DE10392151B4

DE10392151B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Erfassung im Frequenzbereich basierend auf einer Zeitbereichsmessung

Info

Publication number: DE10392151B4
Application number: DE10392151T
Authority: DE
Inventors: Florian Krug; Peter Russer
Original assignee: Gauss Instr Ges fur Automatisierte Stoeremissionsmesssysteme Mbh GmbH; Gauss Instruments Gesellschaft fur Automatisierte Storemissionsmesssysteme Mbh GmbH
Current assignee: GAUSS INSTRUMENTS GMBH GESELLSCHAFT FUER AUTOM, DE
Priority date: 2002-05-31
Filing date: 2003-05-13
Publication date: 2013-04-25
Anticipated expiration: 2023-05-14
Also published as: WO2003102610A3; DE10392151D2; AU2003240238A1; WO2003102610A2

Abstract

Verfahren zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät (104) hervorgerufen wird, mit folgenden Schritten: (a) Empfangen (126) eines Signals von dem zu testenden Gerät (104) im Zeitbereich unter Verwendung eines Meßsystems (100); (b) Transformieren (128) des empfangenen Signals von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich mittels einer Kurzzeit-Fouriertransformation, um ein spektrales Signal zu erhalten; (c) Anwenden (130) eines vorbestimmten Detektormodells auf das spektrale Signal, um ein die Störung charakterisierendes spektrales Messsignal zu erhalten, wobei das Detektormodell basierend auf einer Mehrzahl von Spektralvektoren arbeitet, die jeweils aus einer Mehrzahl von in den Spektralbereich transformierten Signalwerten des digitalisierten Signals gebildet sind, wobei die Anzahl der Spektralvektoren auf einer Beobachtungszeit und einer gewünschten Frequenzauflösung basiert, und wobei die Anzahl der in den Spektralbereich transformierten Signalwerte auf der verwendeten Abtastfrequenz und der gewünschten Frequenzauflösung basiert, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und auf eine Vorrichtung zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät hervorgerufen wird, und hier insbesondere auf ein Verfahren und auf eine Vorrichtung, welche die von dem Testgerät emittierten Signale im Zeitbereich erfassen.
Zur Untersuchung der elektromagnetischen Verträglichkeit werden gegenwärtig in erster Linie Meßsysteme verwendet, welche die Messdaten im Frequenzbereich erfassen, wie dies beispielsweise von P. Weiß, B. Gutheil, D. Gust, P. Leiss in „EMVU-Meßtechnik”, Vieweg Verlag, ISBN 3-528-03901-9, 2000, sowie von J. B. Taylor, K. Ellis in „Narrowband Signal Recognition for EMI Measurement” im U.S.-Patent 4,859,933 beschrieben wird. Die Emissions- und Störfestigkeitsmessungen werden mit Messmitteln nach dem CISPR. 16-1 (Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods, Part 1: Radio disturbance and immunity measuring apparatus) und mit Messverfahren nach CISPR. 16-2 (Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods, Part 2: Methods of measurement of disturbances and immunity) im Frequenzbereich durchgeführt. Die Messung von gestrahlten Störaussendungen wird typischerweise im Bereich von 30 bis 1.000 MHz (und darüber) gemessen. Die Grenzwerte sind in bezug auf den Quasi-Spitzenwert angegeben, und die typische Dauer einer einfachen gestrahlten Störaussendungsmessung beträgt zwischen zwei bis vier Stunden, wie dies von C. Keller, K. Feser in „Fast Emission Measurement in Time Domain”, EMC Zürich, Papier Nr. 70K7, 2/2001, beschrieben wird.
Derartige Messverfahren im Frequenzbereich sind nicht nur sehr zeitintensiv, wie dies oben erwähnt wurde, sie führen auch zu einem Verlust der Phaseninformation, so dass die Rekonstruktion transienter Vorgänge aus den erfassten Messdaten nicht möglich ist. Des weiteren ist es mit Messgeräten, die dem Stand der Technik entsprechen, nicht möglich, statistische Untersuchungen von Störimpulsen bezüglich der Impulswiederholfrequenz, Impulsdauer und Impulsamplituden durchzuführen.
Auf dem Gebiet der EMV-Meßtechnik im Zeitbereich existieren bereits einige wissenschaftliche Vorarbeiten, wie beispielsweise von C. Keller, K. Feser, „Fast Emission Measurement In Time Domain”, EMC Zürich, Papier Nr. 70K7, 2/2001, E. L. Bronaugh, „An Advanced Electromagnetic Interference Meter for the Twenty-First Century”, EMC Zürich, Papier Nr. 42H5, 3/1989, U. Reinhardt, K. Feser, K. Feurer, „Vergleich von EMV-Messungen im Frequenz- und Zeitbereich anhand praktischer Beispiele aus der Fahrzeugtechnik”, S. 729–738, EMV 96, ISBN 3-8007-2164-3, VDE Verlag, A. S. Podgorski, A. Kälin, J. Baran, „Neuartige elektromagnetische Systeme für Emissions- und Suszeptibilitätsprüfungen mittels breitbandigen CW- und Impulsmessungen”, S. 475–482, EMV 98, ISBN 3-8007-2324-7, VDE Verlag, J. Wilbert, H. Henning, H. Schwarz, „Eine schnelle Methode im Zeitbereich zur Emissionsmessung bei Schienenfahrzeugen”, S. 649–656, EMV 98, ISBN 3-8007-2324-7, VDE Verlag, und A. Schütte, H. C. Kärner, „Comparison of Time Domain and Frequency Domain Electromagnetic Susceptibility Testing”, IEEE EMC, S. 64–67, Chicago, Aug. 1994. Die genannten wissenschaftlichen Veröffentlichungen haben gemeinsam, dass es nicht möglich ist, impulsförmige Störsignale korrekt zu detektieren sowie mit den vier standardisierten Detektortypen RMS (RMS = rout mean square = quadratisches Mittel), Mittelwert, Spitzenwert und Quasi-Spitzenwert gleichzeitig auszuwerten. Des weiteren ist für die vorgestellten Zeitbereichsmeßsysteme immer eine Kalibrierung mit einem konventionellen Messempfänger erforderlich, um korrekte Zeitbereichsmessergebnisse zu erhalten.
Die DE 43 30 345 C1 beschreibt ein Meßsystem, welches die Möglichkeit bietet, eine elektromagnetische Störgröße in einen Funktionsfehler des untersuchenden Messobjekts umzuwandeln. Auch hier ist das Meßsystem nicht in der Lage, das Emissionsspektrum zu messen und auszuwerten.
Die DE 41 92 922 T1 beschreibt ein Signalerfassungssystem im Zeitbereich, welches die Möglichkeit bietet, einen ultrabreiten Zeitbereich im Pikosekunden bis Sekundenbereich abzutasten, zu digitalisieren, zu speichern und mittels eines Rechners weiterzuverarbeiten. Mit diesem Meßsystem ist es jedoch nicht möglich, breitbandige Störsignale (30 bis 1.000 MHz) richtig aufzunehmen, normgerecht (gemäß dem Standard CISPR. 16-1 und CISPR. 16-2) mit einer Detektorcharakteristik zu bewerten, Betrachtungen des Emissionsverhaltens von Testobjekten im Frequenzbereich durchzuführen und eine systematische Korrektur des Frequenzgangs der Messeinrichtung vorzunehmen.
