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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren zur Analyse periodisch modulierter
Signale.
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Messungen
mit gepulsten Stimulussignalen sind für zahlreiche Anwendungen, wie
z. B. Radar, Hard Gating in der Compact Range, Mobilfunk, PCM (pulse
code modulation), usw., von Bedeutung. Die Erzeugung des gepulsten
Stimulussignals geschieht typischerweise durch einen Pulsmodulator
oder das Messobjekt wirkt selbst als Pulsmodulator, wie z. B. der
Verstärker
(PA) mit Ein-/Aus-Funktion im Mobilfunk der zweiten Generation (Global
Systems for Communication – GSM).
Flankensteilheiten der gepulsten Stimulussignale von wenigen Nanosekunden sind
Stand der Technik. Eine weitaus größere Herausforderung stellen
die Detektion und Analyse dieser gepulsten Stimulussignale dar.
Nur durch eine hochwertige Detektion des gepulsten Stimulussignals
ist eine Aussage sowohl über
die Signalqualität des
gepulsten Stimulussignals als auch über die Degradation des gepulsten
Stimulussignals durch ein zu testendes Gerät möglich. Übliche Zeitbereichsmessgeräte wie Hochgeschwindigkeitsoszilloskope (High-Speed
Oszilloskop) oder Sampling-Oszilloskop
erfüllen
diese Aufgabe nur unbefriedigend, da es ihnen auf aufgrund ihrer
großen
Messbandbreite an der nötigen
Dynamik mangelt.
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Für die Beschreibung
von zu testenden Geräten
wie Hochfrequenzbauteilen und Schaltungen im gepulsten Betrieb,
werden ähnlich
wie im CW-Betrieb (Continous Wave-Betrieb) die Streuparameter (S-Parameter)
bevorzugt, die mit einem Netzwerkanalysator gemessen werden. Zur
Bestimmung der S-Parameter bedarf es einer möglichst hochwertigen Detektion
des hinlaufenden und zurücklaufenden
Signals. Zusätzlich
ist eine hohe zeitliche Auflösung
erwünscht,
um z. B. ein Überschwingen
bei den Ein- und Ausschaltvorgängen
des gepulsten Stimulussignals zu erfassen und somit den zeitlichen
Verlauf der S-Parameter exakt zu messen. Nur so können zuverlässige Aussagen über das
Verhalten eines zu testenden Geräts/Messobjekts
getroffen werden. Im Folgenden werden einige der bekannten Verfahren
zur Messung von gepulsten Signalen in Netzwerkanalysatoren aufgelistet:
Bei
der Point-In-Puls-Methode wird die Messgröße, z. B. der Streuparameter
S21, nur während der Einschaltzeit des
Pulses erfasst. Die Dynamik dieses Verfahrens ist besser als z.
B. mit einem Oszilloskop, da der Netzwerkanalysator mit Zwischenfrequenzen (ZF)
von einigen 100 kHz bis 5 MHz arbeitet. Andererseits muss die Einschaltzeit
des Pulses so groß sein,
dass die Messung mit der Messzeit tmess innerhalb
der Einschaltzeit abgeschlossen werden kann. 1 zeigt
die Messzeitbegrenzung der Point-In-Puls-Methode durch die Einschaltzeit
eines pulsmodulierten Stimulussignals 10 mit der Wiederholfrequenz
fPRF und der Trägerfrequenz fc.
Selbst für den
günstigen
Fall einer 5 MHz Zwischenfrequenz(ZF)-Bandbreite benötigt man theoretisch eine Messzeit
von ungefähr
200 ns. Eine Aussage über die
transienten Vorgänge
bei der steigenden und fallenden Flanke des Pulses ist mit diesem
Verfahren nicht möglich.
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Für die Average-Methode
wird am Netzwerkanalysator eine ZF-Bandbreite gewählt, deren
Einschwingzeit größer, idealer
Weise deutlich größer, als die
Pulswiederholfrequenz ist. Es wird also der Mittelwert über Ein-
und Ausschaltdauer des Pulses oder mehrer Pulszüge gebildet. Bei kleinen Tastverhältnissen,
wie z. B. Ein- zu
Ausschaltzeit von 10%, verschlechtert sich die Dynamik, im vorliegenden
Zahlenbeispiel um 20 dB. Nachteilig an diesem Verfahren ist, dass
die Eigenschaften des Messobjekts während der Einschaltzeit bzw.
der Ausschaltzeit des Pulses nicht separat zugänglich sind und eine Aussage über die
transienten Vorgänge
ebenfalls nicht möglich
ist.
