DE102012217582A1

DE102012217582A1 - Kalibrierung eines rekonstruierten Signals unter Anwendung eines Mehrton-Kalibriersignals

Info

Publication number: DE102012217582A1
Application number: DE201210217582
Authority: DE
Inventors: Ken Nishimura; Kenneth Rush
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Keysight Technologies Inc
Priority date: 2011-10-27
Filing date: 2012-09-27
Publication date: 2013-05-02
Also published as: US8849602B2; US20130110442A1

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen bereitgestellt. Das Verfahren umfasst: Einprägen eines Kalibriersignals mit mehreren Tönen in ein empfangenes Eingangssignal (S111); Aufteilen des Eingangssignals in ein erstes und ein zweites Subsignal mit einem überlappenden Frequenzband (S112); Ausführen einer ersten Frequenzverschiebung durch Wandlung von Frequenzkomponenten des zweiten Subsignals (S113); Digitalisieren des ersten Subsignals und des frequenzgewandelten zweiten Subsignals (S114); Ausführen einer zweiten Frequenzverschiebung zur Umkehr der ersten Frequenzverschiebung, um ein rekonstruiertes zweites Subsignal zu erhalten (S115); und Quantifizieren von Beeinträchtigungen an dem digitalen ersten Subsignal und dem rekonstruierten zweiten Subsignal, die durch Differenzen in Betrag und Phase von Frequenzkomponenten innerhalb des überlappenden Frequenzbands hervorgerufen sind (S116).

Description

HINTERGRUND
Die analoge Bandbreite eines Echtzeitoszilloskops ist die höchste Frequenz eines angelegten Eingangsignals, das das Oszilloskop tatsächlich auflösen kann. Konventionelle Echtzeitoszilloskope verwenden typischer Weise eine digitalisierende Architektur, in der das angelegte Eingangssignal vom analogen Bereich in digitale Daten mittels eines Analog-Digital-Wandlers (ADC) umgewandelt wird. Die digitalen Daten werden dann verarbeitet, um eine Signalform auf einer Anzeige anzuzeigen, die dem Eingangssignal entspricht, und um die gewünschte Information über das Eingangssignal zu extrahieren.
Aufgrund der technologischen Grenzen des ADC und der zugehörigen Analogschaltung ist die Bandbreite eines Echtzeitoszilloskopkanals begrenzt. Beispielsweise enthält ein konventionelles Oszilloskop vier Kanäle, wovon jeder eine begrenzte Bandbreite von 0 (DC) bis ungefähr 32 GHz besitzt. Daher kann ein Eingangssignal mit einer Bandbreite, die größer als 32 GHz ist, nicht mittels eines einzelnen Oszilloskopkanals zuverlässig aufgelöst werden. Eine Vorgehensweise zur Überwindung dieser Beschränkung besteht darin, das Eingangssignal in mehrere Subsignale zu unterteilen, wovon jedes eine Bandbreite besitzt, die kleiner ist als die Bandbreite des verfügbaren Oszilloskopkanals, woran sich eine Rekonstruktion nach der Digitalisierung jedes Subsignals anschließt und ein Durchgang durch einen entsprechenden Oszilloskopkanal erfolgt, wobei dies als Verschachtelung im Frequenzbereich bzw. Frequenzbereichsverschachtelung bezeichnet wird. Jedoch können Verschachtelungsprozesse diverse unerwünschte Signalbeeinträchtigungen hervorrufen.
Mit dem Fortschreiten der Technologie für moderne Elektronik besteht ein zunehmender Bedarf, Eingangssignale mit Frequenzkomponenten, die mehr als die verfügbare Bandbreite eines Oszilloskopkanals abdecken, in genauer und effizienter Weise zu digitalisieren.
ÜBERBLICK
In einer anschaulichen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Kalibrieren eines aus mehreren Subsignalen rekonstruierten Signals bereitgestellt. Das Verfahren umfasst: Einprägen eines Kalibriersignals in ein empfangenes Eingangssignal, wobei das Kalibriersignal mehrere Töne enthält; Aufteilen des Eingangssignals mit dem eingeprägten Kalibriersignal in mindestens ein erstes Subsignal mit einem ersten Frequenzband und in ein zweites Subsignal mit einem zweiten Frequenzband, wobei ein Bereich des ersten Frequenzbands mit einem Bereich des zweiten Frequenzbands überlappt, so dass ein überlappendes Frequenzband geschaffen wird; Ausführen einer ersten Frequenzverschiebung durch Konversion bzw. Wandlung von Frequenzkomponenten des zweiten Subsignals innerhalb des zweiten Frequenzbands, um ein frequenzgewandeltes zweites Subsignal zu erhalten; Digitalisieren des ersten Subsignals und des frequenzgewandelten zweiten Subsignals; Quantifizieren von Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen in dem ersten Subsignal und dem zweiten Subsignal, die durch Unterschiede in Größe und Phase von Frequenzkomponenten des ersten und des zweiten Subsignals innerhalb des überlappenden Frequenzbereichs hervorgerufen werden; und Ausführen einer zweiten Frequenzverschiebung, um die erste Frequenzverschiebung aufzuheben bzw. umzukehren, indem die Frequenzkomponenten des digitalen frequenzgewandelten zweiten Subsignals in die Frequenzkomponenten innerhalb des zweiten Frequenzbands umgewandelt werden, um ein rekonstruiertes zweites Subsignal zu erhalten. Das Quantifizieren der Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen umfasst das Messen relativer Beträge und Phasen der Töne des Kalibriersignals, die in dem digitalen ersten Subsignal und dem frequenzgewandelten zweiten Subsignal oder dem rekonstruierten zweiten Subsignal vorhanden sind.
In einer weiteren anschaulichen Ausführungsform wird ein Verfahren zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen bereitgestellt. Das Verfahren umfasst: Einprägen eines Kalibriersignals in ein empfangenes Eingangssignal, wobei das Kalibriersignal mehrere Töne enthält; Aufteilen des Eingangssignals mit dem eingeprägten Kalibriersignal in mehrere Subsignale mit entsprechenden mehreren Frequenzbändern, wobei ein erstes Subsignal mit einem niedrigsten Frequenzband, in welchem Bereiche benachbarter Frequenzbänder überlappen, um ein entsprechendes überlappendes Frequenzband zu bilden, enthalten ist; Ausführen erster Frequenzverschiebungen durch Umwandeln bzw. Konvertieren von Frequenzkomponenten jedes Subsignals, das nicht das erste Subsignalband ist, um ein frequenzgewandeltes Subsignal zu erhalten; Digitalisieren des ersten Subsignals und jedes der frequenzgewandelten Subsignale; Quantifizieren von Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen in den mehreren Subsignalen, die durch Unterschiede in Größe und Phase der entsprechenden Frequenzkomponenten innerhalb jedes überlappenden Frequenzbandes hervorgerufen sind; und Ausführen zweiter Frequenzverschiebungen, um die ersten Frequenzverschiebungen umzukehren, um rekonstruierte Subsignale zu erhalten, die den frequenzgewandelten Subsignalen entsprechen. Quantifizieren der Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen umfasst das Messen relativer Beträge und Phasen der mehreren Töne des Kalibriersignals, die in den mehreren Subsignalen enthalten ist.
In einer weiteren anschaulichen Ausführungsform umfasst ein System zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen: einen Koppler, einen Splitter bzw. Teiler, einen Mischer, einen ersten und einen zweiten Analog-Digital-Wandler (ADC), einen digitalen Frequenzwandler bzw. einen Digitalfrequenzwandler und einen Prozessor. Der Koppler ist ausgebildet, ein Kalibriersignal in ein Eingangssignal einzuprägen, wobei das Kalibriersignal mehrere Töne in einem vorbestimmten Frequenzbereich enthält. Der Splitter bzw. Teiler ist ausgebildet, das Eingangssignal mit dem eingeprägten Kalibriersignal in ein erstes Subsignal mit einem ersten Frequenzband und ein zweites Subsignal mit einem zweiten Frequenzband aufzuteilen, wobei ein Bereich des ersten Frequenzbands mit einem Bereich des zweiten Frequenzbands überlappt, so dass ein Übergangsfrequenzband geschaffen wird, das dem vorbestimmten Frequenzbereich entspricht. Der Mischer ist ausgebildet, das zweite Subsignal mit einem lokalen Oszillatormischsignal mit einer lokalen Oszillatorfrequenz zu mischen, um Frequenzkomponenten des zweiten Subsignals innerhalb des zweiten Frequenzbands in ein tieferes Frequenzband zu konvertieren. Der erste ADC ist ausgebildet, das erste Subsignal zu digitalisieren, und der zweite ADC ist ausgebildet, das frequenzgewandelte zweite Subsignal zu digitalisieren. Der digitale Frequenzwandler ist ausgebildet, das digitale frequenzgewandelte zweite Subsignal und ein synthetisiertes bzw. zusammengesetztes lokales Oszillatorsignal, das die lokale Oszillatorfrequenz wiedergibt, die zum Erhalten des frequenzgewandelten zweiten Subsignals verwendet wird, zu multiplizieren, um die Frequenzkomponenten des digitalen frequenzgewandelten zweite Subsignals zu konvertieren, um damit ein rekonstruiertes zweites Subsignal zu erhalten. Der Prozessor ist ausgebildet, Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen in dem digitalen ersten Subsignal und dem rekonstruierten zweiten Subsignal zu quantifizieren, die durch Unterschiede in Größe und Phase von Frequenzkomponenten des ersten und des zweiten Subsignals innerhalb des Übergangsfrequenzbands hervorgerufen werden, wobei Quantifizieren der Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen umfasst: Messen relativer Beträge und Phasen der mehreren Töne des Kalibriersignals, die in einem digitalen ersten Subsignals und dem rekonstruierten zweiten Subsignal vorhanden sind.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die anschaulichen Ausführungsformen können am Besten durch die folgende detaillierte Beschreibung verstanden werden, wenn diese zusammen mit den begleitenden Zeichnungen studiert wird. Zu betonen ist, dass die diversen Merkmale nicht notwendiger Weise maßstabsgetreu sind. Insbesondere können zur klareren Erläuterung die Abmessungen willkürlich vergrößert oder verkleinert sein. Wann immer dies anwendbar und praktikabel ist, bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente.
