DE69737354T2 - Verfahren zur störungsunterdrückung in einem fmcw-radar - Google Patents

Verfahren zur störungsunterdrückung in einem fmcw-radar Download PDF

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Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Eliminieren von Störungen kurzer Dauer, wie zum Beispiel Impulse, in einer Radareinheit vom Typ FMCW mit linearer Frequenzabtastung, wobei die übertragenen und empfangenen Signale kombiniert werden zur Bildung eines Nutzsignals in der Form eines Differenzssignals, dem Schwebungssignal, mit einer Welle für jedes Ziel, wobei die Frequenz, Amplitude und Phase der Welle die Information über das Ziel enthalten und wobei das Schwebungssignal gesampelt und einer Fourier-Transformation unterzogen wird. Das Verfahren kann in dem Gebiet des Mobilradars angewendet werden, aber es kann auch für andere FMCW-Radaranwendungen Verwendung finden, z.B. wenn niedrige Signalpegel gefordert werden.
  • Das Prinzip des linearen FMCW-Radars ist gut bekannt, vgl. zum Beispiel Skolnik, Introduction to Radar Systems, 2. Aufl., McGraw-Hill 1980, Kapitel 3. Technische Weiterentwicklungen haben in den letzten Jahren zu einer vermehrten Anwendung von FMCW-Radareinheiten geführt, die hier nicht weiter betrachtet werden sollen. Eine lineare FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave)-Radareinheit funktioniert im Prinzip wie folgt.
  • Eine Frequenzabtastung steuert einen Oszillator mit einer veränderbaren Frequenz deran, dass die übertragene Frequenz periodisch variiert. Jede Periode hat im Prinzip drei Teile, nämlich eine konstante Basisfrequenz, ein lineares Frequenzdurchlauf und eine schnelle Rückkehr zur Basisfrequenz. Der lineare Frequenzdurchlauf ist der Zeitraum, in welchem die Radareinheit "nutzbringende Arbeit leistet" und stellt häufig 70–80 % der Gesamtzeit dar (Nutzfaktor 0,7–0,8).
  • Um die nachstehenden Überlegungen zu vereinfachen, sind die Radareinheit und ihr Ziel ortsfest. Im Fall von beweglichen Zielen oder beweglichen Radareinheiten kommt auch der Doppler-Effekt ins Spiel. Für die meisten vorhandenen FMCW-Systeme bedeutet jedoch der Doppler-Effekt nur eine geringfügige Korrektur der folgenden Ausführungen.
  • Die Ausbreitungszeit von der Radareinheit zu einem Ziel und wieder zurück beträgt typischerweise einige Mikrosekunden. Ein von einem Target kommendes Empfangssignal hat deshalb die Frequenz, die eine gewisse Zeit vorher ausgesendet worden ist. Da ein Frequenzdurchlauf stattfindet, ist dies nicht dieselbe Frequenz, die momentan ausgesendet wird. Die Empfangsfrequenz hat ebenfalls einen linearen Frequenzdurchlauf. Da der empfangene Frequenzdurchlauf und der ausgesendete Frequenzdurchlauf zueinander parallel sind mit einem Zeitversatz, der gleich der Ausbreitungszeit ist, wird für ein ortsfestes Ziel die Frequenzdifferenz zwischen dem ausgesendeten und empfangenen Signal konstant sein. Diese konstante Frequenzdifferenz ist gegeben durch das Produkt zwischen der Ausbreitungszeit zu dem Ziel und dem Gradienten des Frequenzdurchlaufs, ausgedrückt als Frequenz pro Zeiteinheit.
  • Die Signalverarbeitung in einer linearen FMCW-Radareinheit besteht hauptsächlich daraus, dass das ausgesendete und das empfangene Signal kombiniert werden, sodass das Differenzsignal (das Schwebungssignal) erzeugt wird. Dieses Signal ist die Summe einer Anzahl von Sinuswellen, wobei jede Sinuswelle ein Radarziel repräsentiert. Die Sinuswellen haben unterschiedliche Frequenzen, Amplituden und Phasenpositionen entsprechend dem Prinzip, dass eine große Amplitude einem großen Ziel entspricht und hohe Frequenz einem weit entfernten Ziel entspricht. Der Doppler-Effekt (aufgrund der relativen Geschwindigkeit) beeinflusst hauptsächlich die Phasenpositionen.