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Das
Chopping-Prinzip tastet jeweils nur einen Ausschnitt des Pulses
ab, der restliche Puls wird ausgeblendet. Nach diesem Verfahren
wird der Mittelwert über
mehrere mit demselben relativen Zeitbezug abgetastete Pulsabschnitte
gebildet. Anschließend
wird der Ausschnitt zeitlich versetzt, um so einen weiteren Abschnitt
des Pulses zu erfassen. 2 zeigt die Abtastung des Pulses,
wobei nur das aufmodulierte gepulste Signal 20 ohne den
Träger,
d. h. nur die Einhüllende 20 des
Trägersignals,
dargestellt ist. Jeder Abschnitt 21, 22, 23 des
zu untersuchenden Pulsverlaufs 20 wird in 2 zweimal,
d. h. an zwei, hier aufeinanderfolgenden Pulsen, abgetastet. Die
einzelnen Abschnitte 21, 22, 23 werden
jeweils gemittelt und zu dem Puls 25 zusammengesetzt. Auf
diese Weise kann der Verlauf des Pulses abgetastet werden. Um eine
entsprechende Auflösung
zu erreichen, muss der jeweils betrachtete Teilabschnitt deutlich
kürzer
als die Pulswiederholzeit sein. Dies hat allerdings einen deutlichen
Dynamikverlust zur Folge, der bei einem Teilabschnitt von 1% der
Pulswiederholzeit einen Dynamikverlust von 40 dB nach sich zieht.
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Die
Breitband-Detektion entspricht einer direkten Betrachtung im Zeitbereich,
wobei die Einhüllende
des Trägersignals
im Zeitbereich durch einen Heterodynempfänger, der auf die Trägerfrequenz
abgestimmt ist, erfasst wird. Die entsprechenden ZF-Bandbreiten sind
auf einige MHz begrenzt und die Abtastrate des beteiligten Analog/Digitalwandlers
hat ebenfalls eine obere Grenze. Die Zeitauflösung ist daher selbst bei modernen
Systemen des Stands der Technik auf z. B. 12,5 ns begrenzt. Entsprechend
der verwendeten ZF-Bandbreiten muss ein Dynamikverlust hingenommen
werden. Zum Beispiel eine Vergrößerung der
ZF-Bandbreite von 10 kHz auf 10 MHz hat eine Verschlechterung der
Dynamik um 60 dB zur Folge.
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Ein
vektorieller Netzwerkanalysator zur Analyse von gepulsten Messsignalen
wird in der deutschen Offenlegungsschrift
DE 10 2006 030 569 A1 offenbart.
Darin wird ein gepulstes Messsignal durch eine Filterbank geführt, um
eine Mehrzahl von unterschiedlichen Spektralkomponenten des Messsignals zu
isolieren. Diese unterschiedlichen Spektralkomponenten werden mittels
eines Tonverschiebers alle auf die Zwischenfrequenz verschoben und
addiert. Dieses ein-frequente Signal kann leicht und mit einer hohen
Dynamik analysiert werden, ohne die Energie aus den Nebenfrequenzen
zu vernachlässigen. Nachteilig
an diesem Verfahren ist, dass keine Aussage über die transienten Vorgänge des
Pulses möglich
ist, da die Information über
dessen zeitlichen Verlauf verloren geht.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, die Probleme des Stands der Technik zur Detektion
von gepulsten Stimulussignalen zu vermeiden und ein verbessertes Verfahren
zur Analyse pulsmodulierter Signale zu schaffen. Ein verbessertes
Verfahren soll sowohl eine hohe zeitliche Auflösung bei gleichzeitig höchster Dynamik
aufweisen. Eine zusätzliche
Aufgabe der Erfindung ist es, die Qualität von Netzwerkanalysatoren
zu verbessern.
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Die
Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein
Verfahren gelöst,
welches zunächst
die diskreten Frequenzen des Spektrums des zu analysierenden periodisch
modulierten Signals berechnet und dann die diskreten komplexen Spektrallinien
an den zuvor berechneten Frequenzen im Frequenzraum kohärent misst.
Danach wird das periodisch modulierte Signal durch Transformation
der gemessenen komplexen Spektrallinien in den Zeitraum rekonstruiert.
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Das
beschriebene Verfahren ist besonders vorteilhaft, da durch die vorausgehende
theoretische Berechnung der Lage, d. h. der Frequenz, der diskreten
Spektrallinien des zu analysierenden Signals die Spektrallinien
nur innerhalb sehr schmaler Bandbreiten gemessen werden müssen und
damit eine sehr hohe Dynamik erreichbar ist. Die zeitliche Auflösung des
Pulsprofils, d. h. der Einhüllenden
der Trägerfrequenz,
im Zeitraum wird durch die Anzahl der gemessenen Spektrallinien
bestimmt. Da eine weitere gemessene Spektrallinie keine Bandbreitenerweiterung um
die Pulswiederholfrequenz erfordert, die den Spektrallinienabstand
definiert, sondern nur um die Bandbreite, die zur Messung der einzelnen
vorher lagebestimmten Spektrallinie erforderlich ist, können gleichzeitig
hohe Dynamiken und hohe zeitliche Auflösungen erreicht werden. Die
kohärente
Messung der komplexen Spektrallinien ist dabei besonders vorteilhaft,
da nur durch sie ein Phasenbezug zwischen den Spektrallinien hergestellt
werden kann, der für
eine Rekonstruktion des Pulsprofils im Zeitraum unerlässlich ist.
