WO2001020823A1 - Anordnung zum analysieren der nichtlinearen eigenschaften eines kommunikationskanals - Google Patents

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WO2001020823A1
WO2001020823A1 PCT/EP2000/008859 EP0008859W WO0120823A1 WO 2001020823 A1 WO2001020823 A1 WO 2001020823A1 EP 0008859 W EP0008859 W EP 0008859W WO 0120823 A1 WO0120823 A1 WO 0120823A1
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test signal
frequency
arrangement according
communication channel
detector unit
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PCT/EP2000/008859
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Lajos Gazsi
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Infineon Technologies Ag
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Definitions

  • the present invention relates to an arrangement according to the preamble of claim 1 for analyzing the non-linear properties of a communication channel.
  • Test signals Physical channels or their analog precursors generates test signals (probing signals), the test signal transmitted via the communication channel being evaluated in each case.
  • the test signal should have a relatively large number of peaks in a suitable amplitude range.
  • RMS root mean square average value
  • a test signal is ideally suited for analyzing the non-linear properties of the corresponding communication channel if it corresponds to a minimum ratio of the peak signal power to the RMS value. This ratio value is also called the PAR value ("Peak-to-RMS Average Ratio").
  • a test signal with a minimum PAR value causes the strongest interference generated by the signal channel of interest in each case through non-interference of the communication channel, so that in this case these interference can best be detected and evaluated.
  • test signal as described in US Pat. No. 5,515,398, is composed of a large number of individual tones, the tone frequencies of which are each within the so-called
  • Nyquistmtervalls [0 ... Fs / 2] lie, where Fs corresponds to the sampling frequency of the test signal. However, some of these discrete tone frequency values are not used for the test signal. Due to the non-linear properties of the communication channel or its analog preamplifier, intermodulation distortions and harmonic distortions are generated in these tone frequencies that are not used for the test signal. The strength of these non-linear distortions in relation to the signal amplitude in the case of the audio frequency values not omitted and thus used for the test signal can be evaluated as a measure of the non-linearity of the communication channel.
  • an evaluation or detector circuit which comprises a bandpass filter with high selectivity, for example in the form of a complex FIR filter or IIR filter of a higher order.
  • the construction of the detector circuit is relatively complex.
  • the present invention is therefore based on the object of proposing an arrangement for analyzing the non-linear properties of a communication channel, which enables a reduction in the circuit complexity of the previously mentioned evaluation or detector circuit.
  • This object is achieved according to the invention by an arrangement having the features of claim 1.
  • the subclaims each define preferred and advantageous embodiments of the present invention.
  • the arrangement according to the invention comprises a detector or evaluation device for receiving and evaluating the test signal transmitted via the communication channel, the evaluation device comprising a first detector unit for detecting the interference caused by non-interference of the communication channel in the audio frequency values not used for the test signal, and a second detector unit for detecting the test signal amplitudes occurring at the tone frequency values used and a comparator to determine the non-linear
  • the first detector unit comprises means for the frequency spectrum of the test signal transmitted over the communication channel by the individual not for the
  • Test signal shift used tone frequency values so that non-linear interference can be determined simply by low-pass filtering of the signal processed in this way. A relatively complex bandpass filter is therefore no longer necessary to detect the non-linear interference.
  • the shift of the frequency spectrum can be done in particular through the use of digital modulators, such as, for example, m "On the reduction of hardware m digital modulators", L. Gazsi, IEEE Trans. On Communications, vol. COM-27, no. 1, January 1979, pages 221-228.
  • digital modulators such as, for example, m "On the reduction of hardware m digital modulators", L. Gazsi, IEEE Trans. On Communications, vol. COM-27, no. 1, January 1979, pages 221-228.
  • FIG. 1 shows a block diagram which shows the basic circuit structure of an arrangement according to the invention.
  • FIG. 2 shows a period of the test signal generated by the arrangement shown in FIG. 1 in the time domain
  • FIG. 5 shows a block diagram of a possible circuit implementation of a non-linearity detector shown in FIG. 4,
  • 6A-6C show block diagrams of digital modulators shown in FIG. 5 for the carrier frequencies Fs / 3, Fs / ⁇ and 5 * Fs / 12,
  • FIG. 7 shows a block diagram of a possible circuit implementation of a low-pass FIR filter shown in FIG. 5,
  • FIG. 8 shows a block diagram of a possible circuit implementation of a cosine amplitude detector shown in FIG. 4,
  • FIG. 9 shows a block diagram of a possible circuit implementation of a digital modulator shown in FIG. 9 for the carrier frequency Fs / 4, and
  • FIG. 10 shows a block diagram of a possible circuit implementation of a comparator unit shown in FIG. 4.
  • 1 shows the basic structure of an arrangement according to the invention for analyzing the non-linear properties of a communication channel.
  • the arrangement comprises a test signal generator, consisting of the components 9-11 explained in more detail below, for generating a test signal which is transmitted via a communication or read / write channel 2 to be tested, and a detector or evaluation circuit 13 which does this via the test signal transmitted on the communication channel 2 is recorded and evaluated, depending on the non-linear ones
  • the signal generator is usually located in a modem 1 connected to a computer system.
  • the detector circuit 13 is located in a modem 3 connected to another computer system.
  • the test signal generator in the exemplary embodiment shown in FIG. 1 comprises a read-only memory (ROM) 10, which is addressed by an addressing unit ("Address Unit", AU), and a digital / analog - Converter 11 to convert the digital samples m read out from the memory 10 into the analog test signal.
  • ROM read-only memory
  • AU Address Unit
  • AU digital / analog - Converter
  • Fs denotes the sampling frequency with which the test signal is received by the detector circuit 13 is scanned.
  • Nyquist interval [0 ... Fs / 2].
  • not all possible sound frequencies ⁇ * Fs / 2 are used, but some of these aquidistant sound frequencies are used to detect the through the communication channel 2 or its analog preamplifier 12 caused non-linear interference.
  • test signal it is proposed for the test signal that it be composed of seven cosine frequencies, each cosine frequency being assigned a specific amplitude and phase value.