  • Um zu bestimmen, was für Ziele beobachtet werden, und deren Größen und Relativgeschwindigkeiten, wird das Differenzsignal Frequenz-analysiert. Die Frequenzanalyse wird am besten digital durchgeführt dadurch, dass das Differenzsignal durch ein Anti-Alias-Filter geleitet und mit einer konstanten Samplinggeschwindigkeit gesampelt wird, wonach das gesampelte Signal mit einee Fensterfunktion multipliziert wird, um die Amplitude des Signals am Beginn und am Ende der Samplingperiode zu reduzieren, und zu einem Signalprozessor geleitet wird, der eine diskrete Fourier-Transformation DFT durchführt, üblicherweise mit einem schnellen Algorithmus, was als FFT, Fast Fourier-Transformation, bekannt ist. Die Fourier-Transformation ist im Allgemeinen komplex, hat jedoch für ein reales Zeitsignal (Differenzsignal) ein gewisses Ausmaß von Synmetrie. Um FFT-Algorithmen anwenden zu können, wird die Anzahl der Samples üblicherweise so gewählt, dass sie eine Potenz von Zwei ist (256, 512, 1024, ...). 256 Samples ergeben 256 FFT-Koeffizienten, aber wenn das Signal real ist, bedeutet die Symmetrie, dass von diesen 256 Werten nur 128 (genau 129) unabhängig sind.
  • Durch Fourier-Transformation, zum Beispiel FFT, wird das Signal in eine Anzahl von diskreten Frequenzkomponenten, Sinuswellen, aufgeteilt. Jede Frequenz entspricht, wie erwähnt, der Entfernung. Der Betrag eines komplexen FFT-Koeffizienten ist ein Maß der Radarzielfläche (die empfangene Leistung) des Ziels in dem entsprechenden Frequenzfenster (Entfernungsfenster). Die FFT führt eine sogenannte kohärente Integration des Zielsignals durch, was vorteilhaft ist. Die anschließende Signalverarbeitung in dem System wird digital auf der Basis der berechneten FFT-Koeffizienten durchgeführt.
  • Es kann gezeigt werden, dass die Nennbreite eines Entfernungsfensters umgekehrt proportional zu der Frequenzänderung des linearen FMCW-Durchlaufs während des Samplingperiode ist. Für eine Entfernungsauflösung von 1 m wird eine Frequenzänderung von 150 MHz benötigt. Um die Entfernungsauflösung zu ändern, kann zum Beispiel der Gradient des Frequenzdurchlaufs geändert werden, während dieselbe konstante Samplingzeit beibehalten wird.
  • Die Samplinggeschwindigkeit begrenzt die Frequenzen des Schwebungssignals, die untersucht werden können, und damit den gesamten beobachteten Entfernungsbereich. Die Breite dieses "nutzbaren Bandes", das parallel zu dem linearen FMCW-Durchlauf liegt, beträgt oft weniger als 1 MHz.
  • Eine lineare FMCW-Radareinheit kann Störungen unterliegen, wenn sie andere Signale als ihre eigenen ausgesendeten und von verschiedenen Zielen reflektierten Signale empfängt. Die Radareinheit kann auch Störungen von anderen Radareinheiten unterliegen, einschließlich Impulsradareinheiten, Impuls-Kompressionsradareinheiten und andere FMCW-Radareinheiten. Störungen von kurzer Dauer treten zum Beispiel auf, wenn der lineare Durchlauf in der FMCW-Radareinheit einer Störung von Basisfrequenzen oder Rückkehrfrequenzen von einer anderen FMCW-Radareinheit unterliegt.
  • Eine Störung von kurzer Dauer (ein Impuls) während der Samplingperiode hat eine kurze Ausdehnung in der Zeitdimension und ist sehr breitbandig in der Frequenzdimension. Eine kurze aber starke Störung beeinflusst nur wenige Samples des Schwebungssignals, kann aber viele Frequenzfenster in der Fourier-Transformation total maskieren. Der "Rauschpegel" in der Fourier-Transformation kann vergrößert erscheinen, sodass kleine Ziele durch die Störung maskiert werden können.
  • Eine bekannte Methode zur Unterdrückung von Störungen von kurzer Dauer besteht darin, die Störung in der Zeitdimension dadurch zu eliminieren, dass ein niedriger Wert, z.B. 0, während der Zeit, in der die Störung detektiert wird, eingesetzt wird ("Clipping"). Ein Clipping auf 0 kann als solches die Störung aus dem Zeitsignal eliminieren, führt aber stattdessen eine Störung in der komplexen FFT ein, da das nutzbare Signal ebenfalls beeinflusst wird. Unter anderem werden Ziele mit starkem Kontrast verbreitert (siehe erhalten Seitenstrahlen). Die Störungen in der FFT können mittels verschiedener Kompromisse bei der Durchführung des Clipping modifiziert, aber niemals eliminiert werden.
  • Ein anderes Verfahren ist in unserer gleichzeitig mit der vorliegenden eingereichten Patentanmeldung EP 97 909 817.5 beschrieben. Gemäß dieser Methode wird eine Störung in dem Schwebungssignal in der Zeitdimension detektiert und eliminiert, und das Schwebungssignal wird während der Zeitdauer mit Störung rekonstruiert durch Vorhersage auf der Basis von störungsfreien Samples.