1 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren des Kalibrierens eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen gemäß einer anschaulichen Ausführungsform darstellt.
2 ist eine vereinfachte Blockansicht, die ein System zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen gemäß einer anschaulichen Ausführungsform darstellt.
3 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zum Quantifizieren von Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen in Subsignalen unter Verwendung von Tönen aus einem Kalibriersignal gemäß einer anschaulichen Ausführungsform darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
In der folgenden detaillierten Beschreibung werden zum Zwecke der Erläuterung und nicht zur Beschränkung anschauliche Ausführungsformen, die spezielle Details offenbaren, dargestellt, um ein gründliches Verständnis von Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Lehre zu vermitteln. Es wird jedoch einer Person, die Zugang zur vorliegenden Offenbarung hat, klar, dass andere Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Lehre, die sich von den speziellen hierin offenbarten Details unterscheiden, dennoch innerhalb des Schutzbereichs der angefügten Patentansprüche liegen. Ferner können Beschreibungen gut bekannter Einrichtungen und Verfahren weggelassen werden, um die Beschreibung der anschaulichen Ausführungsformen nicht zu verdunkeln. Derartige Verfahren und Einrichtungen liegen im Bereich der vorliegenden Lehre.
Generell ist zu beachten, dass die Zeichnungen und die diversen darin dargestellten Elemente nicht maßstabsgetreu sind. Ferner sind relative Begriffe, etwa „über”, „unter”, „oben”, „unten”, „obere”, „untere”, „links”, „rechts”, „vertikal” und „horizontal” angegeben, um die Lagebeziehung der diversen Elemente zueinander zu beschreiben, wie dies in den begleitenden Zeichnungen gezeigt ist. Es ist zu beachten, dass diese relativen Begriffe so gedacht sind, dass sie unterschiedliche Orientierungen der Einrichtungen und/oder Elemente zusätzlich zu den Orientierungen, die in den Zeichnungen dargestellt sind, mit einschließen. Wenn beispielsweise die Einrichtung im Hinblick auf die Ansicht in den Zeichnungen invertiert wird, ist ein Element, das beispielsweise „über” einem anderen Element beschrieben ist, nunmehr „unter” diesem Element angeordnet. Wenn in ähnlicher Weise die Einrichtung um 90° in Bezug auf die Ansicht der Zeichnungen gedreht wird, ist ein Element, das beispielsweise als „vertikal” beschrieben ist, nunmehr ein „horizontales” Element.
Diverse anschauliche bzw. repräsentative Ausführungsformen stellen generell Verfahren und Systeme zum Überwachen und Korrigieren von Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen bzw. Signalabschwächungen in einem Frequenz geteilten Multiplex-Kommunikationskanal bereit. Die diversen entsprechenden Ausführungsformen verarbeiten ein Eingangssignal mit Bandbreite N·B, wodurch das Eingangssignal in N Subsignale unterteilt wird, wobei N eine positive Ganzzahl ist. Jedes Subsignal besitzt eine Bandbreite von ungefähr B Hertz (Hz), wobei B kleiner oder gleich einer maximalen Kanalbandbreite ist, beispielsweise eines Oszilloskopkanals. Beispielsweise kann die maximale Kanalbandbreite im GHz-Bereich (beispielsweise 32 GHz) liegen, so dass B ungefähr 32 GHz ist. Die Ausführungsformen können auf Echtzeitoszilloskope angewendet werden, in denen beispielsweise mehrere Kanäle mit jeweils einer Bandbreite von ungefähr B kombiniert werden, um einen einzelnen virtuellen Kanal mit der N-fachen Bandbreite im Vergleich zu B zu erzeugen. D. h., mehrere Echtzeitoszilloskopkanäle können kombiniert werden, um einen einzelnen virtuellen Kanal mit einer Bandbreite zu synthetisieren, die jene eines Oszilloskopkanals, der Bestandteil des Oszilloskops ist, übersteigen. Gemäß den diversen Ausführungsformen werden Phase und Größe des synthetisierten Kanals unter Anwendung mehrerer Töne eines Kalibriersignals korrigiert, das dem Eingangssignal vor dem Aufteilen des Eingangssignals in die N Subsignale eingeprägt wird.
1 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen gemäß einer anschaulichen Ausführungsform zeigt.
Gemäß 1 wird in Block S111 ein Mehrton-Kalibriersignal in ein Eingangssignal eingeprägt. Das Mehrton-Kalibriersignal kann eine wiederholte bzw. sich wiederholende Bitsequenz sein, etwa beispielsweise ein Pseudozufalls-Bit-Sequenz (PRBS). Ein Spektrum der wiederholten Bitsequenz erstreckt sich von DC bzw. Gleichspannung bis zu einem nominalen Wert, und das Kalibriersignal kann durch beispielsweise durch ein Haltesignal der nullten Ordnung (NRZ) repräsentiert sein. Das Kalibriersignal muss Frequenzkomponenten innerhalb jedes Übergangsfrequenzbandes aufweisen, das das Frequenzband ist, das die überlappende Frequenz zwischen benachbarten Subsignalen enthält, wie dies nachfolgend erläutert ist. In einer anschaulichen Ausführungsform wird eine PRPS verwendet, um das Kalibriersignal mit Frequenzkomponenten zu erzeugen, die sich von DC bzw. Gleichspannung zu einer ersten Frequenz f1 erstrecken. Die PRBS wird Frequenz verschoben, beispielsweise durch einen Mischer, derart, dass die Frequenzkomponenten, die zwischen DC und der ersten Frequenz f1 liegen, verschoben werden nach B +/– (f1), wie dies nachfolgend mit Bezug zu 2 erläutert ist. Folglich kann das Kalibriersignal eine PRBS sein, die einen Träger beispielsweise bei der ersten Frequenz f1 moduliert, und kann Frequenzkomponenten innerhalb des Übergangsfrequenzbands enthalten.
Im Block S112 wird das Eingangssignal mit dem eingeprägtem Kalibriersignal in mehrere Subsignale aufgeteilt, wozu ein erstes Subsignal mit dem niedrigsten Frequenzband gehört. Beispielsweise wird, wie zuvor erwähnt ist, unter der Annahme, dass das Eingangssignal eine Bandbreite N·B hat, wobei B die Bandbreite jedes von mehreren Kanälen ist, die für den Empfang des Eingangssignals vorgesehen sind, das Eingangssignal in N Subsignale in Block S112 aufgeteilt. Das erste Subsignal mit dem niedrigsten Frequenzband besitzt daher eine entsprechende Bandbreite von DC(0) bis ungefähr B, das zweite Subsignal besitzt eine entsprechende Bandbreite von ungefähr B bis ungefähr 2·B, ... und das N-te Subsignal besitzt eine entsprechende Bandbreite von ungefähr (N – 1)·B bis ungefähr N·B. Wie zuvor angemerkt ist, muss, wenn mehr als zwei Bänder verwendet werden, das Kalibriersignal Frequenzkomponenten (einen spektralen Inhalt) innerhalb jedes entsprechenden Übergangsfrequenzbands zwischen benachbarten Bändern aufweisen. Daher ist in dem obigen Beispiel das erste Subsignal für einen ersten Oszilloskopkanal vorgesehen, das zweite Subsignal für einen zweiten Oszilloskopkanal, und das N-te Subsignal ist für einen N-ten Oszilloskopkanal vorgesehen.