  • the test signal comprises 24 samples in the time domain.
  • the table below lists the cosine frequencies (based on the sampling frequency Fs) proposed for the test signal according to this exemplary embodiment, with their relative amplitude values and their phase values.
  • the tone frequencies at 2 * Fs / 24, 4 * Fs / 24, 8 * Fs / 24 and 10 * Fs / 24 are therefore not used for the test signal.
  • FIG. 2 shows the resulting 24 sample values of the test signal period in the time domain, while in FIG. 3 the corresponding discrete frequency transform of the test signal is plotted. 3 shows in particular the tone frequency values at 2 * Fs / 24 not used for the test signal,
  • Communication channel 2 usually included A / D converter.
  • the test signal composed according to the previously mentioned exemplary embodiment has a PAR value of approximately 4.51 dB with the phase relationships given in the table above.
  • the individual samples of the test signal can be obtained by addressing the memory 10, in which the individual samples of a period of the test signal are stored in a quantized form. If a word width of 6 bits is used, a total of 64 different values are available for the quantization of the individual sample values, so that, for example, the value range ⁇ -32, -31, ..., -1, 0, 1, .. for the individual sample values. . 31 ⁇ can be selected.
  • the memory 10 is therefore assigned as follows:
  • the values stored under addresses 0-10 correspond in reverse order to the values stored under addresses 12-22.
  • a Particularly simple implementation of the addressing unit 9 and a lower memory requirement of the memory 10 can accordingly be achieved if the addressing unit 9 is designed as a simple payer, who pays repeatedly from 0 to 11 and again down to 0 and at the end of a number cycle as the last element inserts the value -2. In this case, only 12 addresses are required in the memory 10 to generate the samples of a test signal period.
  • the detector circuit 13 essentially comprises three components, namely a non-interference detector 14, which detects the intermodulation distortions and harmonic distortions caused by the communication channel 2 for the audio frequency values not used for the test signal, a cosmos amplitude detector 15 which detects those for the test signal used signal frequency values detected signal amplitudes, and a comparator unit 16, which compares the output signals INI and IN2 of the two detectors 14 and 15 with each other or sets m relationship to each other, so as to determine the non-linear properties of the communication channel 2.
  • a non-interference detector 14 which detects the intermodulation distortions and harmonic distortions caused by the communication channel 2 for the audio frequency values not used for the test signal
  • a cosmos amplitude detector 15 which detects those for the test signal used signal frequency values detected signal amplitudes
  • a comparator unit 16 which compares the output signals INI and IN2 of the two detectors 14 and 15 with each other or sets m relationship to each other, so as to determine the non-linear properties of the
  • the non-signal detector 14 which comprises a digital modulator on the input side for each audio frequency not used for the test signal.
  • each of the digital modulators 20-23 thus results in a shift in the frequency spectrum of the received test signal corresponding to the respective carrier frequency value, so that the non-linear portions of the test signal occurring at the corresponding carrier frequency or audio frequency value are filtered out and detected with the aid of a simply constructed downstream low-pass filter 24 can. Due to the construction of each low-pass filter 24 according to a preferred exemplary embodiment of the present invention, which is explained in more detail below, each low-pass filter 24 is in turn followed by a frequency divider 25 with the division factor N, where N is the number of
  • Samples per test signal period corresponds.
  • the individual output signals of the low-pass filter 24 or the frequency divider 25 are each fed to an absolute value image 26, which determines the amount or the power of the sound frequencies used at the individual carrier frequencies (or not used for the test signal).
  • the power components thus determined are added up with the aid of an adder 27 and fed to the comparator unit 16.
  • the individual digital modulators 20-23 can be implemented with relatively little circuit complexity in the form of a so-called “FII array multiplication”. Each modulation is equivalent to one
  • the modulation with Fs / 3 can be achieved by periodic multiplication with the values 1, 1/2 and -1/2, ie a certain sample value becomes 1, the subsequent sample value 1/2, the next sample value -1 / 2 multiplied. The cycle then starts again from the beginning, so that the next sample value is multiplied again by 1, etc.
  • the digital modulator 21 can thus be implemented by the circuit shown in FIG. 6A, a multiplexer controlled by a modulo2 counter depending on the counter status switches one of its inputs through to its output. At the input of the multiplexer, the instantaneous sample value of the test signal received is both unchanged (ie multiplied by a factor of 1) and multiplied by factors 1/2 and -1/2.
  • Multiplication by the factors 1/2 and -1/2 can be achieved by simple bit shift operations of the quantized sample.
  • Modulator is shown in Fig. 6B.
  • the samples are periodically multiplied by the factors 1/2, -1/2, -1, -1/2, 1/2 and 1, so that an additional multiplexer is required on the output side, which is shown in FIG. 6B shown control signal is driven and thus either through its unchanged input signal (during the first three cycles of a multiplication period) or its input signal multiplied by - 1 (during the last three cycles of a multiplication period) through to its output.
  • the irrational factor k can be approximated by the factor 1-1 / 8 with an error smaller than 0.9%.
  • the resulting structure of the corresponding digital modulator 23 is shown in FIG. 6C.
  • an additional multiplexer is required on the output side, which is driven by the signal shown below and switches its input signal unchanged during the first six cycles of a multiplication period and its input signal multiplied by -1 multiplied to its output during the last six cycles of a multiplication period.
  • the input-side multiplexer is controlled by a modulo5 counter, so that one of the six different input signals of this input-side multiplexer is selected depending on the number of counters of this modulo5 counter.
  • the structure of the digital modulator 20 (carrier frequency Fs / 12) is not shown in FIG. 6. However, it can be implemented similarly to the digital modulator 23 (carrier frequency 5 * Fs / 12).
  • All digital modulators 20-23 of the non-detector detector 14 thus do without multipliers. Furthermore, it is pointed out that the multiplications with 1, -1 or 0 can also be implemented completely correctly by bit shifting operations of the rear bits by 1/2, -1/2, 1/8 and -1/8. The digital modulators 20-23 therefore do not produce any harmonic distortions or rounding errors.