  • Ein Vorgehen zum Eliminieren von Störungen in Verbindung mit FMCW-Radars, wie in der Präambel von Anspruch 1 beansprucht, ist im Wesentlichen aus GB 2 218 293 bekannt. Gemäß dieser Patentschrift wird vorgeschlagen, Störungen durch Clipping (Ausschneiden) oder Blanking (Austasten) zu eliminieren. Die Eliminierung wird durchgeführt in einer Verstärkerstufe in der Zeitdimension vor einer Analog-Digital-Umwandlung und nachfolgenden Fourier-Transformation in die Zeitdimension.
  • US 4 743 910 offenbart eine Radarvorrichtung zum Eliminieren von Signalwirrwarr, um fliegende Objekte klarer zu sehen. Eine Standardmethode dabei besteht in einer Radar-Doppler-Anwendung unter Verwendung von Frequenzfiltern bei der Dopplermethode. Die Vorrichtung ist mit einem analogen Kerbfilter vor der Fourier-Transformation versehen.
  • Eine Signalunterdrückungsvorrichtung zur Verwendung z.B. in einem Radar zur Eliminierung von Singalwirrwarr ist in US 5 304 940 offenbart. Der vorgeschlagene Radartyp ist ein Impulsradar. Um Signalwirrwarr aus den Empfangssignalen zu eliminieren, wird ein Kammfilter vom FIR-Typ verwendet.
  • Zweck der Erfindung ist es, ein Verfahren zum Eliminieren von Störungen kurzer Dauer anzubieten, welches in der Frequenzdimension anstatt in der Zeitdimension arbeitet. Das Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass der Beitrag der Störungen kurzer Dauer zu dem Fourier-transformierten Signal in der Frequenzdimension aus dem Fouriertransformierten Signal herausgefiltert wird mittels eines FIR-Filters mit komplexen Koeffizienten, und zwar nach der Fourier-Transformation des gesampelten Schwebungssignals.
  • Das Verfahren hat den Vorteil, dass keine zusätzliche Signalverarbeitung zwischen dem Sampeln und der Fourier-Transformation, zum Beispiel in der Form von DFT oder FFT, nötig ist. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass das Verfahren nur zu einer sehr geringen Aufweitung von starken Kontrasten in dem Fourier-transformierten Signal führt.
  • Das Verfahren ist auch sehr schnell und sehr einfach in einem Signalprozessor zu implementieren.
  • Gemäß einem geeigneten Verfahren wird mindestens ein Faktor pro kurzzeitiger Störung in das FIR-Filter eingeführt. Um jedoch reale Koeffizienten zu erhalten, kann gemäß einem anderen geeigneten Verfahren pro kurzzeitiger Störung mindestens ein weiterer Faktor eingeführt werden.
  • Das Detektieren von kurzzeitiger Störung kann entweder in der Zeitdimension oder in der Frequenzdimension stattfinden. Wenn das Detektieren von kurzzeitiger Störung in der Zeitdimension erfolgt, werden gemäß einem weiteren geeigneten Verfahren die Filterkoeffizienten des FIR-Filters in jedem Faktor aus der Position der Störung in der Zeitdimension berechnet. Gemäß einem weiteren geeigneten Verfahren, bei dem das Detektieren von kurzzeitiger Störung in der Frequenzdimension erfolgt, werden die Filterkoeffizienten des Filters adaptiv aus dem Fourier-transformierten Signal bestimmt.
  • Das erfindungsgemäße Verfahren wird im Folgenden detaillierter beschrieben unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen.
  • 1 zeigt schematisch das Funktionsprinzip einer linearen FMCW-Radareinheit.
  • 2 zeigt Beispiele von geeigneten Frequenzdurchläufen in einem Zeit-Frequenz-Diagramm.
  • 3 zeigt ein Beispiel eines simulierten FMCW-Schwebungssignals.
  • 4 zeigt die FFT für das Schwebungssignal von 3.
  • 5 zeigt das Schwebungssignal von 3 mit einem hinzugefügten kurzen Impuls.
  • 6 zeigt die FFT für das Schwebungssignal mit der Störung gemäß 5.
  • 7 zeigt die FFT mit Störung gemäß 6 nach Filterung durch ein FIR-Filter.