Die EP 1 111 396 A2 beschreibt ein Signalerfassungssystem im Zeitbereich, welches die Möglichkeit bietet, das Messsignal abzutasten, zu digitalisieren, zu speichern und mittels Methoden der Signalverarbeitung im Frequenzbereich auszuwerten. Mit diesem Meßsystem ist es prinzipiell möglich, breitbandige Signale richtig aufzunehmen, allerdings ist eine normgerechte (gemäß dem Standard CISPR. 16-1, CISPR. 16-2) Signalanalyse aufgrund der nur sequentiell möglichen Datenaufnahme nicht möglich. Der Grund liegt in der mit einer sehr hochauflösenden über eine lange Messzeit dauernden Signalaufnahme einhergehenden Erzeugung von nicht mehr handhabbaren Datenmengen. Außerdem bietet das System nicht die Möglichkeit, das Signalspektrum mit einer Detektorcharakteristik zu bewerten und eine systematische Korrektur des Frequenzgangs der Messeinrichtung vorzunehmen.
Die EP 1072897 A2 beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Auffinden einer elektromagnetischen Störquelle unter Verwendung einer kontaktfreien Spannungssonde. Ströme und Spannungen einer elektromagnetischen Störung, die in einem Kabel auftritt, das elektrisch mit einem elektronischen Bauteil verbunden ist, werden durch kontaktfreie Spannungssonden und kontaktfreie Stromsonden gemessen. Eine wirksame Komponente der Leistung der entsprechenden, sich ausbreitenden elektromagnetischen Störung wird aus den Ergebnissen dieser Messung berechnet und eine Eintrittsroute der elektromagnetischen Störung in das elektronische Bauteil wird erfasst. Während die elektronischen Bauteile in Betrieb sind, wird das Verhalten einer elektromagnetischen Störung und die Eintrittsroute derselben genau erfasst. Das beschriebene System somit dient zur Erfassung der Energie einer elektromagnetischen Störung bei unbekannter Impedanz, wobei die Spannung und der Strom mittel herkömmlicher Messvorrichtungen gemessen werden. Aus der Spannung und dem Strom wird die momentane Leistung berechnet, was auf bekannte Art im Frequenzbereich erfolgt.
Die Fachveröffentlichung „Fast Emission Measurement in Time Domain”, C. Keller u. a., CONF-EMC 2001, XP000802386, Zürich, offenbart Emissionsmessungen im Frequenzbereich unter Verwendung eines Testempfängers. Insbesondere werden zwei Sätze von Oszilloskopmessungen erfasst, wobei der erste Satz mit einem Null-Trigger-Pegel erfasst wird, und wobei der zweite Satz mit einem maximalen Trigger-Pegel erfasst wird. Jede Messung wird durch die Fourier-Transformation in den Frequenzbereich transformiert. Dann werden für beide Sätze von Spektren das Maximum berechnet. Hierauf werden die Daten geglättet und korrigiert. Zuletzt wird das Mittel aus den beiden Ergebnissen bestimmt.
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät hervorgerufen wird, zu schaffen, welche eine schnelle und genaue Erfassung eines Messsignals, das die Störung charakterisiert, ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 17 und durch eine Vorrichtung nach Anspruch 11, 12 oder 18 gelöst.
Erfindungsgemäß wird von der Messung im Frequenzbereich abgegangen und statt dessen wird das Messsignal für eine, verglichen mit der Messung im Frequenzbereich (zwei bis vier Stunden) sehr kurze Dauer (kleiner als eine Sekunde) im Zeitbereich erfasst. Anschließend erfolgt die Umsetzung des erfassten Zeitbereichssignals in dem Frequenzbereich und die entsprechende Signalverarbeitung zur Erzeugung der normgerechten, also dem CISPR-Standard entsprechenden Signale. Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, dass zum einen die durch das Meßsystem, welches die Erfassung des Signals im Zeitbereich durchführt, eingebrachten Fehler im spektralen Signal korrigiert werden, und zum anderen eines oder mehrere Detektormodelle auf das spektrale Signal angewendet werden, um die normgerechten Messergebnisse zu erhalten.
Der Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt auf der Hand, da hierdurch eine sehr genaue und gleichzeitig sehr schnelle Messung möglich ist, und gleichzeitig, gemäß einem besonderen Vorteil, ohne weiteres die Erfassung und Auswertung von transienten Vorgängen, wie beispielsweise dem Startvorgang eines Motors oder ähnliches, erfasst werden können – eine Möglichkeit, die bei Frequenzbereichsmessungen gar nicht oder in nur sehr begrenztem Umfang und mit erheblichem Aufwand erreichbar war.
Gemäß einem weiteren Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Messung elektronischer und/oder elektromagnetischer Störungen mittels eines Sensors zur Aufnahme der zu messenden Störsignale, einem Verstärker mit einem Frequenzbereichsfilter und einem Analog-Digital-Wandler und einer digitalen Signalauswertungseinheit, wobei durch eine digitale Prozessierung die Kurzzeit-Fourier-Transformierte des digitalisierten Messsignals gebildet wird, die durch die Übertragungseigenschaft des analogen Teils des Meßsystems hervorgerufenen Fehler korrigiert werden und das Signal in einen stationären und einen impulsiven Anteil aufgeteilt wird und durch digitale Auswertung Mittelwerte und Spitzenwerte der Störungen sowohl global (im ganzen Frequenzbereich) als auch frequenzaufgelöst dargestellt werden.
Gemäß diesem Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ferner eine Vorrichtung zur Messung elektrischer bzw. elektromagnetischer Störungen bestehend aus einem Sensor zur Aufnahme der zu messenden Störsignale, einem Verstärker mit Frequenzbereichsfilter, einem Analog-Digital-Wandler und einer digitalen Signalauswertungseinheit, wobei durch eine digitale Prozessierung die Kurzzeit-Fourier-Transformierte des digitalisierten Messsignals gebildet wird, die durch die Übertragungseigenschaften des analogen Teils des Meßsystems hervorgerufenen Fehler korrigiert werden, das Signal in einen stationären und einen impulsiven Anteil aufgeteilt wird und durch digitale Auswertung Mittelwerte und Spitzenwerte der Störungen sowohl global (im gesamten Frequenzbereich) als auch frequenzaufgelöst dargestellt werden.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel besteht das erfindungsgemäße Meßsystem aus einem Analog-Digital-Wandler und einem digitalen Signalprozessor. Von dem zu untersuchenden Messobjekt (EUT; EUT = Equipment under Test) wird mittels leitungsgebundener und/oder strahlungsgebundener Auskopplung das zu untersuchende Störsignal an den Analog-Digital-Wandler weitergeleitet. Dieser wandelt das wert- und zeitkontinuierliche Signal in einen digitalen Zahlenwert um, und die digitalisierten Messdaten werden dann mit dem Analog-Digital-Wandler, z. B. einem Oszilloskop, weiterverarbeitet.