  • the low-pass filter 24 can also be implemented very easily.
  • the low-pass filter 24, the structure of which is shown in FIG. 7 is shown, m can be realized in the form of a filter with a moving averaging of the length N, where N corresponds to the length of the test signal (in the present case N 24).
  • the low-pass filter 24 thus outputs only one filter value per period, so that the frequency divider 25 connected downstream (cf. FIG. 5) must accordingly have the divider factor N.
  • FIG. 8 shows a possible structure of the cos amplitude detector 15 shown in FIG. 4.
  • the cosmus-amplitude detector 15 has the task of determining the signal strength or amplitude of the test signal at the tone frequencies actually used for the test signal.
  • the frequency spectrum of the received test signal is shifted again by using a digital modulator 31 m to a cosine frequency range to be considered.
  • the carrier frequency Fs / 4 is selected for this, since then a very simple construction of the digital modulator 31 is possible.
  • a different cosine frequency range to be considered or a different carrier frequency of the digital modulator 31 can also be selected.
  • the frequency spectrum can be shifted by Fs / 4 simply by periodically multiplying the samples of the received test signal received by the digital modulator 31 by 0, 1, 0 and -1.
  • the task of the comparator unit 16 shown in FIG. 4 is to determine the amplitude of the non-linear components, i.e. the output signal of the non-imperiality detector 14, m
  • a limit value generator 32 the actual reference signal IN2 of the cosine amplitude detector 15 is multiplied by two programmable bit shifting operations (corresponding to a multiplication by 1, 1/2, ... 1/128) and a programmable add / subtract operation by a corresponding constant less than 1 ,
  • the shift factors of the two bit shifters are programmable like the adder / subtractor, so that the desired limit value can be programmed by suitable settings.
  • the signal INI supplied by the non-linearity detector 14 is then compared with the limit value supplied by the limit value generator 32 with a comparator circuit 33 in order to be able to determine the non-linear properties of the communication channel.

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Abstract

Zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals (2) wird ein mehrere Töne umfassendes Testsignal generiert, und das über den Kommunikationskanal (2) übertragene Testsignal wird ausgewertet. Für die einzelnen Töne des Testsignals werden äquidistante Tonfrequenzen gewählt, wobei einige dieser Tonfrequenzen nicht für das Testsignal verwendet werden. Durch den Einsatz von Frequenzverschiebern in Form digitaler Modulatoren (20-23), die das Frequenzspektrum des übertragenen Testsignals um jeweils einen nicht verwendeten Tonfrequenzwert auf Null verschieben, können nichtlineare Störungen mit Hilfe eines Tiefpaßfilters (24) bestimmt werden.

Description

Beschreibung
Anordnung zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals.
Bekannterweise werden zur Bestimmung der nichtlinearen
Eigenschaften von Kommunikationskanälen bzw. deren analogen Vorstufen Testsignale (Probing Signals) erzeugt, wobei jeweils das über den Kommunikationskanal übertragene Testsignal ausgewertet wird.
Zu diesem Zweck wurden in der Vergangenheit sinusförmige Signale in Kombination mit Bandpaßfiltern verwendet. Eine zuverlässige Bestimmung des nichtlinearen Verhaltens des Kommunikationskanals ist jedoch in diesem Fall nur dann möglich, wenn einen Vielzahl verschiedener Messungen bei unterschiedlichen Frequenzen des Testsignals durchgeführt wird. Diese Vorgehensweise ist daher relativ aufwendig sowie kosten- und zeitintensiv.
Zum Testen der nichtlinearen Eigenschaften des
Kommunikations anals sollte das Testsignal eine relativ große Anzahl an Spitzen in einem geeigneten Amplitudenbereich aufweisen. In der US 5,515,398, welche eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 offenbart, wird daher vorgeschlagen, die Leistung der Signalspitzen zu messen und mit dem quadratischen Mittelwert (RMS, "Root Mean Square Average Value") der Leistung des Testsignals zu vergleichen. Ein Testsignal ist dann optimal zum Analysieren der nichtlinearen Eigenschaften des entsprechenden Kommunikationskanals geeignet, wenn es einem minimalen Verhältnis der Signalspitzenleistung zu dem RMS-Wert entspricht. Dieser Verhältniswert wird auch als PAR-Wert ("Peak-to-RMS Average Ratio") bezeichnet. Ein Testsignal mit einem minimalen PAR-Wert ruft m dem jeweils interessierenden Signalbereich die stärksten, durch Nichtlmearitaten des Kommunikationskanals erzeugten Störungen hervor, so daß diese Störungen m diesem Fall am besten erfaßt und ausgewertet werden können.
Das Testsignal, wie es m der US 5,515,398 beschrieben ist, setzt sich aus einer Vielzahl einzelner Tone zusammen, deren Tonfrequenzen jeweils innerhalb des sogenannten
Nyquistmtervalls [0 ... Fs/2] liegen, wobei Fs der Abtastfrequenz des Testsignals entspricht. Einige dieser diskreten Tonfrequenzwerte werden jedoch für das Testsignal nicht verwendet. Durch die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals bzw. seiner analogen Vorstufe werden bei diesen nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen Intermodulationsverzerrungen und harmonische Verzerrungen erzeugt. Die Starke dieser ichtlmearen Verzerrungen im Verhältnis zur Signalamplitude bei den nicht ausgelassenen und somit für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten kann als Maß für die Nichtlmearitat des Kommunikationskanals ausgewertet werden.
Zur Bestimmung der zuvor genannten nichtlmearen Störungen wird m der Regel eine Auswertungs- oder Detektorschaltung verwendet, die ein Bandpaßfilter mit hoher Selektivität, beispielsweise m Form eines komplexen FIR-Filters oder IIR- Filters höherer Ordnung, umfaßt. Der Aufbau der Detektorschaltung ist dadurch jedoch relativ aufwendig.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zum Analysieren der nichtlmearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals vorzuschlagen, die eine Reduzierung des schaltungstechnischen Aufwands der zuvor erwähnten Auswertungs- oder Detektorschaltung ermöglicht. Diese Aufgabe wird erfmdungsgemaß durch eine Anordnung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelost. Die Unteranspruche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausfuhrungsformen der vorliegenden Erfindung.