  • Die in 1 gezeigte Radareinheit umfasst einen Sender [1] und einen Empfänger [2]. Eine Antenne [3] ist mit dem Sender und dem Empfänger über einen Zirkulator [4] verbunden. In dem Sender befindet sich eine Oszillatorsteuervorrichtung [5], die mit einem Oszillator [6] mit veränderbarer Frequenz verbunden ist. Der Frequenzdurchlauf von der Oszillatorsteuervorrichtung [5] steuert den Oszillator [6] derart, dass ein Signal mit periodisch veränderlicher Frequenz erzeugt wird, welches über einen Richtungskoppler [7] und den Zirkulator [4] von der Antenne [3] ausgesendet wird. Die Periode des Frequenzdurchlaufs, siehe 2, hat im Prinzip drei Teile in Form einer konstanten Basisfrequenz [30], eines linearen Frequenzdurchlaufs [31] und einer schnellen Rückkehr [32] zur Basisfrequenz. Der Oszillator [6] kann im Gigahertz-Bereich arbeiten, z.B. 77 GHz. Das von der Antenne [3] empfangene reflektierte Signal wird über den Zirkulator einem Mischer [8] zugeführt, in welchem das reflektierte Signal mit dem ausgesendeten Signal kombiniert wird. Nach Verstärkung im Verstärker [9] und Filterung im Filter [10] wird ein Differenzsignal oder Schwebungssignal erhalten, welches als Basis dient für die nachfolgende Signalverarbeitung zum Detektieren und Eliminieren von Störungen und die Synthese des störungsfreien nutzbaren Signals in einem Prozessorblock [11], der auch einen sogenannten FFT-Prozessor [11'] enthalten kann.
  • Im Folgenden wird zuerst die Charakterisierung der Fourier-Transformation (DFT oder FFT) für einen Impuls diskutiert.
  • Eine gegebene Folge von Sampeln wird mit x(0), ..., x(N – 1) bezeichnet. Die Definition von DFT ist: X(n) = Σx(k)·exp(-2·π·i·n·k/N), wobei i die komplexe Einheit ist. Die DFT ist eine lineare Funktion des Eingangssignals. Für einen Impuls, der für das Sample k = K die Größe A hat und ansonsten 0 ist, wird die DFT erhalten gemäß: X(n) = A·exp(-2·π·i·n·K/N) = A·(exp(-2·π·i·K/N))n oder anders ausgedrückt: X(0) = A X(n + 1) = X(n)·exp(-2·π·i·K/N)
  • Jeder (komplexe) Wert in der DFT für einen Impuls beim Sample K wird somit aus dem vorhergehenden Wert durch Multiplikation mit einer komplexen Zahl (mit dem Absolutbetrag 1) erhalten, die aus der Position des Impulses in der Zeitfolge berechnet werden kann. Die DFT (FFT) des Impulses hat somit einen konstanten Betrag mit linearer Phase.
  • Im Folgenden wird ein Filter für die Eliminierung eines Impulses diskutiert.
  • Es sei angenommen, dass in einem gesampelten Signal mit N Sampeln ein Impuls beim Zeitsample K detektiert wurde. Was in der vorherigen Diskussion betreffend die Charakterisierung der Fourier-Transformation festgestellt wurde, kann dann wie folgt ausgedrückt werden.
  • Wenn X(n) die DFT für einen Impuls beim Sample K in einem Zeitsignal der Länge N ist, dann gilt: X(n + 1) - X(n)·exp(-2·π·i·K/N) = 0oder: das FIR-Filter mit (komplexen) Koeffizienten [1 -exp(-2·Π·i·K/N)] eliminiert den Impuls von der DFT (FFT) mit Störung.
  • Der Effekt der Störung in der Form eines Impulses wird im folgenden unter Bezugnahme auf die 3 bis 7 diskutiert.
  • 3 zeigt ein Beispiel eines simulierten FMCW-Zeitsignals oder Schwebungssignals [33], das an 1024 Stellen gesampelt wurde. 4 zeigt die entsprechende FFT [34] des Signals unter Verwendung von Hamming-Fenstern. In 5 wurde eine Störung in der Form eines Impulses [35] zu dem Schwebungssignal [33] nahe dem Sample 300 hinzugefügt. 6 zeigt, wie der hinzugefügte Impuls die FFT beeinflusst. Ein Vergleich mit 4 zeigt, dass nahezu die gesamte Information in der FFT durch den Impuls überschwemmt wurde. Nur das stärkste Ziel [36] ist noch sichtbar, und zwar mit reduziertem Kontrast.
  • In dem obigen Beispiel 2·Π·K/N = 2·Π·300/1024 = 1.841. Der Impuls [35] sollte somit für diesen speziellen Fall durch das FIR-Filter [1 -exp(-i·1.841)]weggefiltert werden. 7 zeigt die FFTs mit Störung in 6 nach Filterung mit diesem Filter. Durch Vergleich zwischen 4 und 7 sieht man, dass das Filter eine sehr gute Rekonstruktion der FFT des Schwebungssignals erzielt. Ein Unterschied besteht darin, dass scharfe Umrisse in einer Anzahl von Samples verbreitert wurden, und zwar genauer um die Länge des Filters minus Eins, d. h. in diesem Fall ein Sample. Dieser Unterschied in der Impulsaufweitung ist wesentlich geringer als der Effekt, der von üblichen Methoden zur Eliminierung von Impulsen verursacht wird.
