanal übertragene Testsignal ausgewertet wird.
Zu diesem Zweck wurden in der Vergangenheit sinusförmige Signale in Kombination mit Bandpaßfiltern verwendet. Eine zuverlässige Bestimmung des nichtlinearen Verhaltens des Kommunikationskanals ist jedoch in diesem Fall nur dann möglich, wenn einen Vielzahl verschiedener Messungen bei unterschiedlichen Frequenzen des Testsignals durchgeführt wird. Diese Vorgehensweise ist daher relativ aufwendig sowie kosten- und zeitintensiv.

Zum Testen der nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals sollte das Testsignal eine relativ große Anzahl an Spitzen in einem geeigneten Amplitudenbereich aufweisen. In der US 5,515,398 , welche eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 offenbart, wird daher vorgeschlagen, die Leistung der Signalspitzen zu messen und mit dem quadratischen Mittelwert (RMS, "Root Mean Square Average Value") der Leistung des Testsignals zu vergleichen. Ein Testsignal ist dann optimal zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften des entsprechenden Kommunikationskanals geeignet, wenn es einem minimalen Verhältnis der Signalspitzenleistung zu dem RMS-Wert entspricht. Dieser Verhältniswert wird auch als PAR-Wert ("Peak-to-RMS Average Ratio") bezeichnet. Ein Testsignal mit einem minimalen PAR-Wert ruft in dem jeweils interessierenden Signalbereich die stärksten, durch Nichtlinearitäten des Kommunikationskanals erzeugten Störungen hervor, so daß diese Störungen in diesem Fall am besten erfaßt und ausgewertet werden können.

Das Testsignal, wie es in der US 5,515,398 beschrieben ist, setzt sich aus einer Vielzahl einzelner Töne zusammen, deren Tonfrequenzen jeweils innerhalb des sogenannten Nyquistintervalls [0 ... Fs/2] liegen, wobei Fs der Abtastfrequenz des Testsignals entspricht. Einige dieser diskreten Tonfrequenzwerte werden jedoch für das Testsignal nicht verwendet. Durch die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals bzw. seiner analogen Vorstufe werden bei diesen nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen Intermodulationsverzerrungen und harmonische Verzerrungen erzeugt. Die Stärke dieser nichtlinearen Verzerrungen im Verhältnis zur Signalamplitude bei den nicht ausgelassenen und somit für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten kann als Maß für die Nichtlinearität des Kommunikationskanals ausgewertet werden.

Zur Bestimmung der zuvor genannten nichtlinearen Störungen wird in der Regel eine Auswertungs- oder Detektorschaltung verwendet, die ein Bandpaßfilter mit hoher Selektivität, beispielsweise in Form eines komplexen FIR-Filters oder IIR-Filters höherer Ordnung, umfaßt. Der Aufbau der Detektorschaltung ist dadurch jedoch relativ aufwendig.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals vorzuschlagen, die eine Reduzierung des schaltungstechnischen Aufwands der zuvor erwähnten Auswertungs- oder Detektorschaltung ermöglicht.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Anordnung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.

Die erfindungsgemäße Anordnung umfaßt eine Detektor- oder Auswertungseinrichtung zum Empfangen und Auswerten des über den Kommunikationskanal übertragenen Testsignals, wobei die Auswertungseinrichtung eine erste Detektoreinheit zum Erfassen der durch Nichtlinearitäten des Kommunikationskanals bei den nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Störungen, eine zweite Detektoreinheit zum Erfassen der bei den verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Testsignalamplituden und eine Komparatoreinheit, um zur Bestimmung der nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals die Ausgangssignale der beiden Detektoreinheiten zueinander in Beziehung zu setzen, umfaßt. Die erste Detektoreinheit umfaßt Mittel, um das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal übertragenen Testsignals um die einzelnen nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerte zu verschieben, so daß nichtlineare Störungen einfach durch Tiefpaßfilterung des auf diese Weise aufbereiteten Signals ermittelt werden können. Zur Erfassung der nichtlinearen Störungen ist somit kein relativ aufwendig aufgebautes Bandpaßfilter mehr notwendig.