Vorzugsweise wird beim Aufnehmen der Messdaten mittels eines Messalgorithmus eine Datenreduktion durchgeführt, die dann erforderlich ist, wenn ein Quasi-Peak-Detektor zum Einsatz kommt, welcher eine sehr lange Aufnahmezeit erfordert, die gemäß dem CISPR.16-1-Standard eine maximale Entladezeit von 550 ms besitzt. Vorzugsweise ist die digitale Aufnahme der Messdaten auf energiereiche Störimpulse getriggert, was gewährleistet, dass eine hochauflösende Messung erst dann beginnt, wenn die Störsignalamplitude einen deutlichen Anstieg zeigt. Um die stationären Anteile des Störsignals möglichst speichereffizient zu messen, werden nur begrenzte Ausschnitte des Störsignals aufgenommen. Durch diese Teilung des Störsignals in einen impulsiven und stationären Signalanteil wird eine Messzeitverkürzung, eine Speicherbedarfsminimierung und eine Rechenzeitersparnis erreicht. Die getrennt gemessenen impulsiven und stationären Signalanteile werden dann getrennt mittels spektraler Schätzmethoden, wie z. B. der schnellen Fourier-Transformation (FFT; FFT = Fast Fourier-Transformation) oder der Kurzzeit-Fourier-Transformation (STFFT = Short Time FFT), in den Frequenzbereichen transformiert. Zu dem Amplitudenspektrum der impulsiven Signalanteile werden dann, mittels statistischer Verfahren, die Anteile der stationären Signalanteile hinzuaddiert.
Das sich so ergebende Amplitudenspektrum wird bezüglich der Übertragungsfunktion des Meßsystems korrigiert, wodurch keine zeitintensiven Referenzmessungen mit einem herkömmlichen, im Frequenzbereich arbeitenden Messempfänger erforderlich sind. Um ein normgerecht gemessenes Amplitudenspektrum zu erhalten, also ein Spektrum, welches zu einem Spektrum im wesentlichen identisch ist, wie es durch einen herkömmlichen, im Frequenzbereich arbeitenden Messempfänger erhalten würde, erfolgt erfindungsgemäß eine Bewertung mit einem oder mehreren Detektoren, wobei hierfür das Verhalten der Detektoren mathematisch modelliert wird und auf das gemessene Spektrum angewendet wird.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erfolgt die Implementierung des erfindungsgemäßen Verfahrens in Software, was den weiteren Vorteil bietet, dass nun parallel eine Mehrzahl von möglichen Amplitudenspektren, wie sie durch eine Mehrzahl von Detektoren hervorgerufen wird, berechnet werden können. In diesem Fall können der erste und der zweite Aspekt ohne weiteres verbunden werden, indem z. B. nach der Transformation das spektrale Signal einem ersten Signalverarbeitungszweig und einem zweiten Signalverarbeitungszweig, z. B. parallel, bereitgestellt wird, wobei in dem ersten Zweig das spektrale Signal einem Detektormodell, z. B. dem RMS-, Mittelwert- und/oder Spitzenwert-Detektormodell, bereitgestellt wird und anschließend korrigiert wird, und wobei in dem zweiten Zweig das spektrale Signal zunächst korrigiert wird und dann einem Detektormodell, z. B. einem Quasi-Detektormodell, breitgestellt wird.
Um eine speichereffiziente Berechnung zu gewährleisten, werden vorzugsweise nur die Amplitudenwerte gespeichert, die für eine Weiterverarbeitung erforderlich sind, d. h., dass z. B. beim Spitzenwertdetektor immer nur dann ein Amplitudenwert gespeichert wird, falls dieser größer ist als ein zuvor gespeicherter Wert. Für alle statistischen Auswertungen, z. B. die Statistik der Impulswiederholfrequenz, die Statistik der Impulsdauer, die Statistik der Impulsamplituden, das Spektrogramm, das Phasenspektrum usw., ist erfindungsgemäß nur ein Zeitbereichsmessvorgang erforderlich, da die zusätzlichen Signaluntersuchungen mittels softwaremäßiger Signalverarbeitung durchgeführt werden können.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung bietet das erfindungsgemäße System, welches ein Zeitbereichsmeßsystem umfasst, die Möglichkeit, eine Störfestigkeitsuntersuchung durchzuführen. Hierzu werden die in der Signalverarbeitungseinrichtung gespeicherten Daten von vorbestimmten Prüfimpulsen über den Wandler übertragen, der dann das zu testende Gerät mit einem entsprechenden Störimpuls analoger Art beaufschlagt. Aufgrund der vorzugsweise softwaremäßigen Implementierung können hier alle möglichen Arten von Störungen auf einfache Art und Weise bereitgestellt werden.
Der Vorteil der vorliegenden Erfindung beseht darin, dass erfindungsgemäß ein Meßsystem geschaffen wird, welches die komplette Funktionsweise eines traditionellen Messempfängers (im Frequenzbereich arbeitend) für Emissionsmessungen wie auch eines analogen Impulsgenerators für Störfestigkeitsmessungen anbietet. Dies bedeutet, dass eine normgerechte Frequenzbereichsdarstellung mit den bekannten Einstellmöglichkeiten, wie z. B. Filterbandbreite, Verweilzeit und Detektorcharakteristik, erhalten werden kann, obwohl das System vollständig im Zeitbereich arbeitet.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass aufgrund der Möglichkeit der softwaremäßigen Unterscheidung von verschiedenen Signalklassen die Zeitbereichsmessung sehr effizient gestaltet werden kann. Ferner kann mit dem Meßsystem jede beliebige Messeinstellung softwaremäßig nachgebildet werden, so dass es, anders als bei traditionellen Messempfängern, nicht erforderlich ist, getrennte Messungen durchzuführen. Mit anderen Worten können verschiedene Detektortypen nachgebildet werden und auf das spektrale Signal angewendete werden, wohingegen beim traditionellen Ansatz eine Mehrzahl von Messdurchläufen erforderlich war, wobei für jeden Messdurchgang der am Ausgang des Messempfängers bereitgestellte Detektor ausgetauscht wurde.
Bevorzugte Weiterbildungen der vorliegenden Anmeldung sind in den Unteransprüchen definiert.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm, das die erfindungsgemäße Anordnung zur Erfassung eines Störsignals zeigt;
2 eine detaillierte Darstellung der erfindungsgemäßen Vorrichtung nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel;
3 ein Flussdiagramm, das das erfindungsgemäße Verfahren nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel zeigt;
4A den Verlauf des Antennenfaktors und des Verstärkergewinns über der Frequenz für die in 2 gezeigte Messvorrichtung;
4B den Verlauf der Filterantwort und der Leitungsverluste über der Frequenz für die in 2 gezeigte Messvorrichtung; und
5 einen Verlauf der Messergebnisse (schwarz), wie sie durch den erfindungsgemäßen Ansatz erhalten werden, mit Messergebnissen (grau), wie sie durch einen herkömmlichen EMI-Empfänger erhalten werden, wobei 5A die Messergebnisse bei Verwendung einer FFT, 5B die Messergebnisse bei Verwendung des Bartlett-Periodogramms und 5C die Messergebnisse bei Verwendung des Welch-Periodogramms zur Transformation des erfassten Signals in dem Spektralbereich zeigen.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden in den einzelnen Figuren für gleiche oder ähnliche oder für gleich oder ähnlich wirkende Elemente gleiche Bezugszeichen verwendet.