  • Im Folgenden wird die Erweiterung auf mehrere Impulse diskutiert.
  • Wenn mehrere Impulse detektiert werden, wird ein Filter verwendet, das erhalten wurde durch polynomiale Multiplikation einer Anzahl von Faktoren, je einer für jeden Impuls.
  • In dem obigen Beispiel wird eine Störung beim Sample 300 eliminiert durch ein Filter mit dem Koeffizienten [1 a300], wobei a300 = -exp(-i·2·Π·300/1024). In gleicher Weise wird eine Störung nahe dem Sample 800 durch ein Filter mit dem Koeffizienten [1 a800] eliminiert. Die Störung an beiden Samples 300 und 800 wird durch ein Filter eliminiert, dessen Koeffizienten erhalten werden durch die Kombination der beiden kleinen Filter. Die Kombination kann als Polynomial-Multiplikation durchgeführt werden, wenn die Filter mit dem Verschiebungsoperator q oder dem z-Operator geschrieben werden: [1 = a300·z-1]·[1 + a800·z-1) = [1 + (a300 + a800)·z-1 + a300·a800·z-2
  • Das Filter in dem Beispiel ist von Zweiter Ordnung. Im generellen Fall hat das Filter die gleiche Ordnung wie die Anzahl der Impulse. Die Breite von starken Kontrasten in der rekonstruierten FFT umfasst die gleiche Anzahl von Sampeln wie die Anzahl der Impulse beträgt.
  • Die komplexen Koeffizienten in dem Filter können real gemacht werden durch Multiplizieren mit einem komplex-konjugierten Faktor: [1 + a·z-1]·[1 + conj(a)·z-1] =[1 + 2·Re(a)·z-1 + z-2]da die komplexe Zahl a den Absolutbetrag 1 hat. Substituiere jeden Faktor Erster Ordnung mit komplexen Koeffizienten durch einen Faktor Zweiter Ordnung mit realen Koeffizienten.
  • Das sich ergebende reale Filter wird die Zahlenfolge A·exp(-2·p·i·K/N)n, n = 0,1, ..., auf Null reduzieren. Das Filter reduziert reale und imaginäre Teile individuell auf Null. Man erkennt, dass dies äquivalent zu den bekannten trigonometrischen Identitäten ist (der Funktionsname f kann als Sinus oder Cosinus interpretiert werden): f(α + θ) + t(α - θ) = 2·cos(θ)·f(α)
  • Der Schritt zu einem realen Filter höherer Ordnung hat im Allgemeinen keine positiven Effekte, trägt aber unter anderem zu einer vermehrten Aufweitung der Kontraste in der FFT bei.
  • Vorstehend war angenommen worden, dass die Impulse im Zeitsignal (der Zeitdimension) detektiert werden, aber in der Fourier-Dimension aus den komplexen FFTs mit Störung eliminiert werden. Es ist jedoch durchaus möglich, Störungen in den komplexen FFTs zu detektieren. Wenn man nach einem Impuls sucht, kann man durch adaptive Methoden die Koeffizienten a in dem Filter [1 + a·z-1] bestimmen, die den Effekt in der FFT am wirksamsten reduzieren. Dies ist ein Standardproblem bei der adaptiven Signalbehandlung, siehe Haykin, Adaptive Filter Theory, 3. Aufl., Prentice-Hall 1996. Die Koeffizienten können bestimmt werden mit den üblichen Algorithmen, z.B. LMS, standardisiertes LMS, RLS, usw., die mit komplexen Koeffizienten arbeiten können.
  • Auf entsprechende Weise können Filter für mehrere Impulse bestimmt werden. Es ist wichtig, dass das Filter von ausreichender Ordnung ist. Die Ordnung des Filters sollte mindestens der Anzahl der erwarteten Impulse entsprechen.

Claims (5)

  1. Verfahren zum Eliminieren von Störungen kurzer Dauer, wie zum Beispiel Impulse, in einer Radareinheit vom Typ FMCW mit linearer Frequenzabtastung, wobei die übertragenen und empfangenen Signale kombiniert werden zur Bildung eines Nutzsignals in der Form eines Differenzsignals, dem Schwebungssignal, mit einer Welle für jedes Ziel, wobei die Frequenz, Amplitude und Phase der Welle die Information über das Ziel enthalten und wobei das Schwebungssignal gesampelt und einer Fourier-Transformation unterzogen wird, dadurch gekennzeichnet, dass nach der Fourier-Transformation des gesampelten Schwebungssignals der Beitrag der kurzzeitigen Störungen zu der Fourier-Transformation aus der Fourier-Transformation in der Frequenzdomäne durch ein FIR Filter mit komplexen Koeffizienten herausgefiltert wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Koeffizient pro kurzzeitige Störung in das FIR Filter eingeführt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein zusätzlicher Koeffizient pro kurzzeitiger Störung in das FIR Filter eingeführt wird, um reale Koeffizienten zu erhalten.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 oder 3, bei dem das Detektieren von kurzzeitigen Störungen in der Zeitdomäne erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterkoeffizienten des FIR Filters anhand der Position der Störung in der Zeitdomäne berechnet werden.
