DE3629534C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Impedanzmessung eines elektrischen Zweipols durch kohärente Abtastung von Meßsignalen in einem weiten Frequenzbereich durch Erfassung und Auswertung zeitkontinuierlicher Signalwerte durch deren Umsetzung in wert- und zeitdiskrete Daten in einem digitalen Meßsystem und auf eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Das Multiplex-Abtastverfahren, auch Sampling-Verfahren genannt, wird in der Oszillographentechnik seit vielen Jahren angewandt.

Zur Darstellung werden wiederkehrende Signale mit konstanter Signalform benötigt. Ganz allgemein läßt sich das Sampling-Verfahren als Stauchung des Nachrichtenquaders mit den Achsen Dynamik, Frequenz und Zeit von der Frequenzachse in die Zeitachse verstehen (Klaus Lipinski "Moderne Oszillographen, Technik und Anwendung" 1974, Seite 87 ff.).

Die aus der Oszillographentechnik bekannte Abtastmethode wird auch bei elektronischen Spannungsmessern eingesetzt. Dabei werden von dem Meßsignal in regelmäßigen (kohärente Abtastung) oder in unregelmäßigen (inkohärente Abtastung) Zeitabständen Proben entnommen, d. h. es werden die Momentanwerte zu den Abtastzeitpunkten bestimmt. Der Aufbau und die Arbeitsweise derartiger Sampling-Spannungsmesser sind im Fachbuch von R. Mäusel "Hochfrequenz-Meßtechnik, Meßverfahren und Meßgeräte", 1973, Seite 54 ff., beschrieben. Ein darin beschriebener Sampling-Voltmeter weist einen Sampling-Pulsgenerator auf, der zusammen mit der Abtastschaltung in einem Tastkopf untergebracht ist. Der Pulsgenerator erzeugt in diesem Beispiel inkohärente Abtastimpulse (etwa 250 ps Dauer).

Getriggert wird der Impulsgenerator durch ein im Bereich von 10 bis 20 kHz mittels eines niederfrequenten Sägezahns gewobbeltes Signal, dessen statistisch verteilte Wiederholfrequenz praktisch mit keinem ankommenden Signal korreliert ist. Die Abtastimpulse schalten über eine Diodenbrücke kurzzeitig den Sampling-Kondensator an die Meßspannung an. An diesem Kondensator entsteht dann eine Impulsfolge, deren Amplitudenwerte proportional den momentanen Werten der Meßspannung zu den Abtastzeitpunkten sind. Über Spannungsteiler und Verstärkerstufen, die gemeinsam den Meßbereich bestimmten, werden die am Kondensator liegenden Abtastimpulse einer Impulsformerschaltung zugeführt, die die Impulse verbreitert, deren Amplituden jedoch immer proportional den abgetasteten Amplitudenwerten des Meßsignals sind. Sie werden einem Mittelwertgleichrichter zugeführt, dessen Ausgangsspannung integriert und angezeigt wird. Der Meßbereich des betreffenden Gerätes reicht von 10 kHz bis 1 GHz, der Spannungsmeßbereich von 1 mV bis 3 V für Vollausschlag.

In der digitalen Signalverarbeitung hat die Multiplexabtastung vermehrt sowohl zur Anzeige als auch Speicherng von analogen Spannungs- und Stromwerten Eingang gefunden. Die Verarbeitung analoger Signale mit digitalen Rechenanlagen erfordert eine Erfassung wert- und zeitkontinuierlicher Signalwerte und deren Umsetzung in binärcodierte wert- und zeitdiskrete Daten (Datenwörter). Für die rechnergestützte Analyse analoger Signalvorgänge ist eine Zerlegung des Signals in eine Zeitreihe äquidistanter Abtastwerte erforderlich. Der zeitliche Abstand aufeinanderfolgender Abtastwerte ist dabei nicht beliebig wählbar. Es hängt von der zu analysierenden Signalfrequenz bzw. von der höchsten im Signal vorkommenden Frequenzkomponenten ab.