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Alternativ
können
die komplexen Spektrallinien offline durch eine Fouriertransformation
des digitalisierten, periodisch modulierten Signals oder des digitalisierten
Zwischenfrequenzsignals gemessen werden und die Spektralanteile
zwischen den berechneten Frequenzen auf Null gesetzt werden. Dabei
ist es besonders vorteilhaft, dass die Länge des Fouriertransformierten
Signals ein ganzzahliges Vielfaches der Dauer einer Modulationsperiode
ist. Dadurch kann das bei der Fouriertransformation als „Leakage”-Effekt
bekannte Problem umgangen werden. Die Unteransprüche betreffen vorteilhafte
Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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Das
periodisch modulierte Signal wird zum Messen der Spektrallinien
vorzugsweise auf eine Zwischenfrequenz heruntergemischt und/oder
digitalisiert.
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Das
digitale periodisch modulierte Signal oder das digitale Zwischenfrequenzsignal
wird zum Messen der Spektrallinien vorzugsweise durch digitale, spektrallinienspezifische
Signalverarbeitung so gefiltert, dass die einzelnen komplexen Spektrallinien an
den berechneten Frequenzen kohärent
detektiert werden können.
Spektrallinienspezifisch bezeichnet dabei die Konzentration auf
Spektrallinien einzelner Frequenzen unter Vernachlässigung
der Spektralanteile zwischen den Frequenzen von Interesse. Spektrallinienspezifische
Signalverarbeitung kann durch Unterdrückung oder geringere Gewichtung
der Spektralanteile zwischen den interessierenden Frequenzen oder
durch Messen der einzelnen Frequenzen innerhalb schmaler Bandbreiten
um diese Frequenzen. In dieser Anmeldung bezieht sich spektrallinienspezifisch
immer auf die berechneten diskreten Spektrallinien oder Untermengen
von diesen.
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Besonders
vorteilhaft ist es, das zu messende Frequenzspektrum in mehrere
Frequenzbänder aufzuteilen
und die komplexen Spektrallinien jeweils nur innerhalb dieser Frequenzbänder kohärent zu messen,
wobei zwei benachbarte Frequenzbänder, mindestens
eine gemeinsame Spektrallinie aufweisen müssen. Somit kann ein Phasenbezug
zwischen nicht kohärent
gemessenen Spektrallinien in verschiedenen Frequenzbändern hergestellt
werden. Typischerweise verfügen
Netzwerkanalysatoren, bedingt durch die technischen Möglichkeiten
von ZF-Signalverarbeitung, Analog/Digitalwandler, etc. über Messbandbreiten
von wenigen MHz (z. B. 5 MHz). Mit dieser vorteilhaften Weiterentwicklung
wird die verwendete Messbandbreite virtuell bis an die Frequenzgrenzen
des Netzwerkanalysators (maximale Stoppfrequenz z. B. 50 GHz) erweitert.
Zusätzlich
ist man dadurch nicht mehr durch die Bandbreite des Analog/Digitalwandlers
gebunden. Dies hat weiterhin den Vorteil, dass ein Gerät, welches
das beschriebene Verfahren implementiert hat, einfacher konstruiert werden
kann, da nur eine geringe Anzahl von Spektrallinien kohärent gemessen
werden muss. So können
zeitlich versetzt in verschiedenen Frequenzbändern die komplexen Spektrallinien
innerhalb des jeweiligen Frequenzbandes kohärent gemessen werden und im
Nachhinein der Phasenbezug zwischen allen Spektrallinien durch die
Phasen der in beiden Frequenzbändern
vorhandenen zumindest einen Spektrallinie wiederhergestellt werden.
Alternativ ist auch eine gleichzeitige parallele Messung von Spektrallinien
in mehreren Frequenzbändern,
die sich wie oben beschrieben überlappen,
von Vorteil, da so bestimmte Bauteile fest auf bestimmte Frequenzbänder ausgelegt
werden können
und die Bauteile weniger Spektrallinien im Vergleich zur Messung
der Spektrallinien in dem gesamten Spektrum kohärent messen müssen. So kann
durch die Wahl der Frequenzbänder
und deren Messart entsprechend den Anforderungen an Qualität, an die
Geschwindigkeit der Messung oder Produktionskosten des Testgeräts das Verfahren
flexibel abgestimmt werden.
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Erfindungsgemäß werden
die Frequenzen der diskreten Spektrallinien durch die Trägerfrequenz bzw.
die Zwischenfrequenz, die die Mitte des Spektrums definiert, und
durch die Wiederholfrequenz, die ausgehend von der Trägerfrequenz
bzw. der Zwischenfrequenz die weiteren Spektrallinien in äquidistanten
Abständen
definiert, berechnet.