Es wird dann eine erste Frequenzverschiebung an dem einen oder den mehreren Subsignalen (die im Weiteren auch bei Bedarf als „Subsignal(e)” bezeichnet sind), die nicht das erste Subsignal sind, im Block S113 ausgeführt, so dass jedes Subsignal ungefähr die gleiche Bandbreite (DC bis ungefähr B) aufweist, oder zumindest eine Bandbreite, die kleiner oder gleich B ist. Durch Ausführen der ersten Frequenzverschiebung ist jedes der Subsignale in der Lage, den entsprechenden Kanal mit begrenzter Bandbreite (d. h., kleiner oder gleich B) zu durchlaufen, den das Eingangssignal ansonsten nicht durchlaufen könnte.
Beispielsweise besitzt ein Oszilloskop mehrere Kanäle mit jeweils ungefähr 32 GHz, und das Eingangssignal kann eine ursprüngliche Bandbreite von ungefähr 64 GHz aufweisen, in welchem Falle B = 32 GHz und N = 2 ist. Folglich wird das Eingangssignal in Block S112 in zwei Subsignale aufgeteilt, wobei das erste Subsignal eine Bandbreite von DC bis ungefähr 32 GHz und ein zweites Subsignal eine Bandbreite von ungefähr 32 GHz bis ungefähr 64 GHz aufweist (mit einem gewissen Überlapp zwischen den jeweiligen Bandbreiten in dem Übergangsfrequenzband, wie dies nachfolgend erläutert ist). Im Block S113 wird das zweite Subsignal in ein Frequenzband von DC bis ungefähr 32 GHz entsprechend der ersten Frequenzverschiebung verschoben, in welchem Falle das zweite Subsignal in ähnlicher Weise durch einen der 32 GHz-Kanäle des Oszilloskops durchgelassen wird. In einer Ausführungsform beinhaltet die erste Frequenzverschiebung eine Frequenzinversion des zweiten Subsignals derart, dass eine Frequenzkomponente bei ungefähr 32 GHz bei ungefähr der gleichen Frequenz in dem frequenzverschobenen zweiten Subsignal bleibt, während eine Frequenzkomponente bei ungefähr 64 GHz nach DC in der Frequenz verschoben wird. Die Frequenzkomponenten zwischen 32 GHz und 64 GHz werden in ähnlicher Weise in der Frequenz verschoben, um ein frequenzverschobenes zweites Subsignal mit Frequenzkomponenten in umgekehrter Reihenfolge bereitzustellen. Eine derartige Frequenzinversion bzw. -umkehr kann als ein Nebenprodukt einer hochseitigen Mischung beispielsweise erreicht werden, obwohl andere Techniken, etwa die Mischung auf der Niederfrequenzseite, wobei Frequenzumkehr enthalten sein kann oder nicht, angewendet werden können, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Lehre abzuweichen. Zu beachten ist, dass die Bearbeitung des Kalibriersignals abhängig ist von der Mischungsart und/oder der Verwendung der Frequenzumkehr.
Im Block S114 der 1 wird eine Analog-Digital-Wandlung an allen Subsignalen einschließlich des ersten Subsignals und des frequenzverschobenen Subsignals bzw. Subsignale durchgeführt, um N digitale Subsignale bereitzustellen. Eine zweite Frequenzverschiebung wird dann an den frequenzverschobenen digitalen Subsignalen bzw. dem Subsignal in Block S115 ausgeführt, um (im digitalen Bereich) das bzw. die Subsignale in das anfängliche Band bzw. die anfänglichen Bänder zu rekonstruieren. Beispielsweise wird in der obigen Darstellung das digitale zweite Subsignal in das ursprüngliche Frequenzband von ungefähr 32 GHz auf ungefähr 64 GHz gemäß der zweiten Frequenzverschiebung verschoben, womit das zweite Subsignal rekonstruiert wird. Das digitale erste Subsignal besitzt weiterhin sein ursprüngliches Frequenzband von DC bis ungefähr 32 GHz.
Beachtenswert ist, dass das erste Subsignal und das rekonstruierte Subsignal bzw. die Subsignale ein oder mehrere Übergangsfrequenzbänder enthalten, in denen sich die Frequenzbänder überlappen. Wenn beispielsweise das Eingangssignal in zwei Subsignale (erstes und zweites Subsignal) aufgeteilt wird, dann überlappen entsprechende Frequenzbänder um mindestens ein vorbestimmtes Übergangsfrequenzband. Beispielsweise hat das erste Subsignal eine Bandbreite von DC bis 32,5 GHz und das zweite Subsignal hat eine Bandbreite von 31,5 GHz bis ungefähr 64 GHz. Folglich besitzt das Übergangsfrequenzband eine Bandbreite von ungefähr 1 GHz, was der Überlappung zwischen dem ersten und dem zweiten Subsignal entspricht, und sich von ungefähr 31,5 GHz bis ungefähr 32 GHz erstreckt. Wenn in ähnlicher Weise das Eingangssignal in drei Subsignale (erstes, zweites und drittes Subsignal) aufgeteilt wird, dann überlappen entsprechende Frequenzbänder, um ein vorbestimmtes Übergangsfrequenzband zwischen dem ersten und dem zweiten Subsignal und zwischen dem zweiten und dem dritten Subsignal, wodurch entsprechend ein erstes und eines zweites Übergangsfrequenzband geschaffen werden. Beispielsweise hat für ein 96 GHz-Eingangssignal das erste Subsignal eine Bandbreite von DC bis 32,5 GHz, das zweite Subsignal eine Bandbreite von 31,5 GHz bis 64,5 GHz und das dritte Subsignal eine Bandbreite von 63,5 GHz bis ungefähr 96 GHz. Somit besitzt das erste Übergangsfrequenzband eine Bandbreite, die sich von ungefähr 31,5 GHz bis ungefähr 32,5 GHz erstreckt, und das zweite Übergangsfrequenzband besitzt eine Bandbreite, die sich von ungefähr 63,5 GHz bis ungefähr 64,5 GHz erstreckt. Die Übergangsfrequenzbänder beinhalten Beeinträchtigungen bzw. Verschlechterungen, die entfernt werden müssen, um ein reines, vollständig rekonstruiertes (digitales) Eingangssignal zu erhalten.
Beachtenswert ist, dass es aufgrund des Vorhandenseins mehrerer Subsignale Diskrepanzen in den Beeinträchtigungen innerhalb des Übergangsfrequenzbands geben kann. D. h., jeder Oszilloskopkanal besitzt Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen oder Verschlechterungen. In einem Einzelkanalsystem (d. h. keine Verschachtelung) ist es relativ naheliegend, die Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen zu messen und zu kalibrieren. In einem frequenzverschachtelten Kanal können sich jedoch, wenn die Beeinträchtigungen oder Abschwächungen in dem Übergangsfrequenzband bzw. den Übergangsfrequenzbändern unterschiedlich sind, unterschiedliche Lösungen für das gleiche Eingangssignal für Frequenzkomponenten innerhalb des bzw. der Übergangsfrequenzbänder ergeben. Gemäß diversen Ausführungsformen werden die Beeinträchtigungskomponenten bzw. Abschwächungskomponenten für jeden Kanal ermittelt und korrigiert derart, dass das rekonstruierte Signal vollständig ist.
Daher werden im Block S116 Beeinträchtigungen an dem ersten Subsignal und dem rekonstruierten Subsignal bzw. den rekonstruierten Subsignalen innerhalb des einen oder der mehreren Übergangsfrequenzbänder quantifiziert, wobei dies das Messen der relativen Beträge und Phasen der Töne des Kalibriersignals beinhalten kann. Zu beachten ist, dass in diversen Ausführungsformen eine Verstärkungs- und Phasenkorrektor vor der zweiten Frequenzverschiebung in Block S115 ausgeführt werden kann, um Berechnungszeit einzusparen. Generell werden die Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen unter Anwendung der Töne aus dem Mehrton-Kalibriersignal, das in ein Eingangssignal im Block S111 eingeprägt wird, quantifiziert.
3 ist ein Flussdiagramm, das ein Verfahren zum Quantifizieren von Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen in dem ersten Subsignal und dem einen oder den mehreren rekonstruierten Subsignalen zeigt, die durch Unterschiede in Phase und Größe von Frequenzkomponenten der Töne innerhalb des bzw. der Übergangsfrequenzbänder gemäß einer anschaulichen Ausführungsform hervorgerufen werden.
Gemäß 3 wird im Block S311 ein schnelle Fourier-Transformation (FFT) an die mehreren Töne des Mehrton-Kalibriersignals innerhalb des einem oder der mehreren Übergangsfrequenzbänder angewendet. Die relativen Phasen und Beträge der mehreren Töne können dann im Block S312 unter Anwendung der FFT-Ergebnisse ermittelt werden, wodurch Differenzen in Phase und Betrag zwischen jedem der Töne, die in dem ersten Subsignal vorhanden sind, und dem entsprechenden Originalton des Mehrton-Kalibriersignals, sowie Differenzen in Phase und Betrag zwischen jedem der Töne, der in dem einen oder den mehreren rekonstruierten zweiten Subsignalen vorhanden ist, und dem entsprechenden Originalton des Mehrton-Kalibriersignals angegeben werden.