Der Zusammenhang zwischen der Frequenz des Signals und der minimal möglichen Abtastfrequenz ist durch ein Theorem gegeben, das von Channon formuliert wurde. Danach muß die Abtastfrequenz mehr als doppelt so groß wie die höchste im Signal enthaltene Signalfrequenz gewählt werden, damit in den Abtastwerten des Signals die ursprünglich enthaltene Information vollständig erhalten bleibt. Die Grundlagen des Abtasttheorems von Channon und die Beachtung der durch den Vorgang der Abtastung eines Signals zwangsläufig gegebenen Fehlerquellen, wie Aliasing-Rauschen bei Verletzung des Abtasttheorems oder das Quantisierungsrauschen, bedingen, daß jeder Amplitudenwert nur mit einer endlichen Genauigkeit aufgelöst wird und Störungen durch nicht ideale Abtastungen vermieden werden, Fachbuch "Digitale Signalverarbeitung", von Norbert Hesselmann, 1. Auflage 1983, Seite 57 ff.

Neben der kohärenten und inkohärenten Abtastung der Signale kommt dem Echtzeitabtastverfahren eine besondere Bedeutung zu, da mit der entsprechenden Abtastfrequenz eine Periode des zu messenden Signals vollständig abgetastet wird. Jede Verarbeitung von analogen Daten mit digitalen Systemen benötigt bekanntlich neben den durch die physikalischen Grenzen eines Verfahrens bestimmten Verarbeitungszeiten, die sowohl für analoge als auch digitale Verarbeitungsprozesse gleich sind, systemgebundene Zeiten, die der Arbeitsgeschwindigkeit natürliche Grenzen setzen. Die Digitalisierung und Zwischenspeicherung der Abtastwerte, die Durchführung der mathematischen Operationen sowie die Speicherung der den Analogwerten entsprechenden Digitalwerte in Puffer- und Summierspeichern, z. B. für die Durchführung spektraler Mitteilungen oder in graphischer Form auf einem Sichtgerät, benötigen eine nicht zu vernachlässigende Arbeitszeit, während der das System im allgemeinen für eine Fortführung der Datenerfassung nicht zur Verfügung steht. Eine Echtzeitverarbeitung ist mithin nur dann zu erzielen, wenn die Verarbeitung innerhalb eines Abtastintervalls, also zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastpunkten, vollständig ausführbar ist. Die Zeit für einen in sich abgeschlossenen Verarbeitungszyklus ist systembedingt vorgegeben. Die obere Echtzeit-Grenzfrequenz eines digitalen Verarbeitungssystems ist ebenfalls vorgegeben. Wird beispielsweise für eine komplette DFT ein Zeitraum von 10 ms benötigt, so beträgt die maximale in Echtzeit zu analysierende Frequenz weniger als 50 Hz, wenn das Abtasttheorem nicht verletzt werden soll. Wird das kohärente Verfahren unter Verletzung des Abtasttheorems verwendet, so können lediglich mehrere Perioden in Form einer Hüllkurvenauswertung Effektivwertmessungen durchgeführt werden.

Diese Verfahren sind auch ganz allgemein auf Impedanzmessungen anwendbar, haben aber den Nachteil, daß Aliasing-Fehler, die rechentechnisch korrigiert werden müssen und in der Regel aber nicht zu korrigieren sind, auftreten können. Hinzu kommt, daß rechnerische Spektralanalysen bei der über mehrere Perioden geführten kohärenten oder inkohärenten Methode praktisch nicht möglich sind. Diese Methode ist nur in Verbindung mit der Echtzeitmessung möglich, da jedes der Meßsignale analysiert werden muß. Nur so ist es z. B. im Rahmen der Fourier- Transformation möglich, die einzelnen Oberwellen des Signalspektrums zu ermitteln.

Ausgehend von diesem technischen Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens zur Impedanzmessung durch kohärente Abtastung von Meßsignalen in einem weiteren Frequenzbereich durch Erfassung wert- und zeitkontinuierlicher Signalwerte in einem digitalen Verarbeitungssystem anzugeben, bei dem es möglich ist, durch eine Echtzeitmessung oder eine mit der Echtzeitmessung vergleichbare Messung die Impedanz eines Meßobjektes in einer besonders kurzen Meßzeit festzustellen und darüber hinaus eine Auswertung der Zeitsignale, z. B. in Form einer rechnerischen Spektralanalyse, zu ermöglichen. Dieses Verfahren soll auch bei höheren Anforderungen gewährleisten, daß Phasenverschie­ bungen des Meßsignals bis zum Eintritt in das Meßobjekt, einen Zwei­ pol, eliminiert werden. Ferner soll eine geeignete Schaltung zur Durchführung des Verfahrens angegeben werden.