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Die
Qualität
des diskreten Spektrums kann erfindungsgemäß durch Extrapolation des Spektrums
des periodisch modulierten Signals verbessert werden. Dies hat den
Vorteil, dass das Spektrum ohne zusätzliche Bauteile bis an die
Frequenzgrenzen ausgedehnt werden kann und so die zeitliche Auflösung des
rekonstruierten Signals erhöht
werden kann.
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Die
Wiederholfrequenz des periodisch modulierten Signals kann erfindungsgemäß durch
einen Suchalgorithmus im Spektralbereich oder im Zeitbereich ermittelt
werden. Wenn das Wissen über
das zu untersuchende Signal nicht vorliegt, kann die Wiederholfrequenz
automatisch bestimmt werden.
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Das
Verfahren zur Analyse von periodisch modulierten Signalen ist besonders
vorteilhaft für pulsmodulierte
Signale anwendbar.
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Besonders
vorteilhaft anwendbar ist das beschriebene Verfahren in einem Netzwerkanalysator. Vektorielle
Netzwerkanalysatoren des Stands der Technik können bereits Amplitude und
Phase von einer Frequenz, also eine komplexe Spektrallinie vermessen.
Durch das beschriebene Verfahren werden Netzwerkanalysatoren erstens
in die Lage versetzt, mehrere ausgesuchte Frequenzen kohärent zu
messen und zweitens kann der Netzwerkanalysator durch die hohe Dynamik
und gleichzeitig hohe Zeitauflösung
des Verfahrens zur Analyse von periodisch gepulsten Signalen die
Streuparameter sehr genau und mit einer hohen Zeitauflösung bestimmen.
Dies ist insbesondere vorteilhaft beim Vermessen von Systemen mit „phased-array-antennas”. Die Phasengenauigkeit
ist dort besonders wichtig, weswegen ein Überschwingen zu Beginn eines
Pulses besonders nachteilig ist.
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Alternativ
kann das erfindungsgemäße Verfahren
zur Analyse von periodisch modulierten Signalen durch die folgenden
Schritte realisiert werden: Die Berechnung der diskreten Frequenzen
des Spektrums des zu analysierenden Signals und eine darauffolgende
Kammfilterung bestehend aus einem Satz analoger oder digitaler schmalbandiger
Bandpassfilter, deren Mittenfrequenzen auf die berechneten diskreten
Frequenzen des Spektrums des periodisch modulierten Signals gesetzt
wurden. Durch die Überlagerung
der einzeln schmalbandig bandpassgefilterten Signale kann dann das
periodisch modulierte Signal analysiert werden.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
ist nicht nur auf gepulste Stimulussignale beschränkt, sondern
lässt sich
auf alle periodisch modulierten Signale anwenden und kann somit
eine Detektion sowohl von CW Signalen und als auch von gepulsten
Signalen sicherstellen, ohne zusätzliche
Detektoren in dem Netzwerkanalysator installieren zu müssen.
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Die
vorher genannten vorteilhaften Weiterführungen der ersten erfindungsgemäßen Lösungsalternative
sind grundsätzlich
auch auf die zweite Alternativlösung übertragbar.
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Ein
Ausführungsbeispiel
wird nachfolgend anhand der Zeichnung ausführlich beschrieben. In der
Zeichnung zeigt:
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1 die
Point-In-Puls-Methode als Stand der Technik zur Detektion von gepulsten
Stimulussignalen;
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2 das
Chopping-Prinzip als Stand der Technik zur zeitaufgelösten Detektion
von gepulsten Stimulussignalen;
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3 einen
Verfahrensablauf des erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels;
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4 ein
Rechteckimpulssignal und das modulierte Signal;
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5 ein
Amplitudenspektrum der Fouriertransformierten eines pulsmodulierten
Signals;
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6 eine
Frequenzbandaufteilung des in 5 gezeigten
Amplitudenspektrums;
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7 einen
Verfahrensablauf des erfindungsgemäßen kohärenten Messvorgangs des Ausführungsbeispiels;
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8 eine
erste Schaltung zur kohärenten Messung
von komplexen Spektrallinien;
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9 eine
zweite Schaltung zur kohärenten Messung
von komplexen Spektrallinien;
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10 einen
Verfahrensablauf eines Ausführungsbeispiels
der alternativen Realisierung der Erfindung;
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11 eine
dritte Schaltung zur kohärenten Messung
von komplexen Spektrallinien;
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1 und 2 zeigen
den Stand der Technik zur Detektion von gepulsten Stimulussignalen.
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In
dem Ausführungsbeispiel
wird der besonders vorteilhafte Fall der Analyse von pulsmodulierten
Signalen als periodisch moduliertes Signal behandelt. Alle Offenbarungen,
die bezüglich
pulsmodulierter Signale ausgeführt
werden, sind nicht beschränkend
und lassen sich auf alle periodisch modulierten Signale übertragen.