In den Blöcken S313 und S314 ist die Verwendung der mehreren Töne durch Analyse jedes der Töne des einen oder der mehreren Mehrton-Kalibriersignal-Übergangsfrequenzbänder begrenzt. In dem Falle, dass das eigentliche Eingangssignal eine Frequenzkomponente besitzt, die identisch ist zu einem der Töne in dem Kalibriersignal, wird dieser Ton in dem Kalibrieralgorithmus verworfen bzw. nicht berücksichtigt, wenn die Eingangssignalfrequenzkomponente mit dem Kalibriersignalton destruktiv interferiert. Beispielsweise wird in Block 313 die Amplitude (die Größe bzw. der Betrag) jedes Tones mit einem vorbestimmten Toleranzfenster verglichen. Jeder Ton mit einer Amplitude, die zu klein ist, wird aus der Betrachtung in Block S314 herausgenommen, woraus sich eine Gruppe aus verbleibenden Tönen des Mehrton-Kalibriersignals ergibt. Die Beeinträchtigungen können dann unter Anwendung der relativen Phasen und Beträge der Gruppe aus verbleibenden Tönen im Block S315 quantifiziert werden. Die Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen können sich auf die Phase eins lokalen Oszillator-(LO)Signals beziehen, das in der ersten Frequenzverschiebung (im Block S213) verwendet wurde, wie dies nachfolgend erläutert ist, wobei andere Beeinträchtigungen, etwa Verstärkung und Phase der aufzeichnenden Kanäle bereits entfernt worden sind.
Es sei wieder auf 1 verwiesen; sobald die Beeinträchtigungen quantifiziert sind, werden das erste Subsignal und jedes rekonstruierte Subsignal korrigiert (beispielsweise in Bezug auf die Phase des LO-Signals) in Block S117 unter Anwendung einer Beeinträchtigungskorrekturtechnik. Beispielsweise kann das Korrigieren der quantifizierten Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen das Erzeugen eines Filters beinhalten, der eine Frequenzantwort besitzt, die eine Verzerrung umkehrt, die durch das Aufteilen (und Rekonstruieren) des Eingangssignals hervorgerufen wird. Dies korrigiert zumindest die Beträge bzw. Größen der Töne des Mehrton-Kalibriersignals.
Das Korrigieren der quantifizierten Beeinträchtigungen kann ferner die Anpassung der Phasen zwischen den Tönen in dem ersten Subsignal und den rekonstruierten Subsignalen beinhalten, um in globaler Weise die Phasen der mehreren Töne zu korrigieren. Das Eingangssignal wird dann in Block S118 rekonstruiert, indem das korrigierte digitale erste Subsignal und das eine oder die mehreren korrigierten rekonstruierten Subsignale kombiniert werden, woraus sich ein rekonstruiertes Eingangssignal mit der ursprünglichen Bandbreite ergibt. In einer Ausführungsform kann, da das eingeprägte Kalibriersystem bekannt ist, dieses digital entfernt werden, um die Signalähnlichkeit des aufgenommenen Signals zu verbessern. Jedoch ist dieser Schritt optional, da die Töne des Kalibriersignals eine relativ geringe Amplitude besitzen und das Entfernen der Töne nicht erforderlich ist, um das System in geeigneter Weise zu kalibrieren.
2 ist eine vereinfachte Blockansicht, in der ein System zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen gemäß einer anschaulichen Ausführungsform gezeigt ist. Das Kalibriersystem verarbeitet ein Eingangssignal mit einer Bandbreite von N·B und teilt das Eingangssignal in N Subsignale auf, wovon jedes eine entsprechende Bandbreite von ungefähr B besitzt, und schließlich wird das ursprüngliche Eingangssignal nach einer Digitalisierung rekonstruiert. Zur einfachen Erläuterung sei angenommen, dass das Eingangssignal S_IN eine Bandbreite von ungefähr 2·B (beispielsweise ungefähr 64 GHz) aufweist, und in zwei Subsignale, d. h. ein erstes Subsignal SS₁ und ein zweites Subsignal SS₂ jeweils mit einer Bandbreite von B (beispielsweise ungefähr 32 GHz) aufzuteilen ist, so dass N = 2 und B = 32 GHz. Selbstverständlich kann das System so ausgebildet sein, dass es diverse Bandbreiten und eine beliebige Anzahl an Subsignalen unterstützt, ohne vom Schutzbereich der vorliegenden Lehre abzuweichen.
Gemäß 2 umfasst das anschauliche Kalibriersystem 200 einen Eingangssignalfilter 205, einen Koppler 210, einen Splitter bzw. Teiler 215, einen ersten Subsignalpfad 230, einen zweiten Subsignalpfad 240 und eine Verarbeitungseinrichtung 250. Das Eingangssignal S_IN wird in den Eingangssignalfilter 205 über eine Stufenabschwächungseinrichtung (nicht gezeigt) eingespeist. Der Eingangssignalfilter 205 kann beispielsweise ein Anti-Alias(AA)Filter mit einem Durchlassband sein, das der vorbestimmten Bandbreite des Eingangssignals S_IN entspricht, wobei dieses von DC bis ungefähr 2·B reicht (bespielsweise DC bis ungefähr 64 GHz).
Der Koppler 210 empfängt das gefilterte Eingangssignal S_IN aus dem Eingangssignalfilter 205 und das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL aus der Mehrton-Kalibriersignalerzeugungsschaltung 220 derart, dass das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL kontinuierlich in das gefilterte Eingangssignal S_IN eingeprägt wird. In der dargestellten Ausführungsform enthält das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL eine wiederholte Bit-Sequenz, etwa beispielsweise eine PRBS. Es können jedoch auch andere Arten von Mehrton-Kalibriersignalen eingebaut werden, ohne von dem Grundgedanken der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
In der dargestellten Ausführungsform enthält die Mehrton-Kalibriersignalerzeugungsschaltung 220 einen Addierer 222 und einen Mischer 224. Der Addierer 224 addiert eine wiederhole Bit-Sequenz (beispielsweise PRBS) und einen Gleichspannungsversatz bzw. Offset (optional) und der Mischer 224 mischt den Gleichspannungsversatz und die wiederholte Bit-Sequenz mit einem Träger mit einer Frequenz, die ungefähr der oberen Frequenz (oder oberen Bandbreite) B des ersten Subsignals SS₁ (beispielsweise ungefähr 32 GHz) in dem vorliegenden Beispiel entspricht. D. h., wenn N = 2, beträgt die Trägerfrequenz B, die auf dem Mischer 224 angewendet wird, ungefähr die Hälfte (1/N) einer oberen Frequenz 2·B Hz des Frequenzbands des Eingangssignals S_IN. Folglich enthält das gekoppelte Eingangssignal S_IN, das von dem Koppler 210 ausgegeben wird, die wiederholte Bit-Sequenz des Mehrton-Kalibriersignals S_CAL bei ungefähr der Frequenz, bei der das gekoppelte Eingangssignal S_IN aufzuteilen ist. Folglich enthält das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL Töne in einem Übergangsfrequenzband um ungefähr B (beispielsweise ungefähr 32 GHz), das Frequenzen enthält, die sowohl mit dem ersten als auch dem zweiten Subsignal SS₁ und SS₂ überlappen. D.h., das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL ist ein tiefpegeliges Signal, das mehrere Frequenzkomponenten enthält, die Frequenzen von ungefähr B in dem Übergangsfrequenzband abdecken.
Generell besitzt eine wiederholte Bit-Sequenz eine Frequenzeigenschaft, die periodisch ist, und daher besitzt das Spektrum der wiederholten Bit-Sequenz eine Gruppe aus Tönen, deren Abstand und relative Beträge abhängig von der speziellen Bit-Sequenz sind. In einer Ausführungsform erstreckt sich das Spektrum der wiederholten Bit-Sequenz des Mehrton-Kalibriersignals S_CAL, das in das Eingangssignal S_IN eingeprägt ist, von DC bis zu einem nominalen Wert. Wenn die wiederholte Bit-Sequenz durch ein Haltesignal nullter Ordnung (NRZ) dargestellt ist, ist das Spektrum durch die Frequenztransformation der wiederholten Bit-Sequenz multipliziert mit einer sin(x)/x Signalform gegeben. Beispielsweise kann eine FFT verwendet werden, um eine Frequenztransformation einer Zeitbereichsfrequenz zu erzeugen, obwohl auch diverse andere Verfahren verwendet werden können. Im Grenzfall beispielsweise einer langen PRBS wird das Spektrum der wiederholten Bit-Sequenz quasi kontinuierlich, während eine kürzere PRBS zu einem Spektrum führt, das aus wenigen Tönen zusammengesetzt ist, was zu einem diskreteren Spektrum führt.