Die erfmdungsgemaße Anordnung umfaßt eine Detektor- oder Auswertungseinrichtung zum Empfangen und Auswerten des über den Kommunikationskanal übertragenen Testsignals, wobei die Auswertungseinrichtung eine erste Detektoreinheit zum Erfassen der durch Nichtlmearitaten des Kommunikationskanals bei den nicht f r das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Störungen, eine zweite Detektoreinheit zum Erfassen der bei den verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Testsignalamplituden und eine Komparatore heit , um zur Bestimmung der nichtlmearen
Eigenschaften des Kommunikationskanals die Ausgangssignale der beiden Detektoreinheiten zueinander m Beziehung zu setzen, umfaßt. Die erste Detektoreinheit umfaßt Mittel, um das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal übertragenen Testsignals um die einzelnen nicht für das
Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerte zu verschieben, so daß nichtlineare Störungen einfach durch Tiefpaßfllterung des auf diese Weise aufbereiteten Signals ermittelt werden können. Zur Erfassung der nichtlmearen Störungen ist somit kein relativ aufwendig aufgebautes Bandpaßfilter mehr notwendig.
Die Verschiebung des Frequenzspektrum kann insbesondere durch den Einsatz digitaler Modulatoren geschehen, wie sie beispielsweise m "On the reduction of hardware m digital modulators", L. Gazsi, IEEE Trans. On Communications, vol. COM-27, no. 1, Januar 1979, Seiten 221-228 beschrieben sind.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand eines bevorzugten Ausfuhrungsbeispiels unter Bezugnahme auf die beigefugte Zeichnung naher beschrieben. Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild, welches den grundsätzlichen Schaltungsaufbau einer erfindungsgemäßen Anordnung darstellt.
Fig. 2 zeigt eine Periode des von der in Fig. 1 dargestellten Anordnung erzeugten Testsignals im Zeitbereich,
Fig. 3 zeigt eine diskrete Frequenztransformierte des Testsignals,
Fig. 4 zeigt den Aufbau der in Fig. 1 dargestellten DetektorSchaltung,
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in Fig. 4 dargestellten Nichtlinearitäten-Detektors,
Fig. 6A - 6C zeigen Blockschaltbilder von in Fig. 5 dargestellten digitalen Modulatoren für die Trägerfrequenzen Fs/3, Fs/β bzw. 5*Fs/12,
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in Fig. 5 dargestellten Tiefpaß-FIR-Filters,
Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in Fig. 4 dargestellten Cosinusamplituden-Detektors,
Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung eines in Fig. 9 dargestellten digitalen Modulators für die Trägerfrequenz Fs/4, und
Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild einer möglichen schaltungstechnischen Realisierung einer in Fig. 4 dargestellten Komparatoreinheit . In Fig. 1 ist der grundsatzliche Aufbau einer erfmdungsgemaßen Anordnung zum Analysieren der nichtlmearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals dargestellt. Die Anordnung umfaßt einen Testsignalgenerator, bestehend aus den nachfolgend naher erläuterten Komponenten 9-11, zur Erzeugung eines Testsignals, welches über einen zu testenden Kommunikations- oder Schreib/Lese-Kanal 2 übertragen wird, sowie eine Detektor- oder Auswertungsschaltung 13, die das über den Kommunikationskanal 2 übertragene Testsignal erfaßt und auswertet, um davon abhangig die nichtlmearen
Eigenschaften des Kommunikationskanals 2 bzw. einer darin enthaltenen analogen Vorstufe 12 ("Analog Front End", (AFE) ) zu bestimmen.
Der Signalgenerator befindet sich m der Regel m einem an ein Computersystem angeschlossenem Modem 1. Ebenso befindet sich die Detektorschaltung 13 m einem mit einem weiteren Computersystem verbundenen Modem 3.
Wie m Fig. 1 gezeigt ist, umfaßt der Testsignalgenerator bei dem m Fig. 1 gezeigten Ausfuhrungsbeispiel einen Nur-Lese- Speicher (ROM) 10, der von einer Adressiereinheit ("Address Unit", AU) adressiert wird, sowie einen Digital/Analog- Wandler 11, um die aus dem Speicher 10 ausgelesenen digitalen Abtastwerte m das analoge Testsignal umzusetzen.
Das von dem Testsignalgenerator erzeugte Testsignal umfaßt eine bestimmte Anzahl von Tonen, deren Frequenzen aus der Menge ι*Fs/n mit l = 1 ... n/2-1 ausgewählt werden, wobei Fs die Abtastfrequenz bezeichnet, mit der das Testsignal empfangsseitig durch die Detektorschaltung 13 abgetastet wird. Für die einzelnen Tone des Testsignals kommen somit nur aquidistante Tonfrequenzen m Frage, welche innerhalb des sogenannten Nyquistmtervalls [0 ... Fs/2] liegen. Bei der Erzeugung des Testsignals werden jedoch nicht alle möglichen Tonfrequenzen ι*Fs/2 verwendet, sondern einige dieser aquidistanten Tonfrequenzen werden zur Erfassung der durch den Kommunikationskanal 2 bzw. dessen analoger Vorstufe 12 verursachten nichtlmearen Störungen weggelassen.
Gemäß einem bevorzugten Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird für das Testsignal vorgeschlagen, dieses aus sieben Cosinusfrequenzen zusammenzusetzen, wobei jeder Cosinusfrequenz ein bestimmter Amplituden- und Phasenwert zugewiesen ist. Dabei umfaßt das Testsignal im Zeitbereich 24 Abtastwerte. In der nachfolgenden Tabelle sind die gemäß diesem Ausfuhrungsbeispiel für das Testsignal vorgeschlagenen Cosinusfrequenzen (bezogen auf die Abtastfrequenz Fs) mit ihren relativen Amplitudenwerten sowie ihren Phasenwerten aufgelistet .