Diese Aufgabe wird das Verfahren betreffend durch die das im Patentanspruch 1 angegebenen Verfahrensschritte und die Vorrichtung betreffend durch die im Anspruch 8 angegebene Schaltungsanordnung gelöst.

Die Impedanzwertemessung kann bekanntlich aufgrund der Quotienten der gemessenen Spannungs- und Stromwerte eines Signals bei bestimmten Frequenzen ermittelt werden, bevorzugt bei Anliegen einer Sinusspannung als Meßfrequenz wird diese aus den beiden Grundwellenanteilen ermittelt. Multispektrale Frequenzanalysen sind aber auch möglich. Die entsprechenden Auswertungsmöglichkeiten sind bekannt. Das Verfahren kann ganz allgemein zur Messung der Übertragungsfunktion einer definierten Übertragungsstrecke verwendet werden, wenn die Verfahrensschritte eingehalten werden.

Vorteilhafte Verfahrensschritte sind in den Unteransprüchen 2 bis 7 angegeben.

Im Patentanspruch 8 ist eine Schaltunganordnung zur Durchführung des Verfahrens angegeben, bei der der Meßsender nicht im Meßgerät selbst integriert ist. Es handelt sich hierbei um einen externen Meßsender, dessen Frequenz zunächst durch einen Frequenzzähler ermittelt wird. Ein Prozessor errechnet nach einem vorgegebenen Ordnungsalgorithmus die für die zeitdiskrete Abtastung notwendige Abtastfrequenz unter Berücksichtigung der gemessenen Frequenz des Meßsignals und tastet eine Sample- and Hold-Schaltung, die Bestandteil eines A/D-Wandlers ist, dessen Ausgangswerte entweder digital angezeigt oder einer Integrationsstufe zur Auswertung zugeführt werden. Sie können aber auch in einem Schreib-Lesespeicher (RAM) abgelegt werden.

Der Anspruch 9 gibt eine Ausführungsform wieder, bei der in dem Gerät selbst der Meßsender enthalten ist.

Bei tiefen Signalfrequenzen wird nach der erfinderischen Lehre in Echtzeit gemessen, so daß alle notwendigen Meßpunkte (z. B. 2 ⁿ = 256) in einer Periode des Meßsignals entnommen werden. Dies ist möglich, solange das Abtasttheorem nicht verletzt wird. Bei hohen Signalfrequenzen wird hingegen durch das Abtastverfahren mindestens ein Meßpunkt pro Periode des Signals entnommen. In einem mittleren Signalfrequenzbereich, also einer Frequenz oberhalb der Echtzeit-Grenzfrequenz des digitalen Systems, wird nach der Lehre der Erfindung unter Berücksichtigung der geforderten maximalen Meßpunkte innerhalb einer Periode, die nach der Echtzeit noch gemessen werden kann, bzw. einer bestimmten vorgegebenen Anzahl von Meßpunkten für die Perioden, die zu messen sind, eine bestimmte Anzahl von Meßpunkten neu errechnet. Die Meßpunkte liegen auf den Kurvenbahnen der einzelnen Perioden des Meßsignals, so daß auch in diesem Fall von einer Echtzeitmessung über mehrere Perioden gesprochen werden kann. Dabei wird jedoch nicht die kohärente Meßmethode über eine größere Anzahl von Perioden vollzogen, wodurch die erforderliche Meßzeit von 1 Periode auf 2 ⁿ Perioden steigen würde, was unzumutbar ist, sondern lediglich die nächstfolgende Periodenzahl ermittelt, die aufgrund der vorgegebenen Abtastpukte abgetastet werden kann.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung vermeidet einen sprunghaften Anstieg der Meßzeit beim Übergang von dem Echtzeit-Meßverfahren zum Sampling- Meßverfahren im Fall des Überschreitens der Echtzeit- Grenzfrequenz durch das Meßsignal. Durch geeignete Taktgeneratoren werden im Übergangsbereich statt 2 ⁿ Meßpunkte nach der Lehre des Verfahrens innerhalb einer Periode 2 ^{n - x} Meßwerte entnommen. Dafür müssen 2 ^x = 2 bis 2 ^{n - 1} Perioden aufgenommen werden.