Generell sind Signale, die zeitlich periodisch sind, in der Frequenz diskret und umgekehrt. D. h., wenn ein Signal eine sich wiederholende Komponente im Zeitbereich besitzt, hat es einen Ton im Frequenzbereich. Der NRZ-Punkt ist separat – ein Haltesignal nullter Ordnung bzw. eine NRZ-Signalform kann als die Zeitbereichseinhüllende einer zeitlichen Sequenz von Delta-Funktionen und einer Einheitsstufe u(t) betrachtet werden, die gegeben ist durch u(t) = s(t) – s(t – T), wobei s(t) eine Stufe ist, die für t < 0 Null ist und ein 1 ist für t > 0, und T = 1. Eine Einhüllende im Zeitbereich ist eine Multiplikation im Frequenzbereich, so dass eine NRZ-Signalform im Frequenzbereich das Produkt der Frequenzbereichsdarstellung der Impuls-(Delta-Funktion)Sequenz im Zeitbereich und der Darstellung im Frequenzbereich von u(t) ist. Die Transformation von u(t) ist eine sinc-Funktion mit der ersten Nullstelle bei (1/T).
Die Verwendung einer geeigneten wiederholten Bit-Sequenz in dem Mehrton-Kalibriersignal S_CAL ergibt mehrere Vorteile gegenüber beispielsweise einem einfachen sinusförmigen Signal. Zuerst enthält das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL eine Reihe von Tönen (beispielsweise ungefähr 3 Töne bis ungefähr 11 Töne, um ein Beispiel zu nennen), so dass die Wahrscheinlichkeit dafür, dass das Eingangssignal S_IN exakt die Gruppe aus Tönen maskiert, beliebig klein gemacht werden kann. Zweitens, da der Betrag und die Phase jedes Komponenten-Tons in dem Mehrton-Kalibriersignal S_CAL bekannt sind, liefert die resultierende Kalibrierung aus der Verwendung des Mehrton-Kalibriersignals S_CAL Information im Hinblick auf mehrer Frequenzpunkte. Wenn beispielsweise die wiederholte Bit-Sequenz so gestaltet ist, dass sie Töne bereitstellt, die Frequenzen in der Nähe von B in dem Übergangsfrequenzbereich von Frequenzen abdeckt, die sowohl in dem ersten als auch in dem zweiten Subsignal SS₁ und SS₂ vorhandensind, können die Verstärkungs- und Phaseneigenschaften des ersten und des zweiten Subsignals SS₁ und SS₂ in dem Übergangsfrequenzbereich in genauer Weise unter Anwendung des einzelnen Mehrton-Kalibriersignals S_CAL abgebildet werden.
Zu beachten ist, dass, obwohl das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL eine Reihe von Tönen enthält, es dennoch vollständig determiniert ist und somit aus einem digitalisierten Signal entfernt werden kann, indem die wiederholte Bit-Sequenz digital wiedererzeugt und von dem digitalisierten Signal subtrahiert wird, wie dies nachfolgend erläutert ist. Da ferner die wiederholte Bit-Sequenz bekannt und deterministisch ist, ist es möglich, auf das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL auch unter schlechten Signal-Rausch-Verhältnissen unter Anwendung diverser bekannten Techniken einzurasten. Dies macht es möglich, die Auswirkungen auf den dynamischen Bereich des Kanals zu minimieren, indem das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL mit eingeschlossen wird. Ein Beispiel einer derartigen Technik besteht darin, das Eingangssignal S_IN mit der bekannten Bit-Sequenz in einer Kreuzkorrelation in Beziehung zu setzen, wodurch man in der Lage ist, die Amplitude von S_CAL minimieren, um damit den Einfluss zu minimieren.
Der Splitter bzw. Teiler 215 empfängt das gekoppelte Eingangssignal S_IN aus dem Koppler 210 und teilt das Eingangssignal S_IN in das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂ auf. In einer Ausführungsform ist der Splitter 215 beispielsweise ein Diplexer, obwohl auch andere Arten von Signalsplittern angewendet werden können, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂ besitzen jeweils eine Bandbreite von ungefähr B (beispielsweise ungefähr 32 GHz), wobei ein erstes Frequenzband des ersten Subsignals SS₁ von DC bis ungefähr B reicht (beispielsweise ungefähr 32 GHz) und ein zweites Frequenzband des zweiten Subsignals SS₂ von ungefähr B bis ungefähr 2·B (beispielsweise ungefähr 32 GHz bis ungefähr 64 GHz) reicht. Wie zuvor erläutert ist, überlappen das erste und das zweite Frequenzband in dem vorbestimmten Übergangsfrequenzband. Beispielsweise endet das erste Frequenzband tatsächlich bei B + 0,5 GHz und das zweite Frequenzband beginnt tatsächlich bei B – 0,5 GHz, woraus sich eine Überlappungsbandbreite oder ein Übergangsfrequenzband von 1 GHz (beispielsweise sich erstreckend von ungefähr 31,5 GHz bis ungefähr 32,5 GHz) ergibt. Die Töne des zuvor eingeprägten Mehrton-Kalibriersignals S_CAL sind in dem Übergangsfrequenzband enthalten.
In der dargestellten Ausführungsform durchläuft das erste Subsignal SS₁ den ersten Subsignalpfad 230, und das zweite Subsignal SS₂ durchläuft den zweiten Subsignalpfad 240. Zu beachten ist jedoch, dass in anderen Ausführungsformen das Kalibriersystem 200 so ausgebildet ist, dass es das Eingangssignal S_IN in drei oder mehr Subsignale aufteilt, beispielsweise indem zusätzliche Subsignalpfade, die den weiteren Subsignalen entsprechen, bereitgestellt werden, ohne dass damit von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abgewichen wird.
Der erste Subsignalpfad 230 enthält einen ersten Analog-Digital-Wandler (ADC) 236, um das erste Subsignal SS₁ zu digitalisieren. Der erste Subsignalpfad 230 kann ferner diverse Signalverarbeitungseinrichtungen aufweisen, etwa einen anschaulichen ersten Subsignalfilter 232, der ein AA-Filter beispielsweise sein kann mit einem Durchlassband von DC bis ungefähr B. Zu beachten ist, dass das erste Subsignal SS₁ Frequenzen unterhalb von B aufweisen kann, und daher direkt von einem Oszilloskop verarbeitet werden kann, das beispielsweise Kanäle mit der Bandbreite B besitzt, und dass zu diesem Zeitpunkt keine weitere Verarbeitung des ersten Subsignals SS₁ erforderlich ist.
Im Vergleich dazu, hat, obwohl das zweite Subsignal SS₂ in ähnlicher Weise eine Bandbreite von ungefähr B besitzt, dieses Subsignal Frequenzen, die sich von ungefähr B bis ungefähr 2·B erstrecken, und somit kann dieses Signal nicht direkt durch ein derartiges Oszilloskop verarbeitet werden. Der zweite Subsignalpfad 240 ist daher ausgebildet, eine Vorverarbeitung, d. h. eine Frequenzverschiebung an dem zweiten Subsignal SS₂ auszuführen, um das zweite Subsignal SS₂ in einem Frequenzband bereitzustellen, das im Wesentlichen dem Frequenzband des ersten Subsignals SS₁ beispielsweise von DC bis ungefähr B, entspricht, wie dies zuvor erläutert ist. Folglich enthält der zweite Subsignalpfad 240 den Mischer 243, einen zweiten ADC 246 und diverse Signalverarbeitungseinrichtungen, um die Verarbeitung zu verbessern, etwa einen anschaulichen zweiten Subsignalfilter 242 (nach dem ersten Vorverstärker 241) und einen Frequenz verschobenen zweiten Subsignalfilter 245 (nach einem zweiten Vorverstärker 244). Der zweite Subsignalfilter 242 kann ein AA-Filter mit einem Durchlassband bei ungefähr B bis ungefähr 2·B sein, und der frequenzverschobene zweite Subsignalfilter 245 kann ein AA-Filter mit einem Durchlassband von ungefähr DC bis ungefähr B sein, um ein Beispiel zu nennen. Der zweite Subsignalfilter 242 kann ein Bildzurückweisungsfilter sein, der den Mischer 243 davon abhält, Signale, die sich von 2·B bis 3·B erstrecken, in diesem Beispiel auf Basisband herabzukonvertieren.