Figure imgf000007_0001
Für das Testsignal werden somit nicht die bei 2*Fs/24, 4*Fs/24, 8*Fs/24 und 10*Fs/24 liegenden Tonfrequenzen verwendet .
In Fig. 2 ist für dieses Ausfuhrungsbeispiel die sich somit ergebende 24 Abtastwerte umfassende Periode des Testsignals im Zeitbereich dargestellt, wahrend m Fig. 3 die entsprechende diskrete Frequenztransformierte des Testsignals aufgetragen ist. Aus Fig. 3 sind insbesondere die nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerte bei 2*Fs/24,
4*Fs/24, 8*Fs/24 und 10*Fs/24 zu erkennen. Des weiteren kann Fig. 3 die gegenüber den ersten fünf Tonfrequenzen verringerte Amplitude der beiden letzten Tonfrequenzen bei 9*Fs/24 und ll*Fs/24 entnommen werden. Die verringerte Amplitude dieser Frequenzwerte tragt zu einem einfacheren Design des der analogen Vorstufe 12 des
Kommunikationskanals 2 üblicherweise enthaltenen A/D-Wandlers bei .
Das gemäß dem zuvor erwähnten Ausfuhrungsbeispiel zusammengesetzte Testsignal weist mit den m der obigen Tabelle angegebenen Phasenbeziehungen einen PAR-Wert von ca. 4,51 dB auf. Die einzelnen Abtastwerte des Testsignals können, wie Fig. 1 gezeigt ist, durch Adressierung des Speichers 10 gewonnen werden, m dem die einzelnen Abtastwerte einer Periode des Testsignals m quantisierter Form abgelegt sind. Bei Verwendung einer Wortbreite von 6 Bit stehen für die Quantisierung der einzelnen Abtastwerte insgesamt 64 unterschiedliche Werte zur Verfugung, so daß für die einzelnen Abtastwerte beispielsweise der Wertebereich {-32, -31, ..., -1, 0, 1, ... 31} gewählt werden kann. Für die m Fig. 2 gezeigten Abtastwerte ergibt sich demzufolge die folgende Belegung des Speichers 10:
Figure imgf000008_0001
Aus obiger Tabelle ist ersichtlich, daß die unter den Adressen 0-10 abgelegten Werte in umgekehrter Reihenfolge den unter den Adressen 12-22 abgelegten Werten entsprechen. Eine besonders einfache Realisierung der Adressiereinheit 9 und ein geringerer Speicherbedarf des Speichers 10 kann demnach erzielt werden, wenn die Adressiereinheit 9 als einfacher Zahler ausgestaltet wird, der wiederholt von 0 bis 11 und wieder nach unten bis 0 zahlt und jeweils am Ende eines Zahlzyklusses als letztes Element den Wert -2 einfügt. In diesem Fall werden zur Erzeugung der Abtastwerte einer Testsignalperiode lediglich 12 Adressen im Speicher 10 benotigt .
In Fig. 4 ist der Gesamtaufbau der Detektorschaltung 13 anhand eines vereinfachten Blockschaltbilds dargestellt. Die Detektorschaltung 13 umfaßt im wesentlichen drei Komponenten, nämlich einen Nichtlmearitaten-Detektor 14, der die von dem Kommunikationskanal 2 bei den nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Intermodulationsverzerrungen und harmonischen Verzerrungen erfaßt, einen Cosmusamplituden-Detektor 15, der die bei den für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Signalamplituden erfaßt, sowie eine Komparatoremheit 16, welche die Ausgangssignale INI bzw. IN2 der beiden Detektoren 14 und 15 miteinander vergleicht bzw. zueinander m Beziehung setzt, um somit die nichtlmearen Eigenschaften des Kommunikationskanals 2 zu bestimmen. Wie nachfolgend noch naher erläutert wird, kann im Rahmen der vorliegenden
Erfindung ein einfacher Aufbau der Detektorschaltung 13 insbesondere dann erzielt werden, wenn das Verhältnis der Abtastfrequenz Fs zu der für die Erzeugung des Testsignals klemstmoglichen Tonfrequenz l*Fs/N so gewählt wird, daß der Faktor N eine aus dem Produkt relativ kleiner Zahlen (im vorliegenden Fall N = 2*3*4 = 24) darstellbare ganze Zahl
In Fig. 5 ist ein möglicher Aufbau des Nichtlmeaπtaten- Detektors 14 dargestellt, der emgangsseitig für jede nicht für das Testsignal verwendete Tonfrequenz einen digitalen Modulator umfaßt. Im vorliegenden Fall sind somit vier Modulatoren 20-23 vorgesehen, denen als Tragersignalfrequenz jeweils eine der nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen zugeführt wird. Der digitale Modulator 20 mischt somit das über den Kommunikationskanal 2 übertragene und von der Detektorschaltung 13 empfangene Testsignal mit der Tragerfrequenz 2*Fs/24 = Fs/12, wahrend die weiteren digitalen Modulatoren 21-23 das empfangene Testsignal mit 4*Fs/24 = Fs/6, 8*Fs/24 = Fs/3 bzw. 10*Fs/24 = 5*Fs/12 mischen. Durch jeden der digitalen Modulatoren 20-23 erfolgt somit eine dem jeweiligen Tragerfrequenzwert entsprechende Verschiebung des Frequenzspektrums des empfangenen Testsignals, so daß jeweils die bei dem entsprechenden Tragerfrequenz- oder Tonfrequenzwert auftretenden nichtlmearen Anteile des Testsignals mit Hilfe eines einfach aufgebauten nachgeschalteten Tiefpaßfilters 24 ausgefiltert und erfaßt werden können. Aufgrund des nachfolgend noch naher erläuterten Aufbaus jedes Tiefpaßfilters 24 gemäß einem bevorzugten Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist jedem Tiefpaßfilter 24 wiederum ein Frequenzteiler 25 mit dem Teilerfaktor N nachgeschaltet, wobei N der Anzahl der
Abtastwerte pro Testsignalperiode (im vorliegenden Fall N = 24) entspricht. Die einzelnen Ausgangssignale der Tiefpaßfilter 24 bzw. der Frequenzteiler 25 werden jeweils einem Absolutwertbilder 26 zugeführt, der den Betrag bzw. die Leistung der an den einzelnen Tragerfrequenzen (oder nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen) bestimmt. Die somit bestimmten Leistungsanteile werden mit Hilfe eines Addierers 27 aufaddiert und der Komparatoremheit 16 zugeführt.