Die Verschiebung des Frequenzspektrum kann insbesondere durch den Einsatz digitaler Modulatoren geschehen, wie sie beispielsweise in "On the reduction of hardware in digital modulators", L. Gazsi, IEEE Trans. On Communications, vol. COM-27, no. 1, Januar 1979, Seiten 221-228 beschrieben sind.

Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.
1 zeigt ein Blockschaltbild, welches den grundsätzlichen Schaltungsaufbau einer erfindungsgemäßen Anordnung darstellt.
2 zeigt eine Periode des von der in 1 dargestellten Anordnung erzeugten Testsignals im Zeitbereich,
3 zeigt eine diskrete Frequenztransformierte des Testsignals,
4 zeigt den Aufbau der in 1 dargestellten Detektorschaltung,
5 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in 4 dargestellten Nichtlinearitäten-Detektors,
6A – 6C zeigen Blockschaltbilder von in 5 dargestellten digitalen Modulatoren für die Trägerfrequenzen Fs/3, Fs/6 bzw. 5·Fs/12,
7 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in 5 dargestellten Tiefpaß-FIR-Filters,
8 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in 4 dargestellten Cosinusamplituden-Detektors,
9 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in 9 dargestellten digitalen Modulators für die Trägerfrequenz Fs/4, und
10 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung einer in 4 dargestellten Komparatoreinheit.
In 1 ist der grundsätzliche Aufbau einer erfindungsgemäßen Anordnung zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals dargestellt. Die Anordnung umfaßt einen Testsignalgenerator, bestehend aus den nachfolgend näher erläuterten Komponenten 9-11, zur Erzeugung eines Testsignals, welches über einen zu testenden Kommunikations- oder Schreib/Lese-Kanal 2 übertragen wird, sowie eine Detektor- oder Auswertungsschaltung 13, die das über den Kommunikationskanal 2 übertragene Testsignal erfaßt und auswertet, um davon abhängig die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals 2 bzw. einer darin enthaltenen analogen Vorstufe 12 ("Analog Front End", (AFE)) zu bestimmen.
Der Signalgenerator befindet sich in der Regel in einem an ein Computersystem angeschlossenem Modem 1. Ebenso befindet sich die Detektorschaltung 13 in einem mit einem weiteren Computersystem verbundenen Modem 3.
Wie in 1 gezeigt ist, umfaßt der Testsignalgenerator bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel einen Nur-Lese-Speicher (ROM) 10, der von einer Adressiereinheit ("Address Unit", AU) adressiert wird, sowie einen Digital/Analog-Wandler 11, um die aus dem Speicher 10 ausgelesenen digitalen Abtastwerte in das analoge Testsignal umzusetzen.
Das von dem Testsignalgenerator erzeugte Testsignal umfaßt eine bestimmte Anzahl von Tönen, deren Frequenzen aus der Menge i·Fs/n mit i = 1 ... n/2–1 ausgewählt werden, wobei Fs die Abtastfrequenz bezeichnet, mit der das Testsignal empfangsseitig durch die Detektorschaltung 13 abgetastet wird. Für die einzelnen Töne des Testsignals kommen somit nur äquidistante Tonfrequenzen in Frage, welche innerhalb des sogenannten Nyquistintervalls [0 ... Fs/2] liegen. Bei der Erzeugung des Testsignals werden jedoch nicht alle möglichen Tonfrequenzen i·Fs/2 verwendet, sondern einige dieser äquidistanten Tonfrequenzen werden zur Erfassung der durch den Kommunikationskanal 2 bzw. dessen analoger Vorstufe 12 verursachten nichtlinearen Störungen weggelassen.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird für das Testsignal vorgeschlagen, dieses aus sieben Cosinusfrequenzen zusammenzusetzen, wobei jeder Cosinusfrequenz ein bestimmter Amplituden- und Phasenwert zugewiesen ist. Dabei umfaßt das Testsignal im Zeitbereich 24 Abtastwerte. In der nachfolgenden Tabelle sind die gemäß diesem Ausführungsbeispiel für das Testsignal vorgeschlagenen Cosinusfrequenzen (bezogen auf die Abtastfrequenz Fs) mit ihren relativen Amplitudenwerten sowie ihren Phasenwerten aufgelistet.