Der Mischer 243 ist ausgebildet, das zweite Subsignal SS₂ mit einem lokalen Oszillator-(LO)Signal mit einer LO-Frequenz zu multiplizieren, die so ausgewählt ist, dass Frequenzkomponenten des zweiten Subsignals SS₂ verschoben werden, um damit die maximale Frequenzkomponente des zweiten Subsignals SS₂ auf unterhalb eines vorgegebenen Schwellwerts zu bringen. In dem dargestellten Beispiel führt der Mischer 243 eine hochseitige Mischung aus, wobei die LO-Frequenz ungefähr das doppelte der oberen Frequenz der Bandbreite des ersten Subsignals SS₁ (oder ungefähr 64 GHz) ist. Die LO-Frequenz kann beispielsweise durch Verdoppeln der Trägerfrequenz B erhalten werden, die verwendet wird, um das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL zu mischen, wobei dies mittels eines Frequenzverdopplers 226 erfolgt, obwohl auch andere Techniken angewendet werden können. In alternativen Konfigurationen kann der Mischer 243 eine Mischung auf der niedrigen Seite durchführen, wobei das zweite Subsignal SS₂ mit einer LO-Frequenz multipliziert wird, die im Wesentlichen bei der höchsten Frequenz in dem Frequenzband des ersten Subsignals SS₁ oder ungefähr B Hz (beispielsweise ungefähr 32 GHz) liegt. Nach der Mischung gibt der Mischer 243 ein frequenzverschobenes zweites Subsignal 552 aus, das ein Frequenzband besitzt, das im Wesentlichen dem Frequenzband des ersten Subsignals SS₁ (beispielsweise ungefähr DC bis ungefähr 32 GHz) entspricht. Das frequenzverschobene zweite Subsignal 552 wird durch den zweiten Vorverstärker 244 verstärkt, entsprechend dem Durchlassband durch den frequenzverschobenen zweiten Subsignalfilter 245 gefiltert und durch den zweiten ADC 246 digitalisiert.
Das digitalisierte erste Subsignal SS₁, das aus dem ersten Subsignalpfad 230 ausgegeben wird, und das digitalisierte frequenzverschobene zweite Subsignal SS₂, das aus dem zweiten Subsignalpfad 240 ausgegeben wird, werden einer Verarbeitungseinrichtung 250 über entsprechend einen ersten und einen zweiten Kanal zugeführt. Beispielsweise ist die Verarbeitungseinheit 250 in einem Oszilloskop enthalten und der erste und der zweite Kanal können Kanäle mit Bandbreite B sein, wie dies zuvor erläutert ist. Die Verarbeitungseinrichtung 250 ist ausgebildet, eine zweite Frequenzverschiebung (im digitalen Bereich) an dem frequenzverschobenen zweiten Subsignal SS₂ durchzuführen, um das zweite Subsignal SS₂ zu rekonstruieren und damit Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen in dem digitalisierten ersten Subsignal SS₁ und dem rekonstruierten zweiten Subsignals SS₂ zu quantifizieren und zu korrigieren und um schließlich das digitalisierte erste Subsignal SS₁ und das rekonstruierte zweite Subsignal SS₂ zu kombinieren, um damit das Eingangssignal S_IN zu rekonstruieren.
In diversen Ausführungsformen ist die Verarbeitungseinrichtung 250 gänzlich oder teilweise durch diverse Verarbeitungseinrichtungen, etwa einen Prozessor, eine zentrale Recheneinheit (CPU), anwendungsspezifische integrierte Schaltungen (ASICs), Feldprogrammierbare Gate-Arrays (FPGAs), Wolkenressourcen oder Kombinationen davon eingerichtet, wobei Software, Firmware, fest verdrahtete Logikschaltungen oder Kombinationen davon verwendet sind. Die Verarbeitungseinrichtung 250 kann in einem Oszilloskop oder einer anderen Signalverarbeitungs- und Analyseeinrichtung enthalten sein oder kann extern bereitgestellt sein. Bei Verwendung eines Prozessors oder einer CPU ist ein Speicher (nicht gezeigt) in der Verarbeitungseinrichtung 250 zur Speicherung ausführbarer Software/Firmware und/oder eines ausführbaren Codes enthalten, die bzw. der die Kalibrierung der Erzeugung eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen steuert. Der Speicher kann eine diverse Anzahl, Art und Kombination von nicht flüchtigen Nur-Lese-Speichern (ROM) und flüchtigen Speichern mit wahlfreiem Zugriff (RAM), etwa ein Diskettenlaufwerk, einen elektrisch programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM), einen elektrisch löschbaren und programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EEPROM), eine CD, eine DVD, einen universellen seriellen Bus-(USB)Speicher, Wolken- bzw. Cloudressourcen und dergleichen umfassen.
Nach den Umwandlungsvorgängen von analog in digital, die entsprechend durch den ersten und den zweiten ADC 236 und 246 ausgeführt werden, sind digitale Darstellungen des ersten Subsignals SS₁ und des frequenzverschobenen zweiten Subsignals SS₂ zum Anzeigen oder für eine weitere Verarbeitung verfügbar. Um eine genaue Darstellung des ursprünglichen Eingangssignals S_IN zu erzeugen, werden jedoch die Daten zunächst durch die Verarbeitungseinrichtung 250 rekonstruiert, wie dies zuvor erläutert ist. Generell kann eine Rekonstruktion des Eingangssignals S_IN im digitalen Bereich dadurch erreicht werden, dass die Inverse bzw. Umkehrung des Frequenzverschiebungsschritts, der zuvor in Bezug auf das zweite Subsignal SS₂ angewendet wurde, angewendet wird und dann das erste Subsignal SS₁ und das frequenzverschobene, rekonstruierte zweite Subsignal SS₂ kombiniert werden.
Es kann ein digitaler Frequenzwandler verwendet werden, um die Inverse der Frequenzverschiebung anzuwenden. Gemäß einer anschaulichen Ausführungsform ist der digitale Frequenzwandler ein Aufwärts-Abtastglied, und das Anwenden der Inversen des Frequenzverschiebeschrittes umfasst das Ausführen einer rationalen Aufwärts-Abtastung des zweiten Subsignals SS₂, wobei Beeinträchtigungen bzw. Abschwächungen vor der Aufwärts-Abtastung erkannt und korrigiert werden. Eine rationale Aufwärts-Abtastung umfasst eine Interpolation, um eine Abtastrate der Daten des zweiten Subsignals SS₂ ausgehend von der Rate, mit der die Daten aufgezeichnet wurden, zu einer neuen Abtastrate zu ändern, die dem zweifachen der ursprünglichen analogen LO-Frequenz entspricht, die in der ersten Frequenzverschiebung verwendet wurde. Es kann ein Tiefpassfilter zum Interpolieren des niedrigen Bandes und ein Hochpassfilter zum Interpolieren des Zwischenfrequenz-(ZF)Bands verwendet werden. Die Interpolation der ZF ist eine Aufzeichnung des hohen Bandes, das in sein ursprüngliches Frequenzband zurück transformiert worden ist. Wenn der Aufwärts-Abtastsfaktor das Verhältnis zweier Ganzzahlen, beispielsweise 8:5, ist, dann ist die Berechnung der Aufwärts-Abtastaufzeichnung bekanntlich effizient unter Verwendung einer Poly-Phasenfilterung durchführbar.
In einer alternativen Ausführungsform kann der digitale Frequenzwandler ein digitaler Mischer sein, und das Anwenden der Inversen des Frequenzverschiebungsschrittes kann das digitale Synthetisieren eines Abbilds des LO-Signals, das bei der Frequenzverschiebung des zweiten Subsignals SS₂ durch den Mischer 243 verwendet wurde, sein. Das synthetisierte Abbild des LO-Signals wird digital mit dem digitalisierten frequenzverschobenen zweiten Subsignal SS₂ multipliziert, was wirksam die erste Frequenzverschiebung umkehrt.
Sobald das zweite Subsignal SS₂ in seinem ursprünglichen Frequenzband zwischen ungefähr B und ungefähr 2·B wiederhergestellt ist, können Beeinträchtigungen erkannt und korrigiert werden (wie dies zuvor erläutert ist), und das digitale erste und zweite Subsignal SS₁ und SS₂ werden kombiniert, um das ursprüngliche Eingangssignal S_IN wieder zu erzeugen. Wie zuvor erwähnt ist, ist die Phase des replizierten LO-Signals die gleiche, wie die Phase der LO-Frequenz, die in der ersten Frequenzverschiebung verwendet wurde, beispielsweise um die Mehrdeutigkeit der Phase des LO-Signals zu entfernen, das in jedem der Frequenzverschiebungsschritte verwendet wurde.
Damit sind zwei Kanäle mit begrenzter Bandbreite B wirksam durch die zuvor beschriebene Technik kombiniert, um einen einzelnen Kanal mit einer Bandbreite von 2·B zu synthetisieren. Wie zuvor erläutert ist, kann die Technik erweitert werden, um mehr als zwei Subsignale zu unterstützen, so dass sich N Kanäle jeweils mit einer Bandbreite B ergeben, die kombiniert werden können, um einen einzelnen Kanal mit einer Bandbreite N·B zu synthetisieren.
Der Vorgang des Kombinierens von Subsignalen zur Rekonstruktion des ursprünglichen Eingangssignals unterliegt einer Verschlechterung oder Beeinträchtigung aufgrund mehrerer nicht idealer Bedingungen. Von besonderem Interesse ist die Bewahrung der Phasen und der Beträge des Eingangssignals S_IN. Vor der Rekonstruktion des Eingangssignals S_IN werden daher die Beeinträchtigungen in dem digitalisierten ersten Subsignal SS₁ und in dem rekonstruierten zweiten Subsignal SS₂ gemäß diversen Ausführungsformen quantifiziert und korrigiert.