Ein Zahlenbeispiel soll dies verdeutlichen.

Ein A/D-Wandler mit 25 kHz maximaler Abtastrate (Echzeit- Grenzfrequenz) kann 256 Punkte je Periode in Echtzeit bis zu einer Frequenz von maximal 100 Hz erfassen. Die Meßzeit bei 100 Hz entspricht 10 ms. Bei einer Meßfrequenz oberhalb von 100 Hz, z. B. 110 Hz, würde im normalen kohärenten Sampling-Verfahren die Meßzeit 9,06 ms × 256 = ca. 2,5 s betragen.

Nach dem neuen Verfahren werden jedoch nicht mehr die einzelnen Perioden mit 256 Punkten sondern zwei Perioden in die Messung einbezogen und durch je 128 Punkte abgetastet. Hierdurch ist eine reale Meßzeit von ca. 20 ms gegenüber der bisher üblichen Meßmethode nach dem Sampling-Verfahren mit ca. 2,5 s Meßzeit gegeben.

Das Verfahren ermöglicht neben der wertmäßigen Auswertung auch die Zeitauswertung der Signale und damit die rechnerische Spektralanalyse. Zu diesem Zweck werden die ermittelten Zeitsignale gespeichert und aus diesen die Grundwellen sowie die Oberwellen rechnerisch ermittelt. Dadurch ist es möglich, mit dem Impedanzmesser sowohl wertmäßige als auch zeitdiskrete Signalabläufe zu erfassen und darzustellen.

Ein besonderer Vorteil ist dann gegeben, wenn gemäß den Ansprüchen 5 und 7 verfahren wird, da dann auch bei einer Messung mit einer Meßfrequenz, die oberhalb der Echtzeit- Grenzfrequenz liegt, durch einen Ordnungsalgorithmus eine Periode des Signals durch Zusammenfügen der Meßwerte aller Perioden reversibel ist, die der einer durch Echtzeitmessung ermittelten entspricht.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen 9 ff. beschrieben. Die darin offenbarten Schaltungen sind beispielhaft angegeben. Die jeweilige Auslegung hängt von der maximalen Frequenz des Meßsignals, der Echtheits- Frequenz des Systems und des Meßprogramms sowie der rechnerischen Auswertung und Darstellung ab.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Fig. 1 bis 4 dargestellten Ausführungsbeispiele von Schaltungen zur Durchführung des Verfahrens näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 eine vereinfachte in Form eines Blockschaltbildes dargestellte Schaltung eines Meßgerätes mit den erfindungswesentlichen Schaltungskomponenten zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2 eine Anordnung zur gesteuerten Erzeugung eines Meßsignals bestimmter Form,

Fig. 3 eine Anordnung, bei der von dem Meßobjekt sowohl am Meßsignaleingang als auch am Meßpunkt das Meßsignal mittels zwei S/H-Schaltungen abgetastet wird, und

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Meßsenders als Fremdsignalquelle.

Die einzelnen Schaltungsblöcke in Fig. 1 sind für folgende Funktionen vorgesehen:

Der Schaltungsblock 1 stellt symbolisch die Eingabetastatur einer ortsfesten Tastatur am Meßgerät dar, mit der das Meßprogramm wählbar ist, und der Schaltungsblock 2 eine zentrale Steuereinheit, einen Zentralprozessor, der alle Gerätefunktionen nach einem Betriebsprogramm, das in einem ROM 3 abgelegt sein kann, abarbeitet. In dem ROM 3 sind auch die Frequenztabellen abgelegt, die für die Programmierung der Frequenzteiler benötigt werden.