  5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Detektieren von kurzzeitigen Störungen in der Frequenzdomäne erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterkoeffizienten des FIR Filters adaptiv aus der Fourier-Transformation bestimmt werden.
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Families Citing this family (72)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3622565B2 (ja) * 1999-03-31 2005-02-23 株式会社デンソー レーダ装置
DE19925216C1 (de) * 1999-06-01 2001-01-04 Siemens Ag Verfahren zur störsignalfreien Auswertung von Radarsignalen
JP4111667B2 (ja) * 2000-09-26 2008-07-02 富士通テン株式会社 Ｆｍ−ｃｗレーダ装置
CN100590451C (zh) * 2004-05-11 2010-02-17 株式会社村田制作所 雷达系统
US7474257B2 (en) * 2004-11-08 2009-01-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Multistatic adaptive pulse compression method and system
US7403153B2 (en) * 2004-12-15 2008-07-22 Valeo Raytheon Systems, Inc. System and method for reducing a radar interference signal
WO2006123500A1 (ja) * 2005-05-16 2006-11-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. レーダ
JP4825574B2 (ja) * 2005-05-18 2011-11-30 株式会社東芝 レーダ装置
JP4293194B2 (ja) * 2005-09-02 2009-07-08 財団法人雑賀技術研究所 距離測定装置、及び距離測定方法
US7590209B2 (en) 2005-12-30 2009-09-15 L3 Communications Integrated Systems L.P. Method and computer program for identifying a transition in a phase-shift keying or frequency-shift keying signal
US8059026B1 (en) * 2006-03-01 2011-11-15 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Interference avoiding transform domain radar
DE102006024460B4 (de) 2006-05-24 2016-08-04 Infineon Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren zur Durchführung eines Tests
DE102006024458B4 (de) 2006-05-24 2016-04-14 Infineon Technologies Ag Integrierte Mehrfachmischer-Schaltung
DE102006024457B4 (de) 2006-05-24 2014-06-05 Infineon Technologies Ag Integrierte Schaltung zum Senden und/oder Empfangen von Signalen
JP4492628B2 (ja) * 2007-03-20 2010-06-30 株式会社デンソー 干渉判定方法，ｆｍｃｗレーダ
US7612707B2 (en) 2007-09-28 2009-11-03 Banner Engineering Corporation Configurable radar sensor
JP2010014488A (ja) * 2008-07-02 2010-01-21 Fujitsu Ltd Ｆｍｃｗレーダ装置用信号処理装置、ｆｍｃｗレーダ装置用信号処理方法、ｆｍｃｗレーダ装置
JP5110531B2 (ja) * 2008-07-24 2012-12-26 日本無線株式会社 Ｆｍ−ｃｗレーダ装置
US7791528B2 (en) * 2008-11-24 2010-09-07 Autoliv Asp, Inc. Method and apparatus for radar signal processing
US7982666B2 (en) * 2009-03-10 2011-07-19 Lockheed Martin Corporation System and method for increasing spectral resolution
US7773029B1 (en) * 2009-03-10 2010-08-10 Lockheed Martin Corporation System and method for filtering clutter
CN102121991B (zh) * 2010-01-08 2013-01-23 郑州威科姆科技股份有限公司 基于北斗一代卫星信号接收的干扰抑制方法及装置
KR101135982B1 (ko) * 2010-04-14 2012-04-17 국방과학연구소 주파수 변조 연속파 레이다에서 간섭 제거를 위한 시스템 간 동기화 방법
EP2391022B1 (de) 2010-05-27 2012-10-24 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Klassifizierung von Störungen
EP2390679B1 (de) 2010-05-27 2012-10-03 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Automobilradar mit Funkfrequenzstörungsvermeidung
KR101759975B1 (ko) * 2011-01-03 2017-07-24 팅크웨어(주) 전자 기기 및 전자 기기의 차선 이탈 경보 방법
EP2492709A1 (de) * 2011-02-25 2012-08-29 Nederlandse Organisatie voor toegepast -natuurwetenschappelijk onderzoek TNO FMCW-Radarsystem
NO335171B1 (no) * 2011-10-07 2014-10-13 3D Radar As Adaptiv interferensundertrykkelse for georadar
WO2013118121A1 (en) * 2012-02-11 2013-08-15 Ilan Saul Barak A microwave contactless heart rate sensor
DE102012021212A1 (de) 2012-10-27 2014-04-30 Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh Verfahren zur Detektion einer Interferenz in einem Empfangssignal eines Radarsensors, Fahrerassistenzeinrichtung und Kraftfahrzeug