1 zeigt ein Blockdiagramm der erfindungsgemäßen Anordnung gemäß einem ersten, bevorzugten Ausführungsbeispiel. Die erfindungsgemäße Vorrichtung 100 umfasst einen Analog-Digital-Wandler 102, der von einem zu testenden Gerät (EUT) 104 ein Signal empfängt, wie dies durch den Pfeil 106 schematisch angedeutet ist. Der Analog-Digital-Wandler 102 tastet das empfangene Signal 106 ab und überträgt das digitalisierte Signal an eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung (DSV) 108, wie dies durch den Pfeil 110 schematisch angedeutet ist. Mittels der gerade beschriebenen Konfiguration ist das erfindungsgemäße System eingestellt, um Störsignale von dem EUT 104 zu empfangen, um eine EMI-Messung durchzuführen. Alternativ kann das erfindungsgemäße System auch konfiguriert sein, um bezüglich des EUT 104 eine Störfestigkeitsuntersuchung durchzuführen. In diesem Fall wird mittels der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung 108 ein beispielsweise darin gespeicherter Prüfimpuls ausgewählt und an den Wandler 102 übertragen, wie dies durch den Pfeil 112 schematisch angedeutet ist. In diesem Fall arbeitet der Wandler 102 als Digital-Analog-Wandler, um das von der digitalen Signalverarbeitungseinrichtung 108 bereitgestellte, digitale Signal, welches den erwünschten Prüfimpuls wiedergibt, in ein analoges Signal umzusetzen, mit dem das EUT 104 dann beaufschlagt wird, wie dies durch den Pfeil 114 schematisch dargestellt ist. Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist ferner konfiguriert, um anschließend zu der Beaufschlagung des EUT 104 mit dem erwünschten Prüfimpuls die Reaktion des EUT 104, also ein durch den Prüfimpuls hervorgerufenes Signal, welches durch das EUT 104 emittiert wird, zu erfassen, zu verarbeiten und zu charakterisieren.
Anhand der 2–5 werden nachfolgend der Aufbau und die Funktionalität des erfindungsgemäßen Systems, welches in 1 sehr allgemein dargestellt wurde, näher erläutert, wobei anhand der in 5 gezeigten Messspektren die mittels der erfindungsgemäßen Vorrichtung bzw. dem erfindungsgemäßen Verfahren erreichten Messsignale mit Messsignalen verglichen werden, wie sie durch einen traditionellen Messempfänger erhalten werden.
2 zeigt eine detaillierte Darstellung der erfindungsgemäßen Vorrichtung nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel, wobei hier die erfindungsgemäße Vorrichtung 100 wiederum den Wandler 102 sowie die digitale Signalverarbeitungseinrichtung 108 umfasst, die vorzugsweise auf einem Computer in Software implementiert ist. Das erfindungsgemäße System umfasst ferner gemäß dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel ein Tiefpassfilter 116, einen Verstärker 118, eine Breitbandantenne 120 und/oder eine Verbindungsleitung 122. Über die Breitbandantenne 120 und/oder über eine leitungsgebundene Verbindung 122 empfängt das Meßsystem 100 von dem EUT 104 emittierte Signale. Diese Signale werden in dem Verstärker 118 verstärkt, mittels des Tiefpassfilters 116 gefiltert und so dem Wandler 102 zugeführt, dessen digitalisierte Ausgangssignale zur Signalverarbeitung, die nachfolgend noch näher erläutert wird, an den Computer 108 bereitgestellt.
Die Breitbandantenne 120 kombiniert die Charakteristika einer zweikeulige Antenne und einer logarithmisch periodischen Antenne, um eine Messung im Frequenzbereich von 30 bis 1.000 MHz zu ermöglichen. Der Verstärker ist aufgrund der geringen Empfindlichkeit des Oszilloskops, welches den Wandler 102 bildet, erforderlich. Das Tiefpassfilter 116 oder Anti-Aliasing-Filter begrenzt die Signalbandbreite gemäß dem Erfordernis des Abtasttheorems. Das Oszilloskop 102 hat eine analoge Bandbreite von 1 GHz. Die Daten werden über einen GPIB-Bus an den Computer 108 übertragen. Das zu testende Gerät (EUT) 104 ist beispielsweise ein herkömmlicher Laptop mit einer Taktfrequenz von 200 MHz. Die Messungen bezüglich des Laptops werden durchgeführt, während derselbe eingeschaltet ist und durch eine interne Batterie mit Energie versorgt wird. Alle Messungen werden vorzugsweise in einem schalltoten Raum durchgeführt, wobei der Abstand zwischen der vorzugsweise vertikal polarisierten Antenne 120 und dem EUT 104 etwa 1 m beträgt.
Anhand der 3 wird nachfolgend ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens näher erläutert. Bei dem in 3 dargestellten Flussdiagramm wird in einem ersten Schritt 124 zunächst der Anfangsparameter M sowie der Anfangsparameter N bereitgestellt, wie dies nachfolgend noch erläutert wird. Bei einem ersten Durchgang wird im Schritt 126 eine erste Anzahl von Abtastwerten des durch das Oszilloskop 102 erfassten Zeitsignals eingelesen. Anschließend erfolgt eine spektrale Abschätzung bei 128, um eine spektrale Sequenz zu erhalten, die anschließend bei 130 einem Detektormodell, durch welches beispielsweise ein Spitzenwertdetektor, ein RMS-Detektor, ein Mittelwertdetektor oder ein Quasi-Peak-Detektor nachgebildet wird, bereitgestellt wird. Bei 132 wird der Laufindex m um 1 erhöht, um bei 134 zu bestimmen, ob dieser den Maximalwert M erreicht hat. Ist dies nicht der Fall, geht das Verfahren zurück zu 126, um eine nächste Datensequenz bzw. einen nächsten Datenvektor einzulesen und entsprechend den oben beschriebenen Schritten zu verarbeiten. Wird festgestellt, dass der Index M erreicht wurde, so liegt nun das Amplitudenspektrum in logarithmischer Form vor, wie dies bei 136 gezeigt ist, und bei 138 erfolgt eine Korrektur des bei 136 vorliegenden Amplitudenspektrums hinsichtlich der Frequenzcharakteristika des Meßsystems, welches verwendet wurde, um das Signal zeitlich zu erfassen.
Wie beschrieben, wird das erfasste Signal nach dessen Erfassung mit dem Oszilloskop 102 von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich transformiert, verarbeitet und Fehler aufgrund der Frequenzcharakteristika der Antenne 120, des Verstärkers 118, einer zwischen der Antenne 120 und dem Verstärker 118 angeordneten Übertragungsleitung 140 sowie des Filters 116 werden durch eine Signalverarbeitung korrigiert. Durch diese Korrektur werden die Frequenzcharakteristika des Zeitbereichsmeßsystems kompensiert, so dass ein akkurates Spektrum aus der Zeitbereichsmessung erhalten wird.
