DE3629534A1 - Verfahren zur impedanzmessung durch kohaerente abtastung - Google Patents
Verfahren zur impedanzmessung durch kohaerente abtastungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur
Impedanzmessung durch kohärente Abtastung von Meßsignalen in
einem weiten Frequenzbereich durch Erfassung und Auswertung
zeitkontinuierlicher Signalwerte in einem digitalen
Verarbeitungssystem und eine Schaltungsanordnung zur
Durchführung des Verfahrens.
Das Multiplex-Abtastverfahren, auch Sampling-Verfahren
genannt, wird in der Oszillographentechnik seit vielen
Jahren angewandt. Zur Darstellung werden wiederkehrende
Signale mit konstanter Signalform benötigt. Ganz allgemein
läßt sich das Sampling-Verfahren als Stauchung des
Nachrichtenquaders mit den Achsen Dynamik, Frequenz und
Zeit von der Frequenzachse in die Zeitachse verstehen
(Klaus Lipinski "Moderne Oszillographen, Technik und
und Anwendungen" 1974, Seite 87 ff.).
Die aus der Oszillographentechnik bekannte Abtastmethode
wird auch bei elektronischen Spannungsmessern eingesetzt.
Dabei werden von dem Meßsignal in regelmäßigen (kohärente
Abtastung) oder in unregelmäßigen (inkohärente Abtastung)
Zeitabständen Proben entnommen, d.h. es werden die
Momentanwerte zu den Abtastzeitpunkten bestimmt. Der Aufbau
und die Arbeitsweise derartiger Sampling-Spannungsmesser
sind im Fachbuch von R. Mäusel "Hochfrequenz-Meßtechnik,
Meßverfahren und Meßgeräte", 1973, Seite 54 ff.,
beschrieben. Ein darin beschriebener Sampling-Voltmeter
weist einen Sampling-Pulsgenerator auf, der zusammen mit
der Abtastschaltung in einem Tastkopf untergebracht ist.
Der Pulsgenerator erzeugt in diesem Beispiel inkohärente
Abtastimpulse (etwa 250 ps Dauer).
Getriggert wird der Impulsgenerator durch ein im Bereich
von 10 bis 20 kHz mittels eines niederfrequenten Sägezahns
gewobbeltes Signal, dessen statistisch verteilte
Wiederholfrequenz praktisch mit keinem ankommenden Signal
korreliert ist. Die Abtastimpulse schalten über eine
Diodenbrücke kurzzeitig den Sampling-Kondensator an die
Meßspannung an. An diesem Kondensator entsteht dann eine
Impulsfolge, deren Amplitudenwerte proportional den
momentanen Werten der Meßspannung zu den Abtastzeitpunkten
sind. Über Spannungsteiler und Verstärkerstufen, die
gemeinsam den Meßbereich bestimmen, werden die am
Kondensator liegenden Abtastimpulse einer
Impulsformerschaltung zugeführt, die die Impulse verbreitert,
deren Amplituden jedoch immer proportional den abgetasteten
Amplitudenwerten des Meßsignals sind. Sie werden einem
Mittelwertgleichrichter zugeführt, dessen
Ausgangsspannung integriert und angezeigt wird. Der
Meßbereich des betreffenden Gerätes reicht von 10 kHz bis
1 GHz, der Spannungsmeßbereich von 1 mV bis 3 V für
Vollausschlag.
In der digitalen Signalverarbeitung hat die
Multiplexabtastung vermehrt sowohl zur Anzeige als auch
Speicherung von Analogwerten Eingang gefunden. Die
Verarbeitung analoger Signale mit digitalen Rechenanlagen
erfordert eine Erfassung wert- und zeitkontinuierlicher
Signalwerte und deren Umsetzung in binärcodierte wert- und
zeitdiskrete Daten (Datenwörter). Für die rechnergestützte
Analyse analoger Signalvorgänge ist eine Zerlegung des
Signals in eine Zeitreihe äquidistanter Abtastwerte
erforderlich. Der zeitliche Abstand aufeinanderfolgender
Abtastwerte ist dabei nicht beliebig wählbar. Er hängt von
der zu analysierenden Signalfrequenz bzw. von der höchsten
im Signal vorkommenden Frequenzkomponente ab.
Der Zusammenhang zwischen der Frequenz des Signals und der
minimal möglichen Abtastfrequenz ist durch ein Theorem
gegeben, das von Channon formuliert wurde. Danach muß die
Abtastfrequenz mehr als doppelt so groß wie die höchste im
Signal enthaltene Signalfrequenz gewählt werden, damit in
den Abtastwerten des Signals die ursprünglich enthaltene
Information vollständig erhalten bleibt. Die Grundlagen des
Abtasttheorems von Channon