Die einzelnen digitalen Modulatoren 20-23 können aufgrund des einfachen Verhältnisses der einzelnen Tragerfrequenzen zu der Abtastfrequenz Fs mit relativ geringem Schaltungsaufwand m Form einer sogenannten "F ll Array Multiplication" realisiert werden. Jede Modulation ist gleichbedeutend zu einer
Multiplikation des entsprechenden Abtastwerts des empfangenen Testsignals mit einer bestimmten konstanten Zahlenfolge. So kann die Modulation mit Fs/3 durch die periodische Multiplikation mit den Werten 1, 1/2 und -1/2 realisiert werden, d.h. em bestimmter Abtastwert wird mit 1, der darauffolgende Abtastwert mit 1/2, der nächste Abtastwert mit -1/2 multipliziert. Anschließend beginnt der Zyklus wieder von vorne, so daß der nächste Abtastwert wieder mit 1 multipliziert wird usw.. Der digitale Modulator 21 kann somit durch die m Fig. 6A gezeigte Schaltung realisiert werden, wobei ein von einem Modulo2-Zahler angesteuerter Multiplexer abhangig vom Zahlerstand einen semer Eingänge an seinen Ausgang durchschaltet. Am Eingang des Multiplexers liegt der augenblickliche Abtastwert des empfangenen Testsignals sowohl unverändert (d.h. mit dem Faktor 1 multipliziert) als auch mit den Faktoren 1/2 und -1/2 multipliziert an. Die
Multiplikation mit den Faktoren 1/2 und -1/2 können durch einfache Bitverschiebeoperationen des quantisierten Abtastwerts realisiert werden.
Em ahnlicher Aufbau ist auch für die weiteren digitalen
Modulatoren 20, 22 und 23 des Nichtlmearitaten-Detektors 14 möglich, wobei ebenfalls em Aufbau durch
Bitverschiebeoperationen in Kombination mit Multiplexern zur Anwendung kommt und somit keine relativ komplex aufgebauten Multiplizierer erforderlich sind. Der Aufbau des digitalen
Modulators ist m Fig. 6B dargestellt. In diesem Fall werden die Abtastwerte periodisch mit den Faktoren 1/2, -1/2, -1, -1/2, 1/2 und 1 multipliziert, so daß ausgangsseitig em zusatzlicher Multiplexer erforderlich ist, der von dem m Fig. 6B dargestellten Steuersignal angesteuert wird und somit entweder sein unverändertes Eingangssignal (wahrend der ersten drei Zyklen einer Multiplizierperiode) oder sein mit - 1 multipliziertes Eingangssignal (wahrend der letzten drei Zyklen einer Multiplizierperiode) an seinen Ausgang durchschaltet. Die Modulation mit 5*Fs/12 kann hingegen durch eine periodische Multiplikation der Testsignal-Abtastwerte mit -k, 1/2, 0, -1/2, k, -1, k, -1/2, 0, 1/2 -k und 1 realisiert werden, wobei der Faktor k in diesem Fall k = 0,866025403 betragt. Bei Verwendung einer 6 Bit-Darstellung kann der irrationale Faktor k mit einem Fehler kleiner als 0,9% durch den Faktor 1-1/8 angenähert werden. Der daraus resultierende Aufbau des entsprechenden digitalen Modulators 23 ist m Fig. 6C dargestellt. Auch in diesem Fall ist ausgangsseitig em weiterer Multiplexer erforderlich, der von dem darunter dargestellten Signal angesteuert wird und wahrend der ersten sechs Zyklen einer Multiplizierperiode sein unverändertes Eingangssignal und wahrend der letzten sechs Zyklen einer Multiplizierperiode sein mit -1 multipliziertes Eingangssignal an seinen Ausgang durchschaltet. Die
Ansteuerung des emgangsseitigen Multiplexers erfolgt durch einen Modulo5-Zahler, so daß abhangig von dem Zahlerstand dieses Modulo5-Zahlers eines der sechs verschiedenen Eingangssignale dieses emgangsseitigen Multiplexers ausgewählt wird.
Der Aufbau des digitalen Modulators 20 (Tragerfrequenz Fs/12) ist m Fig. 6 nicht dargestellt. Er kann jedoch ahnlich zu dem digitalen Modulator 23 (Tragerfrequenz 5*Fs/12) realisiert werden.
Alle digitalen Modulatoren 20-23 des Nichtlmearitaten- Detektors 14 kommen somit ohne Multiplizierer aus. Des weiteren wird darauf hingewiesen, daß auch die Multiplikationen mit 1, -1 oder 0 vollständig korrekt durch Bitverschiebeoperationen der hinteren Bits um 1/2, -1/2, 1/8 und -1/8 realisiert werden können. Durch die digitalen Modulatoren 20-23 werden somit weder harmonische Verzerrungen noch Abrundungsfehler hervorgerufen.