Der Block 4 stellt einen programmierbaren HF-Oszillator dar, z. B. einen spannungsgesteuerten Oszillator mit eigener PLL, die Schaltungsblöcke 5 und 6 Teiler, die programmierbar sind und von denen der Teiler 5 zur Erzeugung der Taktsignale und zur Triggerung der S/H-Schaltung und der Teiler 6 zur Erzeugung der Meßsignalfrequenz vorgesehen sind. Weiterhin beinhaltet die Darstellung ein Meßobjekt 7, das z. B. ein Zwei- oder ein Vierpol sein kann, eine Smapling-Brücke 8, die das Meßobjekt mit der Taktfrequenz abtastet und die jeweiligen analogen Meßsignale an einen Sampling-Kondensator 9 durchschaltet, dessen Ladezustand zum Zeitpunkt der Aufladung ausgewertet wird. Dem Sampling-Kondensator 9 ist ein Verstärker 10 nachgeschaltet, der die gemessenen Impulse verstärkt ausgibt. Ein A/D-Wandler 11 digitalisiert die verstärkte Ladespannung am Sample-Kondensator 9 synchron mit der Taktfrequenz und bereitet die Impulse so auf, daß sie in einem Zeitsignalspeicher 12 wert- und/oder zeitmäßig ablegbar sind. Die Impulse können aber auch einer Anordnung zur digitalen Anzeige des jeweiligen Meßergebnisses zugeführt werden. Die eingespeicherten Zeitsignale im Speicher 12 können von der CPU 2 ausgelesen werden oder aber auch von einem nicht dargestellten gesonderten Prozessor, der die Auswertung der Signale ermöglicht. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird auch diese Funktion von der CPU 2 wahrgenommen, die anhand der gespeicherten digitalen Werte und der festgestellten Phasenlage auch die Werte errechnen kann - wenn ein entsprechendes Betriebsprogramm vorgesehen ist -, die nach der Fourier-Transformation unter Zugriff auf den vorgegebenen Algorithmus zur Spektrumanzeige notwendig sind. Die Ausgabedaten können aber auch einer Analoganzeige 13 oder eine Digitalanzeige 14 zugeführt werden. Selbstverständlich können die Daten auch so aufbereitet werden, daß sie auf einem Bildschirm angezeigt werden können. Insbesondere ist eine Anzeige des Signalspektrums, das rein rechnerisch ermittelt wird, auf einem Bildschirm vorgesehen.

Mit der Eingabetastatur werden die jeweiligen Meßprogramme gewählt, die realisierbar sind. So können z. B. der Frequenzbereich, in dem zu messen ist - als Beispiel seien hier 10^-4 Hz bis 2 MHz angegeben -, vorgegeben werden oder aber auch die Art und Weise der Messung, um eine Impedanzmessung mit oder ohne Spektralanalyse der Signale sowie die Kurvenform des Meßsignals. Die CPU greift entsprechend der Eingabe auf ein vorhandenes Programm, das vorzugsweise im ROM abgelegt ist, zurück und erzeugt zugleich die digitalen Einstellbefehle für den programmierbaren HF-Oszillator 4 und für die programmierbaren Teiler 5 und 6, und zwar in Abhängigkeit der vorgegebenen digitalen Werte in den Frequenztabellen. Die programmierbaren Teiler 6 und 5 erzeugen zum einen die sinusförmige Meßfrequenz und zum anderen die rechteckförmige Taktfrequenz zur Ansteuerung der Sampling-Brücke 8. Bei Vorgabe der entsprechenden zu messenden Frequenz oder des zu wobbelnden Frequenzbereiches über die Eingabetastatur oder durch ein eingeschriebenes Funktionsprogramm, das automatisch abläuft, wobei der HF-Oszillator gewobbelt wird und parallel dazu die entsprechenden Teilerverhältnisse eingestellt werden, erzeugt der programmierbare HF- Oszillator 4 eine bestimmte HF, die von den Teilern 5, 6 unterschiedlich geteilt wird. Im Teiler 5 ist zugleich ein Taktgenerator integriert, der definierte Triggerimpulse für die Austastung ausgibt. Der Ausgang des Teilers 6 liefert hingegen eine sinusförmige Meßspannung, die an das Meßobjekt 7 angelegt wird. Die Sampling-Brücke 8, hierbei handelt es sich in der Regel zweckmäßigerweise um eine Diodenbrücke, schaltet kurzzeitig den Sampling-Kondensator 9 an die Meßspannung. An dem Kondensator 9 entsteht dann eine Impulsfolge, deren Amplitudenwerte proportional den Momentanwerten der Meßspannung zu den Abtastzeitpunkten sind. Diese Impulse werden durch den Verstärker 10 verstärkt und in einer Impulsformerstufe in solche Impulse umgewandelt, die zur einwandfreien Abspeicherung oder Weiterverarbeitung notwendig sind. Die so erzeugten wertmäßig vorhandenen Impulse werden verstärkt in einem A/D-Wandler 11 in digitale Signale umgewandelt, die in dem Speicher 12 abgelegt werden. Die so festgehaltenen digitalen Worte werden von der CPU ausgelesen und nach einem eingeschriebenen Programm für die Analog- oder Digitalanzeige 13 bzw. 14 aufgearbeitet und zur Anzeige gebracht. Es ist darüber hinaus aber auch möglich, unter Einbeziehung der Phasenlage der einzelnen Impulse das Frequenzspektrum anhand der gemessenen Informationen zu ermitteln und z. B. auf dem Wege der Fourier-Transformation auf einem Sichtschirm darzustellen.