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Netzwerkanalysatoren
generieren ein Messsignal, mit dem Schaltungen, Hochfrequenzbauteile und
sonstige zu untersuchende Geräte
analysiert werden. Durch Detektion sowohl des dem DUT (device under
test) zugeführten
Messsignals als auch eines Antwortsignals, z. B. des reflektierten
Messsignals, können
durch deren Vergleich Aussagen über das
zu untersuchende Gerät
(DUT) getroffen werden.
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Dadurch
können
unter anderem die Streuparameter berechnet werden. Um eine möglichst
exakte Analyse gewährleisten
zu können,
muss der Netzwerkanalysator die beiden zu vergleichenden Signale,
d. h. Messsignal und Antwortsignal, möglichst fehlerfrei detektieren.
Da Analysen mit pulsmodulierten Messsignalen dabei von besonderem
Interesse sind, wird im Folgenden ohne Einschränkung der Erfindung hierauf
ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel
beschrieben, welches die Detektion eines pulsmodulierten Signals
zeigt, insbesondere eines mit einem Rechteckspuls erzeugten pulsmodulierten Signals,
wie es z. B. in 1 mit Bezugszeichen 10 dargestellt
ist. Die Ausführung
bezieht sich auf einen Netzwerkanalysator, ist aber nicht beschränkend und kann
auch anderweitig angewandt werden, z. B. in einem Spektrumsanalysator.
Die analysierten Signale sind normalerweise elektrische Signale,
sind aber nicht auf diese beschränkt.
Elektrische Signale werden in Netzwerkanalysatoren oft durch geeignete
Antennen oder sonstige Wandler in Strahlung, z. B. Röntgen- oder
Infrarotstrahlung zur Materialprüfung, oder
sonstige Signale umgewandelt und können so durch dieselben oder
die gleichen Antennen oder Wandler wieder empfangen werden.
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3 zeigt
einen Verfahrensablauf eines Ausführungsbeispiels zur erfindungsgemäßen Analyse
von pulsmodulierten Signalen. In diesem Beispiel wird ein periodisches
Rechteckssignal 42, wie in 4 gezeigt,
auf ein Trägersignal 41 aufmoduliert, z.
B. durch Ein- und Ausschalten der Trägerschwingung an einem Netzwerkanalysator
oder durch eine regelmäßige Unterbrechung
der Trägerschwingung durch
das zu untersuchende Gerät.
Das pulsmodulierte Signal 43 wird im Folgenden exemplarisch
analysiert. Ein erfindungsgemäßer Netzwerkanalysator oder
ein erfindungsgemäßer Signaldetektor
gehen dabei wie folgt vor:
In einem ersten Schritt S 31 wird
die Wiederholfrequenz des pulsmodulierten Signals 43 bestimmt.
Im Falle der Generierung des pulsmodulierten Signals 43 am
Netzwerkanalysator sind die verwendete Pulswiederholfrequenz fPRF und die verwendete Trägerfrequenz fc bekannt.
Wird allerdings ein Messsignal, z. B. eine Sinusschwingung 41,
durch ein zu testendes Gerät
gepulst, d. h. es entsteht ein pulsmoduliertes Signal 43 mit
unbekannter Pulswiederholfrequenz fPRF,
so kann die Pulswiederholfrequenz fPRF durch
einen Suchalgorithmus bestimmt werden. Dies kann z. B. im Frequenzraum,
durch Suchalgorithmen des Stands der Technik zur diskreten und äquidistanten
Spektralliniendetektion erfolgen. Alternativ kann dies auch durch
Suchalgorithmen im Zeitraum z. B. zur Detektion von Signalflanken
realisiert werden. Im Falle des Netzwerkanalysators ist die Trägerfrequenz fc bekannt, da sie zur Generierung des Messsignals verwendet
wird. In anderen Geräten
und Messsituationen kann auch die Trägerfrequenz fc durch
Frequenzerkennungsalgorithmen bestimmt werden.
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Vor
der weiteren Darstellung des Verfahrensablaufs sollen zunächst die
Zusammenhänge
zwischen einem zu vermessenden Signal und den diskreten Spektrallinien
erläutert
werden.
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5 zeigt
qualitativ das absolute Amplitudenspektrum 53 der Fouriertransformierten
des pulsmodulierten Signals 43 wie es beispielhaft in 4 gezeigt
ist. Die Periodizität
des pulsmodulierten Signals 43 ist verantwortlich für die äquidistanten,
diskreten Spektrallinien 51, deren Abstand durch die Pulswiederholfrequenz
fPRF gegeben ist. Die Einhüllende 52 der
Spektrallinien 51 ist der Betrag der Fouriertransformation
des Pulssignals 42, d. h. im Falle des Rechteckpulssignals
eine |sin(x)/x| Funktion. Die Fouriertransformierte 52 des
Pulssignals 42 legt die Amplitude der Spektrallinien 51 fest.