Auch die Tiefpaßfilter 24 können sehr leicht realisiert werden. Die Tiefpaßfilter 24, deren Aufbau m Fig. 7 dargestellt ist, können m Form eines Filters mit gleitender Mittelwertbildung der Lange N realisiert werden, wobei N der Peπodenlange des Testsignals entspricht (im vorliegenden Fall N = 24) . Von dem Tiefpaßfilter 24 wird somit pro Periode lediglich em Filterwert ausgegeben, so daß der jeweils nachgeschaltete Frequenzteiler 25 (vgl. Fig. 5) entsprechend den Teilerfaktor N aufweisen muß. Durch die m Fig. 7 gezeigte Struktur des Tiefpaßfilters mit einem emgangsseitigen Akkumulator, zwei Registern und einem UND- Gatter werden die Eingangsdaten jeweils über eine Periode des Testsignals aufaddiert und der Summenwert nach N Addiervorgangen über das ausgangsseitige Register, welches von dem m Fig. 7 gezeigten Setzsignal angesteuert wird, ausgegeben. Anschließend wird der Akkumulator mit Hilfe des ebenfalls m Fig. 7 gezeigten Rucksetzsignals, welches an das UND-Gatter angelegt ist, wieder zurückgesetzt, d.h. geloscht, so daß der nächste Akkumulationszyklus beginnen kann. Durch das ausgangsseitige Register wird sichergestellt, daß lediglich e Summenwert pro Akkumulationszyklus ausgegeben wird.
In Fig. 8 ist em möglicher Aufbau des m Fig. 4 gezeigten Cos usamplituden-Detektors 15 dargestellt. Der Cosmusarαplituden-Detektor 15 besitzt, wie bereits erwähnt worden ist, die Aufgabe, die Signalstarke bzw. Amplitude des Testsignals bei den tatsächlich für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzen zu bestimmen. Zu diesem Zweck wird das Frequenzspektrum des empfangenen Testsignals wieder durch Einsatz eines digitalen Modulators 31 m einen zu betrachtenden Cosinusfrequenzbereich verschoben. Im vorliegenden Fall wird hierzu die Tragerfrequenz Fs/4 gewählt, da dann em sehr einfacher Aufbau des digitalen Modulators 31 möglich ist. Selbstverständlich kann jedoch auch em anderer zu betrachtender Cosinusfrequenzbereich bzw. eine andere Tragerfrequenz des digitalen Modulators 31 gewählt werden. Durch die Verschiebung des Frequenzspektrums um Fs/4 können die bei den tatsächlich verwendeten Tonfrequenzen auftretenden Signalamplituden bzw. die entsprechenden Signalleistungswerte wieder mit Hilfe eines einfachen Tiefpaßfilters 24 mit nachgeschaltetem Absolutwertbilder 26 erfaßt werden. Da das Tiefpaßfilter 24 vorzugsweise analog zu Fig. 7 aufgebaut ist, ist dem Absolutwertbilder 26 wieder em Frequenzteiler mit dem Teilerfaktor N vorgeschaltet.
Die Verschiebung des Frequenzspektrums um Fs/4 kann einfach dadurch erfolgen, daß die dem digitalen Modulator 31 zugefuhrten Abtastwerte des empfangenen Testsignals periodisch mit 0, 1, 0 und -1 multipliziert werden. F r den digitalen Modulator 31 ergibt sich somit der in Fig. 9 gezeigte Aufbau mit einem emgangsseitigen UND-Gatter, welches von einem Modulol-Zahler angesteuert wird, und einem ausgangsseitigen Multiplexer, der von dem darunter dargestellten Signal angesteuert wird und wahrend der ersten beiden Zyklen einer Multiplizierperiode sein Eingangssignal unverändert und wahrend der beiden letzten Zyklen eine Multiplizierperiode sein Emgangssignal mit -1 multipliziert durchschaltet .
Die Aufgabe der m Fig. 4 gezeigte Komparatoremheit 16 ist es, die Amplitude der nichtlmearen Anteile, d.h. das Ausgangssignal des Nichtlmearitaten-Detektors 14, m
Beziehung zu der Amplitude des Referenzsignals, d.h. dem Ausgangssignal des Cosmusamplituden-Detektors 15, zu setzen, wobei sich hierbei die Bildung des Quotienten zwischen den beiden Ausgangssignalen INI und IN2 anbietet. Hierzu ist eine entsprechende Tellerschaltung erforderlich. Anstelle einer Teilerschaltung kann jedoch das von dem Cosmusamplituden- Detektor 15 gelieferte Signal IN2 auch mit einer veränderlichen und programmierbaren Konstante, die kleiner als 1 ist, multipliziert werden, so daß em programmierbarer Grenzwert nachgebildet w rd, der dann mit dem Ausgangssignal INI verglichen wird. Ein möglicher Aufbau für die Komparatoreinheit 16 ist in Fig. 10 dargestellt. In einem Grenzwertgenerator 32 wird das eigentliche Referenzsignal IN2 des Cosinusamplituden- Detektors 15 durch zwei programmierbare Bitverschiebeoperationen (entsprechend einer Multiplikation mit 1, 1/2, ... 1/128) und eine programmierbare Addier/Subtrahieroperation mit einer entsprechenden Konstante kleiner als 1 multipliziert. Die Verschiebefaktoren der beiden Bitverschieber sind wie der Addierer/Subtrahierer programmierbar, so daß durch geeignete Einstellungen der gewünschte Grenzwert programmiert werden kann. Mit einer Komparatorschaltung 33 wird dann das von dem Nichtlinearitäten-Detektor 14 gelieferte Signal INI mit dem von dem Grenzwertgenerator 32 gelieferten Grenzwert verglichen, um die nichtlinearen Eigenschaften des Kommunikationskanals bestimmen zu können.