In Fig. 2 ist eine Ausführung eines Sinusgenerators dargestellt, wie er zur Erzeugung einer bestimmten Signalform der Meßfrequenz dem programmierbaren Frequenzteiler 6 nachgeschaltet ist. In einem Zähler 15 wird die geteilte Frequenz gezählt und entsprechend den Vorgaben in einem PROM 16, der von der CPU individuell geladen wird, über einen D/A-Wandler 17 als Signalwelle ausgegeben, wobei diese ganz bestimmte Formen haben kann. Das Meßobjekt wird von diesem Meßsignal gespeist. Das Signal wird vom Meßobjekt über den Ausgang 18 von der Sampling-Brücke 8 abgegriffen und lädt den Sampling-Kondensator 9 entsprechend der angelegten Abtastfrequenz proportional dem gemessenen Analogwert auf. Selbstverständlich können auch andere Generatoren hier eingesetzt werden. Es empfiehlt sich jedoch zur Erzeugung definierter Meßsignale einen steuerbaren zu nehmen, um einen definierten Signalverlauf zu erzeugen und diesen individuell generieren zu können. Dies ist insbesonere dann von Wichtigkeit, wenn es im Rahmen der Impedanzmessung gewünscht ist, das Frequenzspektrum bei bestimmten periodischen Signalen zu erfassen und darzustellen.

In Fig. 3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Impedanzmeßgerätes nach Fig. 1 dargestellt, bei dem an dem Meßobjekt 7 sowohl am Ausgang 18 als auch am Eingang je eine S/H-Schaltung vorgesehen ist. Am Ausgang befindet sich die Sampling-Brücke 8, am Eingang die Sampling-Brücke 19. Hierdurch sollen mögliche Phasenverschiebungen, die sich infolge der Signalübertragung bis zum Meßobjekt ergeben, erfaßt und berücksichtigt werden können. Die Sampling- Brücke 8 ist mit dem Sampling-Kondensator 9 verbunden, die Sampling-Brücke 19 mit dem Sampling-Kondensator 20. Beide im Abtastzeitpunkt erzeugten Zeitsignale mit bestimmten Werten, die verstärkt werden, zum einen über den Verstärker 10 und zum anderen über einen Verstärker 21, werden je einem A/D-Wandler 11 bzw. 22 zugeführt. Diese A/D-Wandler ordnen jedem Analogwert ein Digitalwort zu, das in dem Speicher 12 adressiert abgelegt wird. Der Speicher 12 kann von der CPU 2 oder einem gesonderten Prozessor ausgelesen werden, wobei zugleich der durch die Phasenverschiebung erfaßte Korrekturwert mit ausgewertet wird. Phasenverschiebungen, die sich infolge des Meßobjektes ergeben, werden unter Ausschluß jedes Phasenfehlers somit erfaßt und zur Auswertung gebracht. Die anzuwendenden Algorithmen, z. B. die rechnerische Spektralanalyse, im Rahmen einer Fourier- Transformation sind bekannt.