Die Trägerfrequenz
fc legt den Offset des Spektrums auf der
Frequenzachse fest. Das Amplituden und Phasenspektrum zusammen enthalten
theoretisch eine zu dem pulsmodulierten Signal 43 im Zeitraum
redundante Information. Sind die komplexen und diskreten Spektrallinien 51 des
pulsmodulierten Signals 43 bekannt, kann das pulsmodulierte
Signal 43 rekonstruiert werden. An dieser Stelle sei daraufhingewiesen,
dass die Bezugszeichen 51 und 53 aus 5 sich
auf komplexe Spektrallinien 51 und das komplexe Spektrum 53 beziehen,
auch wenn 5 nur einen Teilaspekt des komplexen
Spektrums 53, nämlich
die Amplitude des komplexen Spektrums 53 ohne dessen Phase, zeigt.
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Das
weitere Verfahren wird nun wieder unter Bezugnahme auf 3 erläutert. In
Schritt S 32 werden die Kenntnisse der Periodizität des pulsmodulierten
Signals 43 und der Trägerfrequenz
fc ausgenutzt, um die Frequenzen, bei welchen
die diskreten Spektrallinien 51 des Spektrums 53 auftreten,
wie zuvor beschrieben, zu berechnen.
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Das
kohärente
Messen aller komplexen Spektrallinien 51 oder zumindest
eines großen
Teils davon ist schwierig und aufwendig, da alle Spektrallinien 51 mit
deren Phasenbezügen
gemessen werden müssen.
Deshalb wird das komplexe Spektrum 53 in Schritt S 33 vorzugsweise
in verschiedene Frequenzbänder 61, 62, 63, 64, 65 aufgeteilt,
wie es in 6 dargestellt ist. Die komplexen
Spektrallinien 51 innerhalb je eines Frequenzbands 61, 62, 63, 64, 65 werden,
wie später
beschrieben, kohärent
gemessen. Bei der Aufteilung des Frequenzspektrums ist es notwendig,
dass benachbarte Frequenzbänder,
z. B. 61 und 62, mindestens eine gemeinsame Spektrallinie,
in diesem Fall 66, aufweisen, damit ein Phasenbezug zwischen
den komplexen Spektrallinien 51 aus verschiedenen Frequenzbändern 61, 62, 63, 64, 65 hergestellt
werden kann. In der Theorie ist dies durch eine gemeinsame Spektrallinie 66, 67, 68, 69 möglich. In
der Praxis ist es allerdings ratsam, eine Überlappung von mindestens 3
gemeinsamen Spektrallinien 66, 67, 68, 69 zu
wählen,
um eine Fehlerfortpflanzung durch Messfehler und durch Nulldurchgänge der
Einhüllenden 52 bei
oder in der Nähe
von einzelnen gemeinsamen Spektrallinien zu vermeiden. Je nach Anforderung
kann die Größe der Frequenzbänder 61, 62, 63, 64, 65 und
deren Überlappung
variiert werden. Die kohärente
Messung der komplexen Spektrallinien 51 in den einzelnen
Frequenzbändern
kann sowohl zeitlich versetzt als auch parallel stattfinden. Allerdings
ist auch eine kohärente
Messung des gesamten Spektrums ohne Frequenzbandaufteilung möglich. Im
Folgenden wird nur die kohärente
Messung des gesamten komplexen Spektrums beschrieben, die analog
auf die einzelnen Frequenzspektren übertragen werden kann.
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Die
komplexen Spektrallinien 51 werden in Schritt S 34 an den
in Schritt S 32 berechneten Frequenzen inklusive ihrem Phasenbezug
zueinander, d. h. kohärent,
gemessen. 7 zeigt einen Verfahrensablauf
eines Ausführungsbeispiels.
Das Messverfahren wird anhand eines Ausführungsbeispiels eines kohärenten Spektralliniendetektors
beschrieben, wie er in 8 dargestellt ist. Zuerst wird
ein pulsmoduliertes Signal 80, welches dem Signal 43 entsprechen
kann, in Schritt S 71 mittels eines lokalen Oszillators (LO) 82 und
eines Mischers 81 auf eine Zwischenfrequenz (IF, intermediate
frequency) heruntergemischt. Im Anschluss wird das Zwischenfrequenzsignal
mit einem Tiefpass 83 gefiltert und in Schritt S 72 mit
einem Analog/Digitalwandler 84 digitalisiert. Die Bandbreiten
des sog. Down-Converters 81, 82 und
des Analog/Digitalwandlers 84 werden vorzugsweise so gewählt, dass
das komplette Spektrum 53 bzw. alle entsprechend der zeitlichen
Auflösung
des rekonstruierten pulsmodulierten Signals nötigen Spektrallinien bzw. alle
Spektrallinien eines Frequenzbandes 61, 62, 63, 64, 65 ohne
Verzerrungen und Fehler heruntergemischt und digitalisiert werden.