Claims

Patentansprüche
1. Anordnung zum Analysieren der nichtlmearen Eigenschaften eines Kommunikationskanals, mit einer Testsignalgeneratoremrichtung (1) zum Erzeugen eines mehrere unterschiedliche Tone umfassenden Testsignals und zum Senden des Testsignals über den Kommunikationskanal (2), wobei die Tonfrequenzen der Tone des Testsignals jeweils Werte der Menge ι*Fs/n mit l = 1 ... n/2-1 sind und mindestens einer der Tonfrequenzwerte ι*Fs/n nicht für einen Ton des Testsignals verwendet wird, und wobei Fs die Abtastfrequenz bezeichnet, mit einer Auswertungseinrichtung (3) zum Empfangen und Auswerten des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals, umfassend eine erste Detektoreinheit (14) zum Erfassen der durch den Kommunikationskanal (2) bei den nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerten hervorgerufenen Störungen, eine zweite Detektoreinheit (15) zum Erfassen der bei den verwendeten Tonfrequenzwerten auftretenden Testsignalamplituden und eine Komparatoreinheit (16), um zur Bestimmung der nichtlmearen Eigenschaften des Kommunikationskanals (2) die Ausgangssignale (INI, IN2) der beiden Detektoreinheiten (14, 15) zueinander m Beziehung zu setzen, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die erste Detektoreinheit ( 14 )
Frequenzspektrumverschiebemittel (20-23) aufweist, um das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals um die einzelnen nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwerte zu verschieben, und daß die erste Detektoreinheit (14) den
Frequenzspektrumverschiebemitteln (21-23) nachgeschaltete T efpaßflltermittel (24) aufweist, um jedes frequenzverschobene Testsignal einer Tiefpaßfllterung zu unterziehen, wobei die erste Detektoreinheit (14) die Summe der einzelnen frequenzverschobenen und tiefpaßgefllterten Testsignale als Ausgangssignal an die Komparatoreinheit (16) ausgibt .
2. Anordnung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß für n ein Wert gewählt wird, der durch ein Produkt relativ kleiner ganzzahliger Faktoren darstellbar ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß n = 24 gilt.
4. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Testsignalgeneratoreinrichtung (1) das Testsignal als Summe sieben unterschiedlicher Cosinus-Tonfrequenzen erzeugt, welche zueinander in einer bestimmten Phasenbeziehung stehen.
5. Anordnung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Frequenzspektrum der ersten fünf Cosinus- Tonfrequenzen im wesentlichen dieselbe Amplitude aufweist, und daß das Frequenzspektrum der sechsten Cosinus-Tonfrequenz ca. 85% und das Frequenzspektrum der siebten Cosinus-Tonfrequenz ca. 35% der Amplitude der ersten fünf Cosinus-Tonfrequenten entspricht .
6. Anordnung nach Anspruch 4 oder 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der ersten, zweiten und fünften Cosinus-Tonfrequenz die Phase 0° und den übrigen Cosinus-Tonfrequenzen die Phase 180° zugewiesen ist.
7. Anordnung nach Anspruch 3 und einem der Ansprüche 4-6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Testsignalgeneratoremrichtung (1) zur Erzeugung des Testsignals nicht die Tonfrequenzwerte 2*Fs/24, 4*Fs/24, 8*Fs/24 und 10*Fs/24 verwendet.
8. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Frequenzverschiebemittel der ersten Detektoreinheit (14) für jeden nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwert einen digitalen Modulator (20-23) umfassen, wobei jeder digitale Modulator (20-23) das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals um den entsprechenden nicht für das Testsignal verwendeten Tonfrequenzwert verschiebt.
9. Anordnung nach Anspruch 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß jedem digitalen Modulator (20-23) em Tiefpaßfilter (24) nachgeschaltet ist, wobei von der ersten Detektoreinheit (14) die Summe der Ausgangssignale der einzelnen Tiefpaßfilter (24) als Ausgangssignal an die Komparatoreinheit (16) ausgegeben wird.
10. Anordnung nach Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß jedem Tiefpaßfilter (24) e Frequenzteiler (25) und ein Absolutwertbilder (26) nachgeschaltet ist, wobei von der ersten Detektoreinheit (14) die Summe der Ausgangssignale der einzelnen Absolutwertbilder (26) als Ausgangssignal an die Komparatoreinheit (16) ausgegeben wird.
11. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zweite Detektoreinheit (15) einen digitalen Modulator (31) mit nachgeschaltetem Tiefpaßfilter (24) umfaßt, wobei der digitale Modulator (31) das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals um einen vorgegebenen Frequenzwert verschiebt.
12. Anordnung nach Anspruch 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der vorgegebene Frequenzwert, um den der digitale Modulator (31) der zweiten Detektoreinheit (15) das Frequenzspektrum des über den Kommunikationskanal (2) übertragenen Testsignals verschiebt, dem Betrag Fs/4 entspricht .
13. Anordnung nach Anspruch 11 oder 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Tiefpaßfilter (24) über einen Frequenzteiler (25) mit einem Absolutwertbilder (26) verbunden ist, dessen Ausgangssignal der Komparatoreinheit (16) zugeführt ist.
14. Anordnung nach einem der Ansprüche 9-13, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß jedes Tiefpaßfilter (24) derart ausgestaltet ist, daß es N Abtastwerte aufaddiert und nach N Abtastzyklen das Addierergebnis an den entsprechenden Frequenzteiler (25) ausgibt, wobei N der Anzahl der Abtastwerte einer Periode des Testsignals sowie dem Teilerfaktor des nachgeschalteten Frequenzteilers (25) entspricht.
15. Anordnung nach einem der Ansprüche 8-14, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß jeder digitale Modulator (20-23) derart ausgestaltet ist, daß er jeden Abtastwert des über den Kommunikatlonskanal (2) übertragenen Testsignals mit einer konstante Folge von für den entsprechenden digitalen Modulator (20-23) vorgegebenen Faktoren multipliziert.
16. Anordnung nach Anspruch 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß jeder digitale Modulator (20-23) derart ausgestaltet ist, daß er die Multiplikationen jeweils durch die Kombination von Bitverschiebeoperationen und Multiplexeroperationen ausfuhrt.
17. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Komparatoreinheit (16) derart ausgestaltet ist, daß sie das von der zweiten Detektoreinheit (15) gelieferte Ausgangssignal mit einem variablen Faktor multipliziert und mit dem von der ersten Detektoreinheit (15) gelieferten
Ausgangssignal vergleicht, um die nichtlmearen Eigenschaften des Kommunikationskanals (2) zu bestimmen.
18. Anordnung nach Anspruch 17, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Komparatoreinheit (16) derart ausgestaltet ist, daß sie die Multiplikation des von der zweiten Detektoreinheit (15) gelieferten Ausgangssignals mit dem variablen Faktor durch programmierbare Bitverschiebe- und Addier- oder Subtrahiervorgange realisiert.
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