4A zeigt als durchgezogene Linie den Antennenfaktor H_AF sowie als gepunktete Linie den Verstärkergewinn H_Amp(f) über der Frequenz. Der Antennenfaktor hängt von der effektiven Antennenlänge, der Antennenimpedanz und der Eingangsimpedanz des Verstärkers 118 ab. In 4B sind über der Frequenz die gemessene Filterfrequenzantwort H_LP(f) als durchgezogene Linie die Leitungsverluste H_Cable(f) als gestrichelte Linie gezeigt. Das aus den Zeitbereichsdaten berechnete Spektrum wird unter Berücksichtigung der Gesamtübertragungsfunktion H_CF(f) korrigiert, wobei die Gesamtübertragungsfunktion wie folgt lautet: H_CF(f) = H_AF(f)H_Amp(f)H_LP(f)H_Cable(f) (1)
Anhand der 3 wird nachfolgend ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens näher erläutert, wobei hier vorzugsweise zur spektralen Abschätzung die Fourier-Transformation zum Einsatz kommt. Das Oszilloskop 102 tastet das kontinuierliche Eingangssignal x(t) ab und quantisiert dasselbe. Die Abtastfrequenz f_s, die zum Abtasten des kontinuierlichen Eingangssignals x(t) verwendet wird, entspricht einer Abtastperiode von 1/f_s = Δt. Das Theorem nach Shannon fordert, dass f_s doppelt so hoch wie die höchste Signalfrequenz ist. Die obere Grenze, die durch den Abtastprozess auf die Signalfrequenz auferlegt wird, ist die sogenannte Nyquist-Frequenz. Nach der Digitalisierung werden die Daten an die Beurteilungsroutine in Blöcken von N Abtastwerten bereitgestellt, um als Eingangssignal für das in 3 dargestellte Verfahren zu dienen, insbesondere als Eingang zur spektralen Abschätzung 128. Die mathematische Grundlage für die spektralen Abschätzungsverfahren, die erfindungsgemäß verwendet werden, ist die diskrete Fourier-Transformation (DFT). Die diskrete Fourier-Transformation wird auf jeden der Datenblöcke angewendet und ist wie folgt definiert:
Die DFT transformiert die diskrete Zeitsignalsequenz x[n] in eine diskrete Frequenzspektralsequenz X[r], wobei n und r die diskrete Zeitvariable bzw. die diskrete Frequenzvariable definieren: x[n] = x(nΔt); X[r] = X(rΔf) (3) wobei n und r von Null bis N – 1 laufen. Aufgrund der grundsätzlichen Eigenschaften der DFT haben die Größen Δf, N und Δt die folgende einfache Beziehung: Δf = 1 / NΔt (4)
Im Spektrum X entspricht der Wert X[0] dem mittleren Gleichsignalanteil des Signals und die absoluten Werte |X[r]|, 0 < r < N entsprechende Amplitude des komplexen Zeigers bei dem Frequenzindex r. Um die RMS-Werte zu berechnen, wird jedes Element von |X[r]|, für das r > 1 gilt, durch √ 2 geteilt, den Crest-Faktor für sinusförmige Signale.
Der Frequenzindex R, der der Nyquist-Frequenz entspricht, ist wie folgt gegeben:
Nachdem der absolute Wert der DFT eines Signals mit realen Werten eine gerade Funktion in r ist, sind alle spektralen Informationen entweder in der Hälfte von X[r] ober- oder unterhalb der Nyquist-Frequenz enthalten. Es ist daher ausreichend, lediglich eine Hälfte von X[r] für die weiteren Beurteilungsschritte zu verwenden. Da die Signalenergie zwischen den zwei Hälften des Spektrums gleichmäßig verteilt ist, müssen die Werte |X[r]|, für die gilt r > 1, mit 2 multipliziert werden, um eine korrigierte einseitige Darstellung des Spektrums zu erhalten.
Um Ergebnisse zu erhalten, die einer kontinuierlichen Fourier-Transformation analog sind, müssen die spektralen DFT-Werte ferner mit der Anzahl N von Zeitbereichsabtastwerten normalisiert werden. Zusammen mit den oben eingeführten Skalierungsfaktoren führt dies zu der folgenden Definition eines einseitigen Amplitudenspektrums:
Die numerische Implementierung der Gleichung (2) (siehe oben) wird in der Form einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) durchgeführt.
Um einen spektralen Signalverlust (Leckage) für den Fall zu vermeiden, in dem das Signal periodische Komponenten aufweist, die nicht mit einer ganzen Anzahl der Perioden in dem Beobachtungsintervall ΔT_N = NΔt zusammenpassen, kann eine Fensterfunktion w[n] angewendet werden: x_w[n] = x[n]w[n], 0 ≤ n < N (7)
Eine Fensterfunktion hat ein globales Maximum um den Punkt N/2 und geht an den Endpunkten 0 und N – 1 weich auf Null über, wodurch Kanteneffekte beim Überlappen von x[n] vermieden werden. Andererseits hat der gefensterte Signalvektor x_w[n] weniger Energieinhalt als das ursprüngliche Signal, nachdem Teile des Signals gedämpft wurden. Um diesen Einfluss zu korrigieren, wird die Fenstersequenz w[n] derart skaliert, dass deren Integral über das Beobachtungsintervall ΔT_N gleich 1 ist. Der Skalierungsfaktor wird auch als kohärenter Gewinn G_C von w[n] bezeichnet:
Da G_C ein skalarer Faktor ist, kann dieser nach der spektralen Transformation in den Frequenzbereich zusammen mit den anderen Skalierungsfaktoren aufgrund der Linearität der DFT angewendet werden. Folglich ergibt sich die folgende Definition für das modifizierte einseitige Amplitudenspektrum:
Verschiedene Fensterfunktionen bieten unterschiedliche Kompromisse zwischen dem Unterdrücken des Auftretens eines Signalanteils und der spektralen Auflösung. Herkömmliche Fensterfunktionen schließen das Hann-Fenster, das Hamming-Fenster und das Flat-Top-Fenster ein.
3 beschreibt das grundsätzliche Messverfahren gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wobei, wie oben beschrieben, der Datenerfassungsprozess für die Zeitbereichsmessung mit dem Abtastprozess durch das Oszilloskop 102 beginnt. Anschließend werden die Spektren über die schnelle Fourier-Transformation auf die oben beschriebene Art und Weise digital berechnet. Dann wird ein Detektormodell auf die Spektren angewendet und abschließend werden die Fehler aufgrund der Frequenzcharakteristika der Antenne 120, der Übertragungsleitung 140, des Verstärkers 118 und des Filters 116 durch eine Signalverarbeitung, z. B. auf die oben beschriebene Art und Weise, korrigiert.
Dieses korrigierte Spektrum wird dann hinsichtlich der Spitzenwerte, der RMS-Werte und der Mittelwerte des EMI-Signals analysiert. Zusätzlich kann noch eine Rauschgrundpegeleinstellung durchgeführt werden, was dann einen Vergleich der Ergebnisse mit Ergebnissen, die durch einen herkömmlichen EMI-Empfänger erhalten werden, ermöglicht.
Das Flussdiagramm in 3 zeigt ein Beispiel für eine automatisierte Zeitbereichs-EMI-Messung mit dem erfindungsgemäßen System. Wie oben erwähnt, wird anfänglich bei 124 der Parameter M und der Parameter N wie folgt berechnet: M = ΔT_MΔf (10)
wobei ΔT_M die Beobachtungszeit ist, Δf die Frequenzauflösung ist und f_s die Abtastfrequenz ist. Das Verfahren tritt dann in die in 3 gezeigte Schleife ein, die M mal durchlaufen wird. Bei jedem Durchgang wird bei 126 ein Zeitbereichsdatenvektor der Länge N eingelesen, bei 128 in den Frequenzbereich transformiert und bei 130 einem Detektormodell zugeführt. Nachdem alle M Iterationen durchgeführt sind, wird das sich ergebende Amplitudenspektrum der Detektormodellierung eine logarithmische Prozedur werden. Anschließend erfolgt die oben beschriebene Korrektur der Fehler, die aufgrund der Frequenzcharakteristika des Meßsystems hervorgerufen werden.
Nachfolgend wird näher auf das bei 130 auf die spektralen Daten angewendete Detektormodell eingegangen. Bei jedem der M Schleifendurchgänge wird am Ausgang des Blocks 128 ein Spektrumvektor S (m) / A[r] erhalten. Werden die Werte für einen gegebene Frequenzindex r für alle M Vektoren verkettet, so wird eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei dieser Frequenz erhalten. Die erfindungsgemäßen Detektormodelle in dem erfindungsgemäßen System beurteilen diese so erhaltene Funktion.