DE102012021240A1 (de) 2012-10-27 2014-04-30 Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh Verfahren zum Unterdrücken einer Interferenz in einem Empfangssignal einesRadarsensors eines Kraftfahrzeugs und entsprechende Fahrerassistenzeinrichtung
DE102012021239A1 (de) 2012-10-27 2014-04-30 Valeo Schalter Und Sensoren Gmbh Verfahren zur Detektion einer Interferenz in einem Empfangssignal eines Radarsensors, Fahrassistenzeinrichtung und Kraftfahrzeug
US9671488B2 (en) * 2013-03-12 2017-06-06 Rosemount Tank Radar Ab Radar level gauge with signal division
KR101465370B1 (ko) * 2013-12-09 2014-11-26 한국항공우주연구원 위상누적다항식을 이용하여 양방향 첩신호를 생성하는 장치 및 방법
DE102014114110A1 (de) * 2014-09-29 2016-03-31 Hella Kgaa Hueck & Co. Radarsensor
US9952312B2 (en) 2015-07-06 2018-04-24 Navico Holding As Radar interference mitigation
EP3173812B1 (de) 2015-11-24 2021-01-06 Veoneer Sweden AB Kraftfahrzeug-radarsystem zur verringerung von interferenzen
JP6678022B2 (ja) * 2015-12-11 2020-04-08 古野電気株式会社 探知装置、水中探知装置、及びレーダ装置
US9689967B1 (en) 2016-04-07 2017-06-27 Uhnder, Inc. Adaptive transmission and interference cancellation for MIMO radar
US9846228B2 (en) 2016-04-07 2017-12-19 Uhnder, Inc. Software defined automotive radar systems
US10261179B2 (en) 2016-04-07 2019-04-16 Uhnder, Inc. Software defined automotive radar
US11002829B2 (en) * 2016-04-15 2021-05-11 Mediatek Inc. Radar interference mitigation method and apparatus
US9954955B2 (en) 2016-04-25 2018-04-24 Uhnder, Inc. Vehicle radar system with a shared radar and communication system
US9945935B2 (en) 2016-04-25 2018-04-17 Uhnder, Inc. Digital frequency modulated continuous wave radar using handcrafted constant envelope modulation
US9772397B1 (en) 2016-04-25 2017-09-26 Uhnder, Inc. PMCW-PMCW interference mitigation
WO2017187243A1 (en) 2016-04-25 2017-11-02 Uhnder, Inc. Vehicular radar sensing system utilizing high rate true random number generator
US9806914B1 (en) 2016-04-25 2017-10-31 Uhnder, Inc. Successive signal interference mitigation
US9791551B1 (en) 2016-04-25 2017-10-17 Uhnder, Inc. Vehicular radar system with self-interference cancellation
US9791564B1 (en) * 2016-04-25 2017-10-17 Uhnder, Inc. Adaptive filtering for FMCW interference mitigation in PMCW radar systems
US9599702B1 (en) 2016-04-25 2017-03-21 Uhnder, Inc. On-demand multi-scan micro doppler for vehicle
US10573959B2 (en) 2016-04-25 2020-02-25 Uhnder, Inc. Vehicle radar system using shaped antenna patterns
US9753121B1 (en) 2016-06-20 2017-09-05 Uhnder, Inc. Power control for improved near-far performance of radar systems
US10353062B2 (en) * 2016-07-13 2019-07-16 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for narrowband ranging systems using reference signal interpolation
WO2018051288A1 (en) 2016-09-16 2018-03-22 Uhnder, Inc. Virtual radar configuration for 2d array
US11588567B2 (en) * 2016-12-02 2023-02-21 Texas Instruments Incorporated Synchronizing vehicle devices over a controller area network
US11454697B2 (en) 2017-02-10 2022-09-27 Uhnder, Inc. Increasing performance of a receive pipeline of a radar with memory optimization
WO2018146632A1 (en) 2017-02-10 2018-08-16 Uhnder, Inc. Radar data buffering
US10908272B2 (en) 2017-02-10 2021-02-02 Uhnder, Inc. Reduced complexity FFT-based correlation for automotive radar
KR102401188B1 (ko) 2017-08-28 2022-05-24 삼성전자주식회사 차량의 레이더를 이용한 오브젝트 검출 방법 및 장치
IL255982A (en) * 2017-11-29 2018-01-31 Arbe Robotics Ltd Detection, mitigation and prevention of mutual interference between fixed water radars in vehicles
US11105890B2 (en) 2017-12-14 2021-08-31 Uhnder, Inc. Frequency modulated signal cancellation in variable power mode for radar applications
US10718860B2 (en) * 2018-01-11 2020-07-21 Infineon Technologies Ag System and method to improve range accuracy in FMCW radar using FSK modulated chirps