Für das Testsignal werden somit nicht die bei 2·Fs/24, 4·Fs/24, 8·Fs/24 und 10·Fs/24 liegenden Tonfrequenzen verwendet.
In 2 ist für dieses Ausführungsbeispiel die sich somit ergebende 24 Abtastwerte umfassende Periode des Testsignals im Zeitbereich dargestellt, während in 3 die entsprechende diskrete Frequenztransformierte des Testsignals aufgetragen ist. Aus 3 sind insbesondere die nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerte bei 2·Fs/24, 4·Fs/24, 8·Fs/24 und 10·Fs/24 zu erkennen. Des weiteren kann 3 die gegenüber den ersten fünf Tonfrequenzen verringerte Amplitude der beiden letzten Tonfrequenzen bei 9·Fs/24 und 11·Fs/24 entnommen werden. Die verringerte Amplitude dieser Frequenzwerte trägt zu einem einfacheren Design des in der analogen Vorstufe 12 des Kommunikationskanals 2 üblicherweise enthaltenen A/D-Wandlers bei.
Das gemäß dem zuvor erwähnten Ausführungsbeispiel zusammengesetzte Testsignal weist mit den in der obigen Tabelle angegebenen Phasenbeziehungen einen PAR-Wert von ca. 4,51 dB auf. Die einzelnen Abtastwerte des Testsignals können, wie in 1 gezeigt ist, durch Adressierung des Speichers 10 gewonnen werden, in dem die einzelnen Abtastwerte einer Periode des Testsignals in quantisierter Form abgelegt sind. Bei Verwendung einer Wortbreite von 6 Bit stehen für die Quantisierung der einzelnen Abtastwerte insgesamt 64 unterschiedliche Werte zur Verfügung, so daß für die einzelnen Abtastwerte beispielsweise der Wertebereich {–32, –31, ..., –1, 0, 1, ... 31} gewählt werden kann. Für die in 2 gezeigten Abtastwerte ergibt sich demzufolge die folgende Belegung des Speichers 10:
Aus obiger Tabelle ist ersichtlich, daß die unter den Adressen 0-10 abgelegten Werte in umgekehrter Reihenfolge den unter den Adressen 12-22 abgelegten Werten entsprechen. Eine besonders einfache Realisierung der Adressiereinheit 9 und ein geringerer Speicherbedarf des Speichers 10 kann demnach erzielt werden, wenn die Adressiereinheit 9 als einfacher Zähler ausgestaltet wird, der wiederholt von 0 bis 11 und wieder nach unten bis 0 zählt und jeweils am Ende eines Zählzyklusses als letztes Element den Wert –2 einfügt. In diesem Fall werden zur Erzeugung der Abtastwerte einer Testsignalperiode lediglich 12 Adressen im Speicher 10 benötigt.
In 4 ist der Gesamtaufbau der Detektorschaltung 13 anhand eines vereinfachten Blockschaltbilds dargestellt. Die Detektorschaltung 13 umfaßt im wesentlichen drei Komponenten, nämlich einen Nichtlinearitäten-Detektor 14, der die von dem Kommunikationskanal 2 bei den nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Intermodulationsverzerrungen und harmonischen Verzerrungen erfaßt, einen Cosinusamplituden-Detektor 15, der die bei den für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Signalamplituden erfaßt, sowie eine Komparatoreinheit 16, welche die Ausgangssignale IN1 bzw. IN2 der beiden Detektoren 14 und 15 miteinander vergleicht bzw. zueinander in Beziehung setzt, um somit die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals 2 zu bestimmen. Wie nachfolgend noch näher erläutert wird, kann im Rahmen der vorliegenden Erfindung ein einfacher Aufbau der Detektorschaltung 13 insbesondere dann erzielt werden, wenn das Verhältnis der Abtastfrequenz Fs zu der für die Erzeugung des Testsignals kleinstmöglichen Tonfrequenz 1·Fs/N so gewählt wird, daß der Faktor N eine aus dem Produkt relativ kleiner Zahlen (im vorliegenden Fall N = 2·3·4 = 24) darstellbare ganze Zahl ist.