Das Spitzenwertdetektormodell bestimmt den Maximalwert der Hüllkurve wie folgt:
Das Mittelwertdetektormodell und das RNS-Detektormodell berechnen den arithmetischen Mittelwert über die Hüllfunktion – das Mittelwertmodell linear, das RMS-Modell über die quadratischen Funktionswerte:
Diese Detektormodelle haben den großen Vorteil, dass diese in kumulativer Art beurteilt werden können, d. h. sie benötigen kein Vorabwissen über die Hüllfunktion. Die Datenvektoren, die von dem spektralen Abschätzungsblock 128 kommen, werden während der Laufzeit der Messschleife gesammelt und nachfolgend bezüglich der Anzahl der Iterationen normiert.
Im Fall des Peak-Detektormodells kann die tatsächliche Implementierung wie folgt durchgeführt werden: s (Pk) / new[r] = max(S_A,new[r], s (Pk) / old[r]) (15)
Bei jeder Schleifeniteration wird entweder der Wert des neu berechneten Spektrums oder der maximale Wert der vorhergegangenen Iterationen gespeichert, abhängig davon, welcher größer ist. Wenn der Vektor s^(Pk) anfänglich auf Null initialisiert wurde, sind die Ergebnisse äquivalent zu denjenigen, wie sie gemäß der Definition (12) erhalten werden.
Anstelle der oben beschriebenen Spektralabschätzung unter Verwendung der schnellen Fourier-Transformation kann diese auch mittels Periodogrammen durchgeführt werden. In diesem Fall wird das EMI-Spektrum aus dem Zeitbereichssignal unter Verwendung des Bartlett-Periodogramms oder des Welch-Periodogramms berechnet. Beide Verfahren basieren auf einer Mittelung der Spektren, die durch die schnelle Fourier-Transformation von Segmenten des Zeitsignals erhalten werden. Bei dem Verfahren nach Bartlett, welches ein spezielles Periodogrammverfahren ist, wird die Zeitbereichssequenz x(m) in P nichtüberlappende Segmente unterteilt, wobei jedes Segment eine Länge D hat. Für jedes Segment wird das Periodogramm berechnet und der spektrale Bartlett-Leistungsabschätzungswert wird durch Mittelung des Periodogramms für die P Segmente erhalten. Das mittels des Bartlett-Periodogramms berechnete Frequenzspektrum ist wie folgt definiert:
Durch diese Mittelung des Spektrums wird die Varianz der Spektrumsabschätzung um den Faktor P reduziert, jedoch auf Kosten einer Reduzierung der Frequenzauflösung um den Faktor P.
Welch hat das Verfahren nach Bartlett modifiziert, indem gefensterte Datensegmente, die zeitlich überlappen, verwendet werden. Die Überlappung wird verwendet, um die Periodogrammvarianz weiter zu reduzieren, während die Fensterung angewendet wird, um spektrale Verluste, die den endlichen Beobachtungsintervallen zugeordnet sind, zu reduzieren. Das Frequenzspektrum, welches durch ein Welch-Periodogramm berechnet wird, lautet wie folgt:
U ist die diskrete Zeitfensterenergie der verwendeten Fensterfunktion w[m] und ist wie folgt definiert:
Um die Funktionalität der erfindungsgemäßen Vorgehensweise zu verifizieren, wurde ein Vergleich der durch die vorliegende Erfindung erhaltenen Messsignale mit den Messsignalen, wie sie durch einen herkömmlichen EMI-Empfänger erhalten werden, durchgeführt. Anhand der 5A–B sind die Ergebnisse dieses Vergleichs dargestellt, welcher ein Vergleich zwischen der klassischen schnellen Fourier-Transformation, des Bartlett-Periodogramms und des Welch-Periodogramms und der gemessenen Ergebnisse eines herkömmlichen EMI-Empfängers unter Verwendung eines Spitzenwertdetektors und eines Mittelwertdetektors dargestellt. Wie zu sehen ist, liegt die mittlere Abweichung des Amplitudenspektrums für einen Frequenzbereich von 30 MHz bis zu 1.000 MHz stets unterhalb von 3 dB. In 5A ist der Vergleich zwischen der FFT und dem EMI-Empfänger im Peak-Detektormodus gezeigt, wobei Schwarz die Ergebnisse gemäß der Erfindung und Grau die Ergebnisse gemäß einem herkömmlichen Empfänger zeigen. 5B zeigt den Vergleich zwischen dem Bartlett-Periodogramm und dem EMI-Empfänger im Mittelwertdetektormodus und die 5C zeigt den Vergleich zwischen dem Welch-Periodogramm und dem EMI-Empfänger, ebenfalls im Mittelwertdetektormodus.
Das erfindungsgemäße Zeitbereichs-EMI-Meßsystem ermöglicht es, die für die Messung erforderliche Zeit um den Faktor von 10, im Vergleich zu einem herkömmlichen superheterodynen EMI-Empfänger, zu reduzieren. Gemäß den verschiedenen bevorzugten Ausführungsbeispielen werden unterschiedliche Signalverarbeitungsverfahren zur Berechnung der Spektren aus den Zeitbereichsdaten herangezogen, wobei, wie oben dargelegt wurde, die mittlere Messwertabweichung zwischen der Zeitbereichsmessung und der Messung durch einen EMI-Empfänger über den gesamten Frequenzbereich von 30 bis 1.000 MHz unterhalb von 3 dB liegt.
Bei einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung war die erfindungsgemäße Messeinrichtung wie folgt konfiguriert. Die Antenne 120 war eine Antenne HL562 von Rohde & Schwarz. Der Verstärker war ein ZFL-1000LN. Das Filter 116 war ein Tiefpassfilter SLP-1000. Der Wandler 102 war ein Oszilloskop TDS7104 von Teletronix. Die Signalverarbeitungseinrichtung war in Software auf einem herkömmlichen Personalcomputer implementiert. Für die oben angesprochenen Vergleichsmessungen wurde ein EMI-Empfänger ESCS30 von Rohde & Schwarz verwendet. Mit dem erfindungsgemäßen Meßsystem wurden 100.000 Abtastwerte während einer Messzeit von 13 μs erfasst. Die Auslesezeit aus dem Oszilloskop betrug etwa 100 ms und die Berechnungszeit zwei Minuten, was zu einer Gesamtmesszeit von etwa 2,5 Minuten führte. Demgegenüber erfasst ein herkömmlicher EMI-Empfänger 19.000 Abtastwerte, wofür er jedoch 40 Minuten braucht, was auch die gesamte Messzeit ist. Aus diesem Vergleich ergibt sich bereits der enorme Vorteil hinsichtlich der zeitlichen Erfordernisse bei der Messung von Störungen, wie er durch die vorliegende Erfindung realisiert wird.
Die vorliegende Erfindung wurde oben anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben, bei dem das Detektormodell ein RMS-, ein Mittelwert- oder ein Spitzenwertdetektormodell ist, wobei hier die Korrektur des Signals bezüglich der Übertragungseigenschaften des Meßsystems anschließend erfolgte. Alternativ kann auch zunächst eine Korrektur des spektralen Signals erfolgen und anschließend hieran die Zuführung zu dem Detektormodell, was vorzugsweise bei der Verwendung eines Quasi-Peak-Detektormodells erfolgt. Da die vorliegende Erfindung vorzugsweise in Software implementiert ist, eröffnet dies die Möglichkeit einer parallelen Signalverarbeitung. Mach der Transformation kann das spektrale Signal hier einem ersten Signalverarbeitungszweig und einem zweiten Signalverarbeitungszweig, z. B. parallel, bereitgestellt werden. In dem ersten Zweig wird das spektrale Signal einem Detektormodell, z. B. dem RMS-, Mittelwert- und/oder Spitzenwert-Detektormodell, bereitgestellt und anschließend korrigiert. In dem zweiten Zweig wird das spektrale Signal zunächst korrigiert und dann einem Detektormodell, z. B. einem Quasi-Detektormodell, breitgestellt. Hierdurch kann auf einfache und schnelle Weise eine vollständige Messung durchgeführt werden, ohne dass, wie bei herkömmlichen Ansätzen üblich, mehrer Messungen für verschiedene Detektoren erforderlich wären.