Das Ausführungsbeispiel in Fig. 4 unterscheidet sich von dem in Fig. 1 lediglich dadurch, daß es sich bei dem HF- Oszillator 23 um einen Fremdoszillator handelt, dessen sinusförmige Meßfrequenz an das Meßobjekt 7 angelegt wird.

Um ein dieser Frequenz entsprechendes Abtastsignal gemäß dem Verfahren nach der Erfindung erzeugen zu können, ist es erforderlich, daß die anstehende HF-Meßfrequenz durch einen Frequenzzähler 24 ermittelt wird und dessen Ergebnis der CPU 2 zur Errechnung einer Abtastfrequenz nach einem Ordnungsalgorithmus unter Zugriff auf eine in einem ROM 3 abgelegte Frequenztabelle zugeführt wird. Die entsprechenden Vorgaben steuern einen programmierbaren Frequenzteiler 6, der seinerseits an einen konstanten HF-Generator 25 angeschlossen ist. Entsprechend der Abtastfrequenz steuern die Abtastimpulse die Sampling-Brücke 8, wodurch der zeitdiskrete Meßwert zur Aufladung des Sampling-Kondensators 9 führt, dessen Ladungszustand ein Maß für den jeweiligen Meßwert darstellt. Dieser wird durch den Verstärker 10 verstärkt und über eine Impulsformerschaltung entweder einer Analoganzeige 13 mit integriertem Mittelwert- Gleichrichter zugeführt oder aber in dem Analog/Digital- Wandler 11 in Digitalinformationen umgesetzt, die in dem Speicher 12 speicherbar sind. Die darin abgelegten digitalen Größen, die den Zeitsignalen entsprechen, werden von der CPU ausgewertet und z. B. auf einem Bildschirm 26 dargestellt.

In dem Ausführungsbeispiel ist zwar der Verstärker der Sampling-Brücke nachgeschaltet dargestellt. Lösungen, bei denen das gewonnene Meßsignal zunächst verstärkt und dann dem jeweiligen Sampling-Kondensator zugeführt wird, sind jedoch dann von Vorteil, wenn ein bestimmter Signalpegel an der S/H-Schaltung anliegen muß und das Meßsignal bzw. der abgetastete Wert sehr klein ist.

Claims (17)

1. Verfahren zur Impedanzmessung eines elektrischen Zweipols durch kohärente Abtastung von Meßsignalen in einem weiten Frequenzbereich durch Erfassung wert- und zeitkontinuierlicher Signalwerte durch deren Umsetzung in wert- und zeitdiskrete Daten in einem digitalen Meßsystem, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Meßfrequenz unterhalb der Echtzeit- Grenzfrequenz des digitalen Meßsystems die Abtastrate für eine Periode des Meßsignals größer ist als die Abtastrate bei einer Meßfrequenz oberhalb der Echtzeit-Grenzfrequenz, jedoch unterhalb der Echtzeit- Grenzfrequenz liegt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Periode eines Meßsignals bis zu einer Frequenz, die der vorgegebenen Echtzeit-Grenzfrequenz des digitalen Verarbeitungssystems entspricht, nach dem Echtzeit- Abtastverfahren mit 2 ⁿ Meßpunkten abgetastet wird, und daß eine Anzahl von 2 ^x = 2 bis 2 ^{n - 1} Perioden eines Meßsignals mit einer Frequenz, die oberhalb der Echtzeit- Grenzfrequenz liegt, kohärent mit 2 ^{n - x} Meßpunkten abgetastet wird, wobei n der Exponent ist, der die festgelegte Anzahl der Meßpunkte innerhalb einer Periode für Messungen bis zur Echtzeit-Grenzfrequenz bestimmt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der zu messenden Perioden bei einer Meßfrequenz oberhalb der Echzeit-Grenzfrequenz 1, 2 oder ein Vielfaches von 2 ist.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit von der Frequenz des Meßsignals in einem Signalprozessor nach einem in einem Lesespeicher (ROM) abgelegten Programm oder vorgegebenem Algorithmus die Abtastrate und die damit verbundene Anzahl der Meßpunkte je zu messender Periode sowie die Anzahl der zu messenden Perioden vorgegeben werden.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz bei einer Meßfrequenz oberhalb der Echtzeit-Grenzfrequenz von abzutastender Periode zu Periode einen Phasenversatz aufweist.