In 5 ist ein möglicher Aufbau des Nichtlinearitäten-Detektors 14 dargestellt, der eingangsseitig für jede nicht für das Testsignal verwendete Tonfrequenz einen digitalen Modulator umfaßt. Im vorliegenden Fall sind somit vier Modulatoren 20-23 vorgesehen, denen als Trägersignalfrequenz jeweils eine der nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen zugeführt wird. Der digitale Modulator 20 mischt somit das über den Kommunikationskanal 2 übertragene und von der Detektorschaltung 13 empfangene Testsignal mit der Trägerfrequenz 2·Fs/24 = Fs/12, während die weiteren digitalen Modulatoren 21-23 das empfangene Testsignal mit 4·Fs/24 = Fs/6, 8·Fs/24 = Fs/3 bzw. 10·Fs/24 = 5·Fs/12 mischen. Durch jeden der digitalen Modulatoren 20-23 erfolgt somit eine dem jeweiligen Trägerfrequenzwert entsprechende Verschiebung des Frequenzspektrums des empfangenen Testsignals, so daß jeweils die bei dem entsprechenden Trägerfrequenz- oder Tonfrequenzwert auftretenden nichtlinearen Anteile des Testsignals mit Hilfe eines einfach aufgebauten nachgeschalteten Tiefpaßfilters 24 ausgefiltert und erfaßt werden können. Aufgrund des nachfolgend noch näher erläuterten Aufbaus jedes Tiefpaßfilters 24 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist jedem Tiefpaßfilter 24 wiederum ein Frequenzteiler 25 mit dem Teilerfaktor N nachgeschaltet, wobei N der Anzahl der Abtastwerte pro Testsignalperiode (im vorliegenden Fall N = 24) entspricht. Die einzelnen Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 24 bzw. der Frequenzteiler 25 werden jeweils einem Absolutwertbilder 26 zugeführt, der den Betrag bzw. die Leistung der an den einzelnen Trägerfrequenzen (oder nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen) bestimmt. Die somit bestimmten Leistungsanteile werden mit Hilfe eines Addierers 27 aufaddiert und der Komparatoreinheit 16 zugeführt.
Die einzelnen digitalen Modulatoren 20-23 können aufgrund des einfachen Verhältnisses der einzelnen Trägerfrequenzen zu der Abtastfrequenz Fs mit relativ geringem Schaltungsaufwand in Form einer sogenannten "Full Array Multiplication" realisiert werden. Jede Modulation ist gleichbedeutend zu einer Multiplikation des entsprechenden Abtastwerts des empfangenen Testsignals mit einer bestimmten konstanten Zahlenfolge.
So kann die Modulation mit Fs/3 durch die periodische Multiplikation mit den Werten 1, 1/2 und –1/2 realisiert werden, d.h. ein bestimmter Abtastwert wird mit 1, der darauffolgende Abtastwert mit 1/2, der nächste Abtastwert mit –1/2 multipliziert. Anschließend beginnt der Zyklus wieder von vorne, so daß der nächste Abtastwert wieder mit 1 multipliziert wird usw.. Der digitale Modulator 21 kann somit durch die in 6A gezeigte Schaltung realisiert werden, wobei ein von einem Modulo2-Zähler angesteuerter Multiplexer abhängig vom Zählerstand einen seiner Eingänge an seinen Ausgang durchschaltet. Am Eingang des Multiplexers liegt der augenblickliche Abtastwert des empfangenen Testsignals sowohl unverändert (d.h. mit dem Faktor 1 multipliziert) als auch mit den Faktoren 1/2 und –1/2 multipliziert an. Die Multiplikation mit den Faktoren 1/2 und –1/2 können durch einfache Bitverschiebeoperationen des quantisierten Abtastwerts realisiert werden.