Abhängig von den Gegebenheiten kann das erfindungsgemäße Verfahren in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementierung kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken können, dass das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computerprogramm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichertem Programmcode zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, wenn das Computerprogramm-Produkt auf einem Rechner abläuft. Mit anderen Worten ausgedrückt kann die Erfindung somit als ein Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens realisiert sein, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft.

Claims

Verfahren zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät (104) hervorgerufen wird, mit folgenden Schritten: (a) Empfangen (126) eines Signals von dem zu testenden Gerät (104) im Zeitbereich unter Verwendung eines Meßsystems (100); (b) Transformieren (128) des empfangenen Signals von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich mittels einer Kurzzeit-Fouriertransformation, um ein spektrales Signal zu erhalten; (c) Anwenden (130) eines vorbestimmten Detektormodells auf das spektrale Signal, um ein die Störung charakterisierendes spektrales Messsignal zu erhalten, wobei das Detektormodell basierend auf einer Mehrzahl von Spektralvektoren arbeitet, die jeweils aus einer Mehrzahl von in den Spektralbereich transformierten Signalwerten des digitalisierten Signals gebildet sind, wobei die Anzahl der Spektralvektoren auf einer Beobachtungszeit und einer gewünschten Frequenzauflösung basiert, und wobei die Anzahl der in den Spektralbereich transformierten Signalwerte auf der verwendeten Abtastfrequenz und der gewünschten Frequenzauflösung basiert, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren verkettet werden, um eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei der gegebenen Frequenz zu erhalten, und wobei das Detektormodell die diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion beurteilt, und wobei das Detektormodell (130) ein Spitzenwertdetektormodell, ein Mittelwertdetektormodell, ein RMS-Detektormodell und/oder ein Quasi-Peak-Detektormodell umfasst; und (d) Korrigieren (138) des durch eine Übertragungsfunktion des Meßsystems (100) hervorgerufenen Fehlers in dem spektralen Messsignal, um ein korrigiertes Messsignal zu erhalten, wobei der Schritt (a) folgende Schritte umfasst: (a.1) Erfassen eines stationären Anteils des Signals, und (a.2) Erfassen eines impulsiven Anteils des Signals; wobei der stationäre Anteil und der impulsive Anteil im Schritt (b) unabhängig voneinander transformiert werden; und wobei der transformierte stationäre Anteil und der transformierte impulsive Anteil vor dem Schritt (c) zusammengesetzt werden, um das spektrale Signal zu erhalten.
Verfahren zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät (104) hervorgerufen wird, mit folgenden Schritten: (a) Empfangen (126) eines Signals von dem zu testenden Gerät (104) im Zeitbereich unter Verwendung eines Meßsystems (100); (b) Transformieren (128) des empfangenen Signals von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich mittels einer Kurzzeit-Fouriertransformation, um ein spektrales Signal zu erhalten; (c) Korrigieren (138) des durch eine Übertragungsfunktion des Meßsystems (100) hervorgerufenen Fehlers in dem spektralen Signal, um ein korrigiertes Messsignal zu erhalten; und (d) Anwenden (130) eines vorbestimmten Detektormodells auf das korrigierte Messsignal, um ein die Störung charakterisierendes spektrales Messsignal zu erhalten, wobei das Detektormodell basierend auf einer Mehrzahl von Spektralvektoren arbeitet, die jeweils aus einer Mehrzahl von in den Spektralbereich transformierten Signalwerten des digitalisierten Signals gebildet sind, wobei die Anzahl der Spektralvektoren auf einer Beobachtungszeit und einer gewünschten Frequenzauflösung basiert, und wobei die Anzahl der in den Spektralbereich transformierten Signalwerte auf der verwendeten Abtastfrequenz und der gewünschten Frequenzauflösung basiert, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren verkettet werden, um eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei der gegebenen Frequenz zu erhalten, und wobei das Detektormodell die diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion beurteilt, und wobei das Detektormodell (130) ein Spitzenwertdetektormodell, ein Mittelwertdetektormodell, ein RMS-Detektormodell und/oder ein Quasi-Peak-Detektormodell umfasst, wobei der Schritt (a) folgende Schritte umfasst: (a.1) Erfassen eines stationären Anteils des Signals, und (a.2) Erfassen eines impulsiven Anteils des Signals; wobei der stationäre Anteil und der impulsive Anteil im Schritt (b) unabhängig voneinander transformiert werden; und wobei der transformierte stationäre Anteil und der transformierte impulsive Anteil vor dem Schritt (c) zusammengesetzt werden, um das spektrale Signal zu erhalten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 2, bei dem das Meßsystem eine Empfangseinrichtung (120, 122) zum Empfangen des Signals von dem zu testenden Gerät (104), einen Verstärker (118), der das Signal empfängt, und ein Filter (116) umfasst, wobei die Übertragungsfunktion des Meßsystems (100) basierend auf den Übertragungsfunktionen der Empfangseinrichtung (120, 122), des Verstärkers (118) und des Filters (116) bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 3, bei dem die Übertragungsfunktion ferner basierend auf einer Übertragungsfunktion von Leitungen (140) in dem Meßsystem (100) bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, bei dem die Empfangseinrichtung eine Antenne (120) und/oder eine leitungsgebundene Verbindung (122) zwischen dem Meßsystem (100) und dem zu testenden Gerät (104) umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem der Schritt (a) das Abtasten des empfangenen, analogen Signals umfasst, im ein digitalisiertes Signal zu erzeugen, und bei dem der Schritt (b) die Transformation des digitalisierten Signals in den Spektralbereich unter Verwendung einer Fourier-Transformation, eines Bartlett-Periodogramms oder eines Welch-Periodogramms umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt (b) das Anwenden einer Fourier-Transformation auf das digitalisierte Signal umfasst, wobei das transformierte Signal mit einer Fensterfunktion beaufschlagt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem das Signal einer Mehrzahl von Detektormodellen parallel bereitgestellt wird, um eine Mehrzahl von spektralen Messsignalen zu erhalten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, das ferner folgende Schritte umfasst: Auswählen eines vorbestimmten Prüfimpulses, und Beaufschlagen des zu testenden Geräts (104) mit dem ausgewählten Prüfimpuls, wobei die Reaktion des zu testenden Geräts (104) auf dem Prüfimpuls entsprechend den Schritten (a) bis (d) erfasst wird.
Computerprogramm mit einem Programmcode zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.