DE102018108648B4 (de) * 2018-04-11 2021-11-11 Infineon Technologies Ag Fmcw radar mit störsignalunterdrückung
IL259190A (en) * 2018-05-07 2018-06-28 Arbe Robotics Ltd System and method for frequency hopping MIMO FMCW imaging radar
WO2020041891A1 (en) * 2018-08-30 2020-03-05 Atomic Energy Of Canada Limited / Énergie Atomique Du Canada Limitée Continuous wave ultrasound or acoustic non-destructive testing
EP3637127A1 (de) * 2018-10-12 2020-04-15 Axis AB Verfahren, vorrichtung und system zur interferenzreduktion in einer frequenzmodulierten dauerstrichradareinheit
US11474225B2 (en) 2018-11-09 2022-10-18 Uhnder, Inc. Pulse digital mimo radar system
WO2020183392A1 (en) 2019-03-12 2020-09-17 Uhnder, Inc. Method and apparatus for mitigation of low frequency noise in radar systems
EP3770628A1 (de) * 2019-07-24 2021-01-27 Veoneer Sweden AB Verfahren zur radarinterferenzabschwächung
EP3822663B1 (de) 2019-11-15 2022-02-23 Axis AB Verfahren, computerprogrammprodukt, vorrichtung und frequenzmoduliertes dauerstrichradarsystem
WO2021144711A2 (en) 2020-01-13 2021-07-22 Uhnder, Inc. Method and system for intefrence management for digital radars
EP4155756A1 (de) * 2021-09-27 2023-03-29 Infineon Technologies AG Fmcw-radar

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US36095A (en) * 1862-08-05 Improvement in funnel pleasures
FR2380557A1 (fr) 1977-02-09 1978-09-08 Int Standard Electric Corp Systeme de guidage a pseudo-bruit avec rejet des fuites d'emetteur
DE3116612A1 (de) * 1981-04-27 1982-11-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Puls-doppler-radarempfaenger mit einer schaltung zur wiederherstellung des ungestoerten signalverlaufs
US4692766A (en) * 1985-09-25 1987-09-08 Rolfs John C Linearizer frequency discriminator for frequency modulated radar transmitters
FR2600778B1 (fr) * 1986-06-27 1988-09-02 Trt Telecom Radio Electr Dispositif radar pour mesurer la distance qui le separe d'une surface
US4743910A (en) * 1986-12-16 1988-05-10 Hughes Aircraft Company Frequency domain, pulse compression radar apparatus for eliminating clutter
GB2218293A (en) * 1988-05-04 1989-11-08 Philips Electronic Associated Continuous wave radar receiver and apparatus
GB2235346B (en) * 1989-08-25 1994-01-05 Marconi Co Ltd Radar receiver
GB2248359A (en) * 1990-09-26 1992-04-01 Philips Electronic Associated Resolving range/Doppler coupling in a swept-frequency radar
JP2787855B2 (ja) * 1991-06-28 1998-08-20 三菱電機株式会社 不要信号抑圧装置
US5179542A (en) 1991-12-31 1993-01-12 Raytheon Company Signal processor
US5294933A (en) * 1993-01-29 1994-03-15 Westinghouse Electric Corp. Wideband radar system utilizing adaptive interference canceler
US5381357A (en) * 1993-05-28 1995-01-10 Grumman Corporation Complex adaptive fir filter
GB9401361D0 (en) * 1994-01-25 1994-03-23 Philips Electronics Uk Ltd A radar system
SE503650C2 (sv) 1994-11-10 1996-07-22 Hans Hellsten Sätt att vid en radar förbättra radardata
JP3347571B2 (ja) * 1996-03-12 2002-11-20 富士通株式会社 レーダ装置
USH1720H (en) * 1997-03-31 1998-04-07 Chen; Victor C. Time frequency processor for radar imaging of moving targets

Also Published As

Publication number Publication date
JP2001502425A (ja) 2001-02-20
US20020027522A1 (en) 2002-03-07
AU4732897A (en) 1998-05-11
US6121918A (en) 2000-09-19
WO1998016847A1 (en) 1998-04-23
AU4732997A (en) 1998-05-11
EP0932838B1 (de) 2007-02-14
KR20000049137A (ko) 2000-07-25
WO1998016846A1 (en) 1998-04-23
EP0932837A1 (de) 1999-08-04
WO1998016848A1 (en) 1998-04-23
EP0932838A1 (de) 1999-08-04
ES2387612T3 (es) 2012-09-27
EP0932837B1 (de) 2012-07-25
US6469662B2 (en) 2002-10-22
AU4733097A (en) 1998-05-11
EP0932839A1 (de) 1999-08-04
DE69737354D1 (de) 2007-03-29
KR100488028B1 (ko) 2005-05-09
US6191726B1 (en) 2001-02-20

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