Ein ähnlicher Aufbau ist auch für die weiteren digitalen Modulatoren 20, 22 und 23 des Nichtlinearitäten-Detektors 14 möglich, wobei ebenfalls ein Aufbau durch Bitverschiebeoperationen in Kombination mit Multiplexern zur Anwendung kommt und somit keine relativ komplex aufgebauten Multiplizierer erforderlich sind. Der Aufbau des digitalen Modulators ist in 6B dargestellt. In diesem Fall werden die Abtastwerte periodisch mit den Faktoren 1/2, –1/2, –1, –1/2, 1/2 und 1 multipliziert, so daß ausgangsseitig ein zusätzlicher Multiplexer erforderlich ist, der von dem in 6B dargestellten Steuersignal angesteuert wird und somit entweder sein unverändertes Eingangssignal (während der ersten drei Zyklen einer Multiplizierperiode) oder sein mit –1 multipliziertes Eingangssignal (während der letzten drei Zyklen einer Multiplizierperiode) an seinen Ausgang durchschaltet.
Die Modulation mit 5·Fs/12 kann hingegen durch eine periodische Multiplikation der Testsignal-Abtastwerte mit –k; 1/2, 0, –1/2, k, –1, k, –1/2, 0, 1/2 –k und 1 realisiert werden, wobei der Faktor k in diesem Fall k = 0,866025403 beträgt. Bei Verwendung einer 6 Bit-Darstellung kann der irrationale Faktor k mit einem Fehler kleiner als 0,9% durch den Faktor 1-1/8 angenähert werden. Der daraus resultierende Aufbau des entsprechenden digitalen Modulators 23 ist in 6C dargestellt. Auch in diesem Fall ist ausgangsseitig ein weiterer Multiplexer erforderlich, der von dem darunter dargestellten Signal angesteuert wird und während der ersten sechs Zyklen einer Multiplizierperiode sein unverändertes Eingangssignal und während der letzten sechs Zyklen einer Multiplizierperiode sein mit –1 multipliziertes Eingangssignal an seinen Ausgang durchschaltet. Die Ansteuerung des eingangsseitigen Multiplexers erfolgt durch einen Modulo5-Zähler, so daß abhängig von dem Zählerstand dieses Modulo5-Zählers eines der sechs verschiedenen Eingangssignale dieses eingangsseitigen Multiplexers ausgewählt wird.
Der Aufbau des digitalen Modulators 20 (Trägerfrequenz Fs/12) ist in 6 nicht dargestellt. Er kann jedoch ähnlich zu dem digitalen Modulator 23 (Trägerfrequenz 5·Fs/12) realisiert werden.
Alle digitalen Modulatoren 20-23 des Nichtlinearitäten-Detektors 14 kommen somit ohne Multiplizierer aus. Des weiteren wird darauf hingewiesen, daß auch die Multiplikationen mit 1, –1 oder 0 vollständig korrekt durch Bitverschiebeoperationen der hinteren Bits um 1/2, –1/2, 1/8 und –1/8 realisiert werden können. Durch die digitalen Modulatoren 20-23 werden somit weder harmonische Verzerrungen noch Abrundungsfehler hervorgerufen.