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In
Schritt S 74 wird das digitalisierte Zwischenfrequenzsignal IF nun
in parallel arbeitende Mischer 85a, 85b, 85c gegeben,
die durch unterschiedliche numerisch kontrollierte Oszillatoren (NCO,
numerically controlled oscillator) 88a, 88b, 88c das
digitalisierte Zwischenfrequenzsignal IF auf die zu messenden Schwingungen
der Spektrallinien 51 mischen. Die spektrallinienspezifisch
gemischten Signale werden durch Digitale Signal Prozess (DSP) Filter 86a, 86b, 86c ebenfalls
spektrallinienspezifisch gefiltert. Die NCOs 88a, 88b, 88c sind
phasenkohärent
und erlauben so in Schritt S 75 eine phasenbezogene Detektion der
Amplituden und Phasen der unterschiedlichen Spektrallinien 51 bzw.
deren Schwingungen in den Detektoren 87a, 87b, 87c.
Alternativ kann die Filterung und Detektion der komplexen Spektrallinien 51 auch
analog realisiert werden.
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Die
NCOs müssen
so eingestellt werden, dass die diskreten Spektrallinien bezüglich der
Zwischenfrequenz und nicht mehr der Trägerfrequenz, wie in 4 und 5 gezeigt,
detektiert werden. Auch bei einer späteren Rücktransformation muss dies
berücksichtigt
werden, falls das pulsmodulierte Signal 43 rekonstruiert
wird und nicht nur das Rechteckssignal 42.
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Hier
wurden aus Platzgründen
nur 3 spektrallinienspezifische Detektoren dargestellt. Die Erfindung
ist dadurch nicht beschränkt
und die Anzahl der kohärenten
spektrallinienspezifischen Detektoren kann den Ansprüchen und
den Messmethoden entsprechend angepasst werden. Alternativ können auch
im Down-Converter 81, 82 bereits mehrere kohärente LOs
zum Einsatz kommen. Die darauffolgenden Signalzüge können dabei dann gegebenenfalls auch
durch einen gemeinsamen festfrequenten NCO detektiert werden. Im
Falle einer nicht-kohärenten Messung
mehrerer, leicht überlappender
Frequenzbänder
mit wenigstens einer gemeinsamen (vorzugsweise drei gemeinsamen)
Spektrallinien 51 können auch
nicht-kohärente
LOs 82 verwendet, wobei wie oben beschrieben der Phasenbezug
zwischen den Frequenzbändern
und damit zwischen den Spektrallinien 51 rechnerisch über die
gemeinsamen Spektrallinien wiederhergestellt werden kann. Für jedes Frequenzband
kann z. B. ein kohärenter
Spektralliniendetektor, wie er in 8 dargestellt
wurde, verwendet werden, der in der Lage ist sämtliche Spektrallinien seines
Frequenzbandes kohärent
zu vermessen.
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Alternativ
kann das pulsmodulierte Signal 90, welches dem pulsmodulierten
Signal 43 entspricht, durch einen Down-Converter 91, 92 auf
eine Zwischenfrequenz heruntergemischt werden, wie in 9 gezeigt.
Das Zwischenrequenzsignal IF wird, analog zu 8, in dem
Tiefpass 93 gefiltert und in dem Analog/Digitalwandler 94 digitalisiert.
Im Gegensatz zu dem Down-Converter 81, 82, dem
Tiefpass 83, dem Analog/Digitalwandler 84 ist
die Schaltung in 9 auf große ZF-Bandbreiten ausgelegt,
um alle zu messenden Spektrallinien 51 in dem digitalisierten Zwischenfrequenzsignal
IF zu erfassen. Anschließend
kann das digitalisierte Zwischenfrequenzsignal IF in Schritt S 73
in einem Rechenkern oder einem Computer analysiert werden und die
einzelnen komplexen Spektrallinien 51 kohärent gemessen
werden. Dies kann sowohl online als auch offline realisiert werden.
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Eine
Offlinerealisierung könnte
so aussehen, dass das digitalisierte Zwischenfrequenzsignal IF mit einer
Fouriertransformation in den Frequenzraum transformiert wird und
die Spektralanteile zwischen den in Schritt S 32 berechneten Frequenzen
auf Null gesetzt werden. Dadurch lässt sich bei einer Rücktransformation
der Spektrallinien in den Zeitraum das Signal zu Rausch Verhältnis (SNR,
signal to noise ratio) deutlich verbesssern. Hierbei kann das als „Leakage”-Effekt
bekannte Problem dadurch umgangen werden, dass die Länge des
analysierten pulsmodulierten Signals 90 als ganzzahlig
Vielfaches der Pulswiederholzeit 1/fPRF gewählt wird,
was aufgrund der bekannten Pulswiederholfrequenz fPRF kein
Problem darstellt.