Generell gibt es diverse Fehlerquellen, die die Genauigkeit der Phase und des Betrags beeinträchtigen können. Die erste Fehlerquelle ergibt sich aus dem Vorgang des Aufteilens des Eingangssignals S_IN in die konstituierenden Subsignale, etwa das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂. Beispielsweise wird das Eingangssignal S_IN mit Frequenzkomponenten von DC bis ungefähr 2·B in das erste Subsignal SS₁, das die Frequenzkomponenten von DC bis ungefähr B enthält, und in das zweite Subsignal SS₂ aufgeteilt, das die Frequenzen von ungefähr B bis ungefähr 2·B enthält. Wie zuvor im Hinblick auf den Splitter 215 erläutert ist, kann der Aufteilungsprozess durch eine Filterstruktur, die als ein Diplexer bekannt ist, ausgeführt werden. Ein idealer Diplexer würde das Eingangssignal S_IN so aufteilen, dass alle Frequenzen zwischen DC und B in das erste Subsignal SS₁ überführt werden und alle Frequenzen zwischen B und 2·B in das zweite Subsignal SS₂, ohne dass die Phase oder der Betrag des Eingangssignals S_IN beim Aufteilen gestört werden. Ein physikalisch realisierbarer Diplexer erfordert jedoch eine Überlappung von nicht Null in Bezug auf das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂ und führt typischer Weise zu einer Phasenverzerrung, insbesondere im Überlappungsgebiet (Übergangsfrequenzband). Wie beispielsweise zuvor erläutert ist, kann ein physikalisch realisierbarer Diplexer es ermöglichen, dass Frequenzkomponenten von DC bis ungefähr 1,1·B als das erste Subsignal SS₁ auftreten, und Frequenzkomponenten von ungefähr 0,9·B bis ungefähr 2·B als das zweite Subsignal SS₂ auftreten. Selbstverständlich erfordert die Energieerhaltung, dass die Beträge des ersten und des zweiten Subsignals SS₁ und SS₂ innerhalb des Übergangsfrequenzbereichs, beispielsweise zwischen 0,9*B und 1,1·B in dem vorliegenden Beispiel, auf das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂ aufgeteilt sind. Des Weiteren ist mit großer Wahrscheinlich die Phasenantwort des Diplexers insbesondere im Übergangsfrequenzband nicht ideal. D. h., der Diplexer ruft eine unterschiedliche Gruppenverzögerung für die unterschiedlichen Frequenzkomponenten in Abhängigkeit von der Frequenz hervor. Diese Schwankungen müssen für eine genaue Rekonstruktion des Eingangssignals S_IN gemessen und korrigiert werden.
Die zweite Fehlerquelle ist die Phase des LO-Signals, das im Frequenzverschiebungsvorgang für das zweite Subsignal SS₂ durch den Mischer 243 verwendet wurde, oder insbesondere die relative Phase zwischen dem LO-Signal, das in dem ersten Frequenzverschiebungsvorgang verwendet wurde, und dem digital synthetisierten (nachgebildeten) LO-Signal, das in dem zweiten Frequenzverschiebevorgang verwendet wurde, um die Wirkung der ersten Frequenzverschiebung umzukehren, wodurch das zweite Subsignal SS₂ aufgebaut wird. Diese relative Phasendifferenz tritt als eine Phasenverschiebung des rekonstruierten zweiten Subsignals SS₂ in Erscheinung. Da lediglich das zweite Subsignal SS₂ der Frequenzverschiebung unterliegt, wird eine auf das zweite Subsignal SS₂ angewendete Phasenverschiebung nicht auf das erste Subsignal SS₁ angewendet. Da Frequenzkomponenten in der Nähe von B sowohl in dem ersten als auch in dem zweiten Subsignal SS₁ und SS₂ auftreten, führt eine Phasenverschiebung, die nur auf das zweite Subsignal SS₂ wirkt, zu einer Verzerrung an dem rekonstruierten Eingangssignal S_IN, wenn das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂ kombiniert werden.
Die dritte Fehlerquelle ist eine Nichtübereinstimmung der Phasen- und Betragsantwort der Kanäle. Die Wirkung ist ähnlich zu jener der ersten Beeinträchtigung, die zuvor beschrieben ist, dahingehend, dass eine fehlende Übereinstimmung in der Betrags- und Phasenantwort des ersten und des zweiten Kanals Signalfrequenzkomponenten in der Nähe von B ändert, die sowohl in dem ersten als auch in dem zweiten Subsignal SS₁ und SS₂ in ungleicher Weise auftreten. Dies führt zu einer Verzerrung beim Aufbau des Eingangssignals S_IN, wenn keine Korrektur erfolgt. Generell ergibt sich der größte Beitrag dieses Fehlers aus dem Vorhandensein der Verstärker (beispielsweise der erste Vorverstärker 241 und der zweite Vorverstärker 244) und der Filter (beispielsweise der zweite Subsignalfilter 242 und der frequenzverschobene zweite Subsignalfilter 245) in dem zweiten Subsignalpfad 240, da Filter und Verstärker typischer Weise keine idealen Frequenzantworten besitzen.
Die Beeinträchtigungen aus diesen drei Fehlerquellen (sowie aus anderen möglichen Fehlerquellen) können effektiv als eine Differenz in der Größe bzw. im Betrag (oder Verstärkung) und der Phasentransferfunktionen von Frequenzkomponenten in der Nähe von B betrachtet werden, die sowohl in dem ersten als auch in dem zweiten Subsignal SS₁ und SS₂ (dem Übergangsfrequenzband) auftreten. D. h., die Ursachen der diversen Beeinträchtigungen sind für die Funktion der Ausführungsformen nicht wichtig. Die Beeinträchtigungen müssen quantifiziert und korrigiert werden, um in genauer Weise das ursprüngliche Eingangssignal S_IN aus dem ersten Subsignal SS₁ und dem rekonstruierten zweiten Subsignals SS₂ zu rekonstruieren.
Wie zuvor erläutert ist, wird das Mehrton-Kalibriersignal mit geringem Pegel S_CAL kontinuierlich in das gefilterte Eingangssignal S_IN an dem Koppler 210 eingeprägt, bevor das Eingangssignal S_IN in das erste und das zweite Subsignal SS₁ und SS₂ aufgeteilt wird. Das Mehrton-Kalibriersignal S_CAL enthält Frequenzkomponenten, die Frequenzen in der Nähe von B überdecken (d. h., innerhalb des Übergangsfrequenzbands), und eine wiederholte Bit-Sequenz, die Frequenzeigenschaften besitzt, die periodisch sind. Somit liefert das Spektrum der wiederholten Bit-Sequenz die Gruppe von Tönen, deren Abstände und relative Amplituden eine Funktion der speziellen wiederholten Bit-Sequenz sind.
Die Töne der wiederholten Bit-Sequenz sind in dem ersten Subsignal SS₁ und in dem rekonstruierten zweiten Subsignal SS₂ vorhanden. Daher können die Beeinträchtigungen an dem ersten Subsignal SS₁ und dem rekonstruierten zweiten Subsignal SS₂ innerhalb des Übergangsfrequenzbands unter Anwendung von Tönen der wiederholte Bit-Sequenz quantifiziert werden. Wie beispielsweise zuvor mit Bezug zu 3 erläutert ist, können Töne des Mehrton-Kalibriersignals S_CAL in der Frequenz transformiert, erfasst und analysiert werden, und die Verwendung jedes Tones ist durch den Vergleich der empfangenen Amplitude des erfassten Tones gegenüber der erwarteten Amplitude für diesen Ton beschränkt. Die erfassten Töne mit Amplituden außerhalb eines vorbestimmten Fensters mit akzeptabler Toleranz werden aus dem Algorithmus entfernt, wobei angenommen wird, dass sie durch Messen des Eingangssignals S_IN beschädigt wurden, wodurch eine modifizierte Gruppe von Tönen zurück bleibt. Die modifizierte Gruppe von Tönen liefert die Information über die relative Verstärkung und Phase für den ersten und den zweiten Kanal, wobei diese gänzlich oder teilweise zum Quantifizieren von Beeinträchtigungen in dem ersten Subsignal SS₁ und dem rekonstruierten zweiten Subsignal SS₂ verwendet werden können. Wie zuvor erwähnt ist, können diverse Verfahren dann angewendet werden, um die quantifizierten Beeinträchtigungen zu korrigieren.
Wie zuvor erläutert ist, kann ein Computerprozessor, beispielsweise in einem Oszilloskop angeordnet, und/oder die Verarbeitungseinrichtung 250, verwendet werden, um diverse Aspekte der offenbarten Ausführungsform zu steuern, wozu gehört: Ausführen zweiter Frequenzverschiebungen an einem oder mehreren Subsignalen, die nicht ein erstes (mit tiefstem Frequenzband) Subsignal sind, um das eine oder die mehreren Subsignale zu rekonstruieren, Quantifizieren von Beeinträchtigungen an dem ersten Subsignal und dem einen oder den mehreren rekonstruierten Subsignalen, Korrigieren der quantifizierten Beeinträchtigungen und Rekonstruieren des Eingangssignals unter Anwendung des im Hinblick auf die Beeinträchtigungen korrigierten ersten Subsignals und des einen oder mehreren rekonstruierten Subsignals. Bei Verwendung eines Prozessors kann ein Speicher oder ein anderes Computerlesbares Medium einschließlich einer beliebigen Anzahl, Art und Kombination von nichtflüchtigen ROM und flüchtigen RAM-Speichern vorgesehen werden, um ausführbare Software/Firmware und/oder einen ausführbaren Code zu speichern, die es ermöglichen, die diversen Funktionen auszuführen.