Auch die Tiefpaßfilter 24 können sehr leicht realisiert werden. Die Tiefpaßfilter 24, deren Aufbau in 7 dargestellt ist, können in Form eines Filters mit gleitender Mittelwertbildung der Länge N realisiert werden, wobei N der Periodenlänge des Testsignals entspricht (im vorliegenden Fall N = 24). von dem Tiefpaßfilter 24 wird somit pro Periode lediglich ein Filterwert ausgegeben, so daß der jeweils nachgeschaltete Frequenzteiler 25 (vgl. 5) entsprechend den Teilerfaktor N aufweisen muß. Durch die in 7 gezeigte Struktur des Tiefpaßfilters mit einem eingangsseitigen Akkumulator, zwei Registern und einem UND-Gatter werden die Eingangsdaten jeweils über eine Periode des Testsignals aufaddiert und der Summenwert nach N Addiervorgängen über das ausgangsseitige Register, welches von dem in 7 gezeigten Setzsignal angesteuert wird, ausgegeben. Anschließend wird der Akkumulator mit Hilfe des ebenfalls in 7 gezeigten Rücksetzsignals, welches an das UND-Gatter angelegt ist, wieder zurückgesetzt, d.h. gelöscht, so daß der nächste Akkumulationszyklus beginnen kann. Durch das ausgangsseitige Register wird sichergestellt, daß lediglich ein Summenwert pro Akkumulationszyklus ausgegeben wird.
In 8 ist ein möglicher Aufbau des in 4 gezeigten Cosinusamplituden-Detektors 15 dargestellt. Der Cosinusamplituden-Detektor 15 besitzt, wie bereits erwähnt worden ist, die Aufgabe, die Signalstärke bzw. Amplitude des Testsignals bei den tatsächlich für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen zu bestimmen. Zu diesem Zweck wird das Frequenzspektrum des empfangenen Testsignals wieder durch Einsatz eines digitalen Modulators 31 in einen zu betrachtenden Cosinusfrequenzbereich verschoben. Im vorliegenden Fall wird hierzu die Trägerfrequenz Fs/4 gewählt, da dann ein sehr einfacher Aufbau des digitalen Modulators 31 möglich ist. Selbstverständlich kann jedoch auch ein anderer zu betrachtender Cosinusfrequenzbereich bzw. eine andere Trägerfrequenz des digitalen Modulators 31 gewählt werden. Durch die Verschiebung des Frequenzspektrums um Fs/4 können die bei den tatsächlich verwendeten Tonfrequenzen auftretenden Signalamplituden bzw. die entsprechenden Signalleistungswerte wieder mit Hilfe eines einfachen Tiefpaßfilters 24 mit nachgeschaltetem Absolutwertbilder 26 erfaßt werden. Da das Tiefpaßfilter 24 vorzugsweise analog zu 7 aufgebaut ist, ist dem Absolutwertbilder 26 wieder ein Frequenzteiler mit dem Teilerfaktor N vorgeschaltet.
Die Verschiebung des Frequenzspektrums um Fs/4 kann einfach dadurch erfolgen, daß die dem digitalen Modulator 31 zugeführten Abtastwerte des empfangenen Testsignals periodisch mit 0, 1, 0 und –1 multipliziert werden. Für den digitalen Modulator 31 ergibt sich somit der in 9 gezeigte Aufbau mit einem eingangsseitigen UND-Gatter, welches von einem Modulo1-Zähler angesteuert wird, und einem ausgangsseitigen Multiplexer, der von dem darunter dargestellten Signal angesteuert wird und während der ersten beiden Zyklen einer Multiplizierperiode sein Eingangssignal unverändert und während der beiden letzten Zyklen eine Multiplizierperiode sein Eingangssignal mit –1 multipliziert durchschaltet.
Die Aufgabe der in 4 gezeigte Komparatoreinheit 16 ist es, die Amplitude der nichtlinearen Anteile, d.h. das Ausgangssignal des Nichtlinearitäten-Detektors 14, in Beziehung zu der Amplitude des Referenzsignals, d.h. dem Ausgangssignal des Cosinusamplituden-Detektors 15, zu setzen, wobei sich hierbei die Bildung des Quotienten zwischen den beiden Ausgangssignalen IN1 und IN2 anbietet. Hierzu ist eine entsprechende Teilerschaltung erforderlich. Anstelle einer Teilerschaltung kann jedoch das von dem Cosinusamplituden-Detektor 15 gelieferte Signal IN2 auch mit einer veränderlichen und programmierbaren Konstante, die kleiner als 1 ist, multipliziert werden, so daß ein programmierbarer Grenzwert nachgebildet wird, der dann mit dem Ausgangssignal IN1 verglichen wird.