6. Verfahren nach einem er vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die ermittelten zeit- und wertdiskreten abgetasteten Signalwerte in einem A/D- Wandler digitalisiert und einem Signalprozessor mit einer arithmetischen Einheit zur zeit- und/oder wertdiskreten Auswertung der Meßdaten zugeführt werden.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die von Periode zu Periode durch phasenversetzte Abtastung am Meßpunkt des Meßobjektes entnommenen Meßsignale durch einen Ordnungsalgorithmus so zeitlich aneinandergereiht werden, daß die Gesamtzahl der abgetasteten Perioden durch eine rechnerisch nach der Echtzeit-Abtastung ermittelte Periode darstellbar ist.

8. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit einem Meßsignalgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzzähler vorgesehen ist, der die am Meßobjekt anliegende Frequenz des Meßsignals mißt, und daß eine Steuereinheit vorgesehen ist, die in Abhängigkeit von der gemessenen Frequenz die Abtastfrequenz unter Berücksichtigung der Echtzeit- Grenzfrequenz und der vorgegebenen Abtastrate ermittelt und einen Abtastgenetrator entsprechend den Vorgaben während der zu messenden Perioden ansteuert.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßsignalgenerator im Impedanzmeßgerät enthalten und nach einem vorgegebenen Programm mit dem Abtastgenerator frequenzverriegelt ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein programmierbarer HF-Oszillator (4) vorgesehen ist, dessen von einem Quarz abgeleitete Frequenz durch eine PLL-Schaltung mit einstellbaren Frequenzteilern veränderbar ist, daß die stabilisierte Oszillatorfrequenz in einem ersten Frequenzteiler (6) zur Erzeugung der Meßfrequenz und in einem zweiten Frequenzteiler (5) parallel hierzu in bestimmte Abtastfrequenzen geteilt wird, wobei die Frequenzteiler (5, 6) in Abhängigkeit von dem Meßprogramm von den Einstellinformationen einen in einen nichtflüchtigen Speicher abgelegten Frequenztabelle oder nach einem Algorithmus über einen Mikroprozessor (2) programmiert werden, daß die Abtastfrequenz eine Abtastschaltung (8) steuert, die mit dem Meßpunkt des Meßobejektes (7) verbunden ist, wobei am Eingang des Meßobjektes (7) das Meßsignal anliegt.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß am Meßobjekteingang eine erste Abtastschaltung (8) angeschlossen und mit dem Meßpunkt des Meßobjektes eine zweite Abtastschaltung (19) verbunden ist, daß beide Abtastschaltungen (8, 19) synchron vom Abtastgenerator getaktet werden, und daß die abgegriffenen Zeitsignale in einem Speicher (12) gespeichert werden, der von einer Auswerteschaltung (2) ausgelesen wird.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Auswerteschaltung (2) eine Analog- (13) und/oder Digitalanzeige (14) verbunden ist, die das jeweilige Meßergebnis anzeigt.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsignale digitalisiert in einem Schreib/Lesespeicher (12) abgelegt sind und von einem Prozessor (2) ausgelesen oder in diesen eingegeben werden, der unter Zuhilfenahme der diskreten Fourier- Transformation nach einem Rechenprogramm die Spektralanteile des Signals ermittelt und ein Signal zur Darstellung der Spektralanteile auf einem Bildschirm liefert.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die durch die beiden Abtastschaltungen (8, 19) abgegriffenen Signale über zwei identische Verstärker (10, 21) verstärkt werden (Fig. 3).

15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal eine sinusförmige Spannung ist.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Kurvenverlauf des Meßsignals von nach einem in einem von dem Frequenzteiler (5) gesteuerten, programmierbaren Festwertspeicher (16) eingegebenen Programm in einem D/A-Wandler (17) erzeugt wird, und daß der Festwertspeicher (16) mit der Zentralsteuereinheit (2) verbunden ist und in Abhängigkeit von eingegebenen Programmbefehlen von dieser programmiert wird (Fig. 2).

17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die entnommenen Meßsignale in einem Verstärker verstärkt der S/H-Schaltung (9, 20) zugeführt werden.