Obwohl spezielle Ausführungsformen hierin beschrieben sind, sind diverse Änderungen möglich, die innerhalb des Konzepts und des Schutzbereichs der Erfindung liegen. Derartige Änderungen ergeben sich in klarer Weise nach Studium der Beschreibung, der Zeichnungen und der Ansprüche. Die Erfindung soll nur durch den Schutzbereich der angefügten Patentansprüche beschränkt sein.

Claims

Verfahren zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen, wobei das Verfahren umfasst: Einprägen eines Kalibriersignals (S_CAL) in ein empfangenes Eingangssignal (S_IN), wobei das Kalibriersignal mehrere Töne enthält (S111); Aufteilen des Eingangssignals mit dem eingeprägten Kalibriersignal in mindestens ein erstes Subsignal (SS₁) mit einem ersten Frequenzband und ein zweites Subsignal (SS₂) mit einem zweiten Frequenzband, wobei ein Bereich des ersten Frequenzbands mit einem Bereich des zweiten Frequenzbands überlappt, so dass ein überlappendes Frequenzband gebildet ist (S112); Ausführen einer ersten Frequenzverschiebung durch Wandelung von Frequenzkomponenten des zweiten Subsignals innerhalb des zweiten Frequenzbands derart, dass ein frequenzgewandeltes zweites Subsignal erhalten wird (S113); Digitalisieren des ersten Subsignals und des frequenzgewandelten zweiten Subsignals (S114); Quantifizieren von Beeinträchtigungen an dem ersten Subsignal und dem zweiten Subsignal, die durch Unterschiede in Betrag und Phase von Frequenzkomponenten des ersten und des zweiten Subsignals innerhalb des überlappenden Frequenzbands hervorgerufen werden (S116); und Ausführen einer zweiten Frequenzverschiebung zur Umkehrung der ersten Frequenzverschiebung durch Wandelung der Frequenzkomponenten des digitalen frequenzgewandelten zweiten Subsignals in Frequenzkomponenten innerhalb des zweiten Frequenzbands derart, dass ein rekonstruiertes zweites Subsignal erhalten wird (S115), wobei Quantifizieren der Beeinträchtigungen umfasst: Messen relativer Beträge und Phasen der mehreren Töne des Kalibriersignals, die in dem digitalen ersten Subsignal und dem frequenzgewandelten zweiten Subsignal oder dem rekonstruierten zweiten Subsignal vorhanden sind.
Verfahren nach Anspruch 1, das ferner umfasst: Korrigieren der quantifizierten Beeinträchtigungen (S117); und Rekonstruieren des Eingangssignals durch Kombinieren des korrigierten ersten Subsignals und des korrigierten rekonstruierten zweiten Subsignals (S118).
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die mehreren Töne des Kalibriersignals in dem überlappenden Frequenzband liegen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei Messen der relativen Beträge und Phasen der mehreren Töne des Kalibriersignals umfasst: Anwenden einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) auf die mehreren Töne; und Bestimmen der relativen Beträge und Phasen der mehreren Töne des Kalibriersignals unter Anwendung der FFT.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei Korrigieren der quantifizierten Beeinträchtigungen umfasst: Bilden eines Filters mit einer Frequenzantwort, die eine Verzerrung invertiert, die durch das Aufteilen und Rekonstruieren des Eingangssignals hervorgerufen wird, um zumindest die Beträge der mehreren Töne zu korrigieren.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Kalibriersignal kontinuierlich in das Eingangssignal eingeprägt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das Kalibriersignal eine wiederholte Bit-Sequenz enthält, das einen Träger bei einer ersten Frequenz moduliert, die einer oberen Bandbreite des ersten Frequenzbandes entspricht.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die wiederholte Bit-Sequenz eine Pseudozufalls-Bit-Sequenz (PRBS) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei ein Spektrum der wiederholten Bit-Sequenz sich von DC bis zu einem nominalen Wert erstreckt, und wobei die wiederholte Bit-Sequenz durch eine Halte-(NRZ)Signalform nullter Ordnung repräsentiert ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei Quantifizieren der Beeinträchtigungen ferner umfasst: Begrenzen der Verwendung der mehreren Töne des Kalibriersignals auf der Grundlage einer Analyse jedes Tones der mehreren Töne, wobei Begrenzen der Verwendung der mehreren Töne des Kalibriersignals umfasst: Vergleichen einer Amplitude jedes Tones mit einem vorbestimmten Toleranzfenster; und Verwerfen eines Tones für die Verwendung, wenn die Amplitude des Tones außerhalb des vorbestimmten Toleranzfensters liegt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei Wandelung der Frequenzkomponenten des digitalen frequenzgewandelten zweiten Subsignals in Frequenzkomponenten innerhalb des zweiten Frequenzbandes umfasst: Ausführen einer rationalen Aufwärtsabtastung des digitalen frequenzgewandelten zweiten Subsignals, wobei Beeinträchtigungen vor dem Ausführen der rationalen Aufwärtsabtastung quantifiziert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei Wandelung der Frequenzkomponenten des digitalen frequenzgewandelten zweiten Subsignals in Frequenzkomponenten innerhalb des zweiten Frequenzbandes umfasst: Synthetisieren eines Abbilds eines lokalen Oszillators, der zum Erhalten der vorbestimmten Frequenz verwendet wird; und digitales Multiplizieren des rekonstruierten zweiten Subsignals mit dem synthetisierten Abbild des lokalen Oszillators.
System zum Kalibrieren eines rekonstruierten Signals aus mehreren Subsignalen, wobei das System umfasst: einen Koppler (210), der ausgebildet ist, ein Kalibriersignal in ein Eingangssignal einzuprägen, wobei das Kalibriersignal mehrere Töne in einem vorbestimmten Frequenzbereich enthält; einen Splitter (215), der ausgebildet ist, das Eingangssignal mit dem eingeprägten Kalibriersignal in ein erstes Subsignal mit einem ersten Frequenzband und in ein zweites Subsignal mit einem zweiten Frequenzband aufzuteilen, wobei ein Bereich des ersten Frequenzbands mit einem Bereich des zweiten Frequenzbands so überlappt, dass ein Übergangsfrequenzband gebildet ist, das dem vorbestimmten Frequenzbereich entspricht; einen Mischer (243), der ausgebildet ist, das zweite Subsignal mit einer lokalen Oszillatorfrequenz zu multiplizieren derart, dass Frequenzkomponenten des zweiten Subsignals in dem zweiten Frequenzband in ein tieferes Frequenzband gewandelt werden; einen ersten Analog-Digital-Wandler (ADC) (236), der ausgebildet ist, das erste Subsignal zu digitalisieren; einen zweiten ADC (246), der ausgebildet ist, das frequenzgewandelte zweite Subsignal zu digitalisieren; einen Digitalfrequenzwandler (250), der ausgebildet ist, das digitale frequenzgewandelte zweite Subsignal mit einem synthetisierten lokalen Oszillator, der die lokale Oszillatorfrequenz nachbildet, die verwendet wird, um das frequenzgewandelte zweite Subsignal zu erhalten, zu multiplizieren derart, dass die Frequenzkomponenten des digitalen frequenzgewandelten zweiten Subsignals in Frequenzkomponenten innerhalb des zweiten Frequenzbands gewandelt werden, so dass ein rekonstruiertes zweites Subsignal erhalten wird; und einen Prozessor (250), der ausgebildet ist, Beeinträchtigungen an dem digitalen ersten Subsignal und dem rekonstruierten zweiten Subsignal zu quantifizieren, die durch Differenzen in Betrag und Phase von Frequenzkomponenten des ersten und des zweiten Subsignals innerhalb des Übergangsfrequenzbands hervorgerufen sind, wobei Quantifizieren der Beeinträchtigungen umfasst: Messen relativer Beträge und Phasen der mehreren Töne des Kalibriersignals, die in dem digitalen ersten Subsignal und dem rekonstruierten zweiten Subsignal vorhanden sind.
System nach Anspruch 13, wobei der Digitalfrequenzwandler einen digitalen Mischer oder ein Aufwärtsabtastglied umfasst.
System nach Anspruch 13, wobei der Prozessor ferner ausgebildet ist, die quantifizierten Beeinträchtigungen zu korrigieren und das Eingangssignal zu rekonstruieren, indem das korrigierte digitale erste Subsignal und das korrigierte rekonstruierte zweite Subsignal kombiniert werden.