Ein möglicher Aufbau für die Komparatoreinheit 16 ist in 10 dargestellt. In einem Grenzwertgenerator 32 wird das eigentliche Referenzsignal IN2 des Cosinusamplituden-Detektors 15 durch zwei programmierbare Bitverschiebeoperationen (entsprechend einer Multiplikation mit 1, 1/2, ... 1/128) und eine programmierbare Addier/Subtrahieroperation mit einer entsprechenden Konstante kleiner als 1 multipliziert. Die Verschiebefaktoren der beiden Bitverschieber sind wie der Addierer/Subtrahierer programmierbar, so daß durch geeignete Einstellungen der gewünschte Grenzwert programmiert werden kann. Mit einer Komparatorschaltung 33 wird dann das von dem Nichtlinearitäten-Detektor 14 gelieferte Signal IN1 mit dem von dem Grenzwertgenerator 32 gelieferten Grenzwert verglichen, um die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals bestimmen zu können.

1: Modem
2: Kommunikationskanal
3: Modem
9: Adressiereinheit (AU)
10: ROM-Speicher
11: D/A-Wandler
12: Analoge Vorstufe (AFE)
13: Detektorschaltung
14: Nichtlinearitäten-Detektor
15: Cosinusamplituden-Detektor
16: Komparatoreinheit
20: Modulator
21: Modulator
22: Modulator
23: Modulator
24: Tiefpaßfilter
25: 1/N-Frequenzteiler
26: Absolutwertbilder
27: Addierer
31: Modulator
32: Grenzwertgenerator
Fs: Abtastfrequenz
N: Teilerfaktor

Claims

Anordnung zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals, mit einer Testsignalgeneratoreinrichtung (1) zum Erzeugen eines mehrere unterschiedliche Töne umfassenden Testsignals und zum Senden des Testsignals über den Kommunikationskanal (2), wobei die Tonfrequenzen der Töne des Testsignals jeweils Werte der Menge i·Fs/n mit i = 1 ... n/2–1 sind und mindestens einer der Tonfrequenzwerte i·Fs/n nicht für einen Ton des Testsignals verwendet wird, und wobei Fs die Abtastfrequenz und n eine ganze Zahl bezeichnet, mit einer Auswertungseinrichtung (3) zum Empfangen und Auswerten des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals, umfassend eine erste Detektoreinheit (14) zum Erfassen der durch den Kommunikationskanal (2) bei den nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Störungen, eine zweite Detektoreinheit (15) zum Erfassen der bei den verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Testsignalamplituden und eine Komparatoreinheit (16), um zur Bestimmung der nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals (2) die Ausgangssignale (IN1, IN2) der beiden Detektoreinheiten (14, 15) zueinander in Beziehung zu setzen, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Detektoreinheit (14) Frequenzspektrumverschiebemittel (20-23) aufweist, um das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals jeweils um die einzelnen nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerte zu verschieben, und daß die erste Detektoreinheit (14) den Frequenzspektrumverschiebemitteln (21-23) nachgeschaltete Tiefpaßfiltermittel (24) aufweist, um jedes einzelne frequenzverschobene Testsignal einer Tiefpaßfilterung zu unterziehen, wobei die erste Detektoreinheit (14) die Summe der einzelnen frequenzverschobenen und tiefpaßgefilterten Testsignale als Ausgangssignal an die Komparatoreinheit (16) ausgibt.
Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß n = 24 gilt.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Testsignalgeneratoreinrichtung (1) das Testsignal als Summe sieben unterschiedlicher Cosinus-Tonfrequenzen erzeugt, welche zueinander in einer bestimmten Phasenbeziehung stehen.
Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Frequenzspektrum der ersten fünf Cosinus-Tonfrequenzen im wesentlichen dieselbe Amplitude aufweist, und daß das Frequenzspektrum der sechsten Cosinus-Tonfrequenz ca. 85% und das Frequenzspektrum der siebten Cosinus-Tonfrequenz ca. 35% der Amplitude der ersten fünf Cosinus-Tonfrequenten entspricht.
Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten, zweiten und fünften Cosinus-Tonfrequenz die Phase 0° und den übrigen Cosinus-Tonfrequenzen die Phase 180° zugewiesen ist.
Anordnung nach Anspruch 2 und einem der Ansprüche 3-5, dadurch gekennzeichnet, daß die Testsignalgeneratoreinrichtung (1) zur Erzeugung des Testsignals nicht die Tonfrequenzwerte 2·Fs/24, 4·Fs/24, 8·Fs/24 und 10·Fs/24 verwendet.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzverschiebemittel der ersten Detektoreinheit (14) für jeden nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwert einen digitalen Modulator (20-23) umfassen, wobei jeder digitale Modulator (20-23) das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals um den entsprechenden nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwert verschiebt.
Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jedem digitalen Modulator (20-23) ein Tiefpaßfilter (24) nachgeschaltet ist, wobei von der ersten Detektoreinheit (14) die Summe der Ausgangssignale der einzelnen Tiefpaßfilter (24) als Ausgangssignal an die Komparatoreinheit (16) ausgegeben wird.
Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Tiefpaßfilter (24) ein Frequenzteiler (25) und ein Absolutwertbilder (26) nachgeschaltet ist, wobei von der ersten Detektoreinheit (14) die Summe der Ausgangssignale der einzelnen Absolutwertbilder (26) als Ausgangssignal an die Komparatoreinheit (16) ausgegeben wird.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Detektoreinheit (15) einen digitalen Modulator (31) mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter (24) umfaßt, wobei der digitale Modulator (31) das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals um einen vorgegebenen Frequenzwert verschiebt.
Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der vorgegebene Frequenzwert, um den der digitale Modulator (31) der zweiten Detektoreinheit (15) das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals verschiebt, dem Betrag Fs/4 entspricht.
Anordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (24) über einen Frequenzteiler (25) mit einem Absolutwertbilder (26) verbunden ist, dessen Ausgangssignal der Komparatoreinheit (16) zugeführt ist.
Anordnung nach einem der Ansprüche 8-12, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Tiefpaßfilter (24) derart ausgestaltet ist, daß es N Abtastwerte aufaddiert und nach N Abtastzyklen das Addierergebnis an den entsprechenden Frequenzteiler (25) ausgibt, wobei N der Anzahl der Abtastwerte einer Periode des Testsignals sowie dem Teilerfaktor des nachgeschalteten Frequenzteilers (25) entspricht.
Anordnung nach einem der Ansprüche 7-13, dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Modulator (20-23) derart ausgestaltet ist, daß er jeden Abtastwert des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals mit einer konstante Folge von für den entsprechenden digitalen Modulator (20-23) vorgegebenen Faktoren multipliziert.
Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Modulator (20-23) derart ausgestaltet ist, daß er die Multiplikationen jeweils durch die Kombination von Bitverschiebeoperationen und Multiplexeroperationen ausführt.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatoreinheit (16) derart ausgestaltet ist, daß sie das von der zweiten Detektoreinheit (15) gelieferte Ausgangssignal mit einem variablen Faktor multipliziert und mit dem von der ersten Detektoreinheit (15) gelieferten Ausgangssignal vergleicht, um die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals (2) zu bestimmen.
Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatoreinheit (16) derart ausgestaltet ist, daß sie die Multiplikation des von der zweiten Detektoreinheit (15) gelieferten Ausgangssignals mit dem variablen Faktor durch programmierbare Bitverschiebe- und Addier- oder Subtrahiervorgänge realisiert.