Vorrichtung zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät (104) hervorgerufen wird, mit: einem Meßsystem (102, 116, 118, 120, 122, 140) zum Empfangen eines Signals von dem zu testenden Gerät (104) im Zeitbereich; und einer Signalverarbeitungseinrichtung (108), die konfiguriert ist, um das empfangene Signal von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich zu transformieren (128) mittels einer Kurzzeit-Fouriertransformation, um ein spektrales Signal zu erhalten, ein vorbestimmtes Detektormodell (130) auf das spektrale Signal anzuwenden, um ein die Störung charakterisierendes spektrales Messsignal zu erhalten, wobei das Detektormodell basierend auf einer Mehrzahl von Spektralvektoren arbeitet, die jeweils aus einer Mehrzahl von in den Spektralbereich transformierten Signalwerten des digitalisierten Signals gebildet sind, wobei die Anzahl der Spektralvektoren auf einer Beobachtungszeit und einer gewünschten Frequenzauflösung basiert, und wobei die Anzahl der in den Spektralbereich transformierten Signalwerte auf der verwendeten Abtastfrequenz und der gewünschten Frequenzauflösung basiert, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren verkettet werden, um eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei der gegebenen Frequenz zu erhalten, und wobei das Detektormodell die diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion beurteilt, und wobei das Detektormodell (130) ein Spitzenwertdetektormodell, ein Mittelwertdetektormodell, ein RMS-Detektormodell und/oder ein Quasi-Peak-Detektormodell umfasst, und den durch eine Übertragungsfunktion des Meßsystems hervorgerufenen Fehler in dem Messsignal zu korrigieren (138), um ein korrigiertes Signal zu erhalten, wobei das Meßsystem einen stationären Anteil des Signals, und einen impulsiven Anteil des Signals erfasst, wobei der stationäre Anteil und der impulsive Anteil durch die Signalverarbeitungseinrichtung (108) unabhängig voneinander transformiert werden und vor der Anwendung des Detektormodells zusammengesetzt werden, um das spektrale Signal zu erhalten.
Vorrichtung zur Erfassung einer Störung im Frequenzbereich, die durch ein zu testendes Gerät (104) hervorgerufen wird, mit: einem Meßsystem (102, 116, 118, 120, 122, 140) zum Empfangen eines Signals von dem zu testenden Gerät (104) im Zeitbereich; und einer Signalverarbeitungseinrichtung (108), die konfiguriert ist, um das empfangene Signal von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich zu transformieren (128) mittels einer Kurzzeit-Fouriertransformation, um ein spektrales Signal zu erhalten, den durch eine Übertragungsfunktion des Meßsystems hervorgerufenen Fehler in dem spektralen Signal zu korrigieren (138), um ein korrigiertes Signal zu erhalten, und ein vorbestimmtes Detektormodell (130) auf das korrigierte Signal anzuwenden, um ein die Störung charakterisierendes spektrales Messsignal zu erhalten, wobei das Detektormodell basierend auf einer Mehrzahl von Spektralvektoren arbeitet, die jeweils aus einer Mehrzahl von in den Spektralbereich transformierten Signalwerten des digitalisierten Signals gebildet sind, wobei die Anzahl der Spektralvektoren auf einer Beobachtungszeit und einer gewünschten Frequenzauflösung basiert, und wobei die Anzahl der in den Spektralbereich transformierten Signalwerte auf der verwendeten Abtastfrequenz und der gewünschten Frequenzauflösung basiert, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren verkettet werden, um eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei der gegebenen Frequenz zu erhalten, und wobei das Detektormodell die diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion beurteilt, und wobei das Detektormodell (130) ein Spitzenwertdetektormodell, ein Mittelwertdetektormodell, ein RMS-Detektormodell und/oder ein Quasi-Peak-Detektormodell umfasst, wobei das Meßsystem einen stationären Anteil des Signals, und einen impulsiven Anteil des Signals erfasst, wobei der stationäre Anteil und der impulsive Anteil durch die Signalverarbeitungseinrichtung (108) unabhängig voneinander transformiert werden und vor der Anwendung des Detektormodells zusammengesetzt werden, um das spektrale Signal zu erhalten.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 12, bei der das Meßsystem eine Empfangseinrichtung (120, 122) zum Empfangen des Signals von dem zu testenden Gerät, einen Verstärker (118), der das Signal empfängt, und ein Filter (116) umfasst, wobei die Signalverarbeitungseinrichtung (108) die Übertragungsfunktion des Meßsystems basierend auf den Übertragungsfunktionen der Empfangseinrichtung (120, 122), des Verstärkers (118) und des Filters (116) bestimmt.
Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der die Signalverarbeitungseinrichtung (108) die Übertragungsfunktion ferner basierend auf einer Übertragungsfunktion von Leitungen (140) in dem Meßsystem bestimmt.
Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, bei der die Empfangseinrichtung eine Antenne (120) und/oder eine leitungsgebundene Verbindung (122) zwischen dem Meßsystem und dem zu testenden Gerät (104) umfasst.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 15, bei der das Meßsystem ferner einen Analog-Digital-Wandler (102) zum Abtasten des empfangenen, analogen Signals umfasst, um ein digitalisiertes Signal zu erzeugen, und bei der die Signalverarbeitungseinrichtung (108) konfiguriert ist, um das digitalisierte Signal in den Spektralbereich unter Verwendung einer Fourier-Transformation, eines Bartlett-Periodogramms oder eines Welch-Periodogramms zu transformieren.
Verfahren zur Messung elektronischer und/oder elektromagnetischer Störungen, mit einem Sensor zur Aufnahme der zu messenden Störsignale, einem Verstärker mit Frequenzbereichsfilter, einem Analog-Digital-Wandler, und einer digitalen Signalauswertungseinheit, dadurch gekennzeichnet, dass durch die digitale Prozessierung die Kurzzeit-Fourier-Transformierte des digitalisierten Messsignals gebildet wird, die eine Mehrzahl von Spektralvektoren aufweist, dass die durch die Übertragungseigenschaften des analogen Teils des Meßsystems hervorgerufenen Fehler korrigiert werden, und dass das digitalisierte Messsignal in einen stationären und in einen impulsiven Anteil aufgeteilt wird und durch digitale Auswertung Mittelwerte und Spitzenwerte der Störung sowohl global im ganzen Frequenzbereich als auch frequenzaufgelöst dargestellt werden, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren verkettet werden, um eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei der gegebenen Frequenz zu erhalten, und wobei die Mittelwerte und die Spitzenwerte mit der diskreten Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion berechnet werden.
Vorrichtung zur Messung elektrischer bzw. elektromagnetischer Störungen bestehend aus einem Sensor zur Aufnahme der zu messenden Störsignale, einem Verstärker mit Frequenzbereichsfilter, einem Analog-Digital-Wandler und einer digitalen Signalauswerteeinheit, dadurch gekennzeichnet, dass durch digitale Prozessierung die Kurzzeit-Fourier-Transformierte des digitalisierten Messsignals gebildet wird, die eine Mehrzahl von Spektralvektoren aufweist, die durch die Übertragungseigenschaften des analogen Teils des Meßsystems hervorgerufenen Fehler korrigiert werden, das digitalisierte Messsignal in einen stationären und einen impulsiven Anteil aufgeteilt wird und durch digitale Auswertung Mittelwerte und Spitzenwerte der Störungen sowohl global im gesamten Frequenzbereich als auch frequenzaufgelöst dargestellt werden, wobei Werte für einen gegebenen Frequenzindex (r) der Mehrzahl von Spektralvektoren verkettet werden, um eine diskrete Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion bei der gegebenen Frequenz zu erhalten, und wobei die Mittelwerte und die Spitzenwerte mit der diskreten Zeitdarstellung der Amplitudenhüllfunktion berechnet werden.