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In
Schritt S 34 (3) werden die komplexen Spektrallinien 51 des
Spektrums 53 bestimmt. Vorzugsweise werden Amplitude und
Phase aller zu messender Spektrallinien detektiert. Allerdings können auch
andere redundante Messgrößen, wie
Realteil und Imaginärteil
oder wie Amplitudenquadrat und Phase gemessen werden, sofern daraus
die komplexen Spektrallinien phasenbezogen errechnet werden können. Es
ist klar, dass die Spektrallinien nicht exakt diskret sondern immer
nur in sehr schmalen Bandbreiten, von z. B. 1 Hz, gemessen werden
können.
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Um
die Spektrallinien eventuell über
die Frequenzgrenzen des Geräts
hinweg zu erweitern, kann das komplexe Spektrum
53 in Schritt
S 35 extrapoliert werden. Dabei kann man von der Tatsache Gebrauch
machen, dass die Degradation des Pulses durch ein zu untersuchendes
Gerät mittels
dessen Frequenzgang beschrieben werden kann und dass dieser anhand
der Spektrallinien an einzelnen Stützpunkten vorliegt. Der weitere
Frequenzgang und damit auch Amplitude und Phase zusätzlicher
Spektrallinien können
z. B. mit dem Verfahren aus der deutschen Offenlegungsschrift
DE 10 2005 042 793
A1 abgeschätzt
werden.
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Im
Anschluss wird das pulsmodulierte Signal 43, welches detektiert
werden soll, in Schritt S 36 dadurch rekonstruiert, dass die in
Schritt S 34 kohärent gemessenen
und in Schritt S 35 eventuell extrapolierten komplexen Spektrallinien
in den Zeitraum transformiert werden. Dies kann durch einen Reihenansatz,
wie z. B. Fourier-Reihe oder der diskreten inversen Fouriertransformation
realisiert werden.
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Ein
Ausführungsbeispiel
einer alternativen Lösung
der Erfindung ist in 10 gezeigt. Entsprechend der
Schritte S 31 bis S 33 wird in den Schritten S 101 bis S 103 analog
die Wiederholfrequenz fPRF bestimmt, die
Frequenzen der komplexen Spektrallinien 51 des pulsmodulierten
Signals 43 berechnet und eventuell das Frequenzspektrum
in mehrere Frequenzbänder 61, 62, 63, 64, 65 aufgeteilt.
Die Anzahl diskreter komplexer Spektrallinien 51 aus einem
Frequenzband 61, 62, 63, 64, 65 oder
aus dem gesamten Spektrum 53 wird in Schritt S 104 durch
einen Kammfilter 111, gezeigt in 11, gefiltert
bestehend aus der gleichen Anzahl an schmalbandigen Bandpassfiltern,
die mit ihrer Mittenfrequenz auf die Frequenzen der diskreten Spektrallinien 51 des
pulsmodulierten Signals 110 bzw. des Zwischenfrequenzsignals 110 dieses
abgestimmt sind. Die Auswertung des Signals erfolgt aber nicht als
Amplituden- und Phasenwerte, sondern die Ausgangssignale der Bandpassfilter
werden in Schritt S 105 im Zeitbereich direkt durch den Addierer 112 additiv überlagert.
Dabei ist erfindungsgemäß zu beachten,
dass die einzelnen Spektralkomponenten ihre Frequenzabstände beibehalten,
die durch die Pulswiederholfrequenz vorgegeben sind. Diese Spektralkomponenten
können
auch systemfehlerkorrigiert werden, wobei auf Grund der Bandbreite
des modulierten Signals es sich anbietet die einzelnen Spektralkomponenten
individuell zu korrigieren. Der Kammfilter 111 kann sowohl analog
als auch digital realisiert sein. In den Filterfunktionen können entsprechende
Verzögerungen bzw.
Amplitudenverstärkungen/Amplitudenabschwächungen
vorgesehen sein, welche unerwünschte
Eigenschaften des davor liegenden Signalpfades korrigieren, z. B.
Amplitudengang oder Phasengang. Die Laufzeiten der einzelnen Bandpässe sind
entsprechend zu wählen.
Je nach dem ob man die Anordnung mit dem pulsmodulierten Signal 110 oder
dem Zwischenfrequenzsignal 110 speist, wird ein bereinigtes
pulsmoduliertes Signal oder die Einhüllende desselben ausgegeben.
Wenn das pulsmodulierte Signal vorher heruntergemischt wurde, ist
das Verfahren naturgemäß auf die
Bandbreite des davor liegenden Down-Converters begrenzt. Davon unabhängig kann
aber mit dem Verfahren eine erhebliche Verbesserung der Dynamik
erzielt werden.
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Wie
bereits anfangs geschrieben, können die
mit einer hohen Dynamik bei gleichzeitig hoher zeitlicher Auflösung detektierten
pulsmodulierten Signale in einem Netzwerkanalysator miteinander
verglichen werden, um zum Beispiel durch Verhältnisbildung die Streuparameter
zu berechnen.
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Die
Erfindung ist nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt. Vielmehr
sind einzelne Merkmale der Ausführungsbeispiele
auch vorteilhaft miteinander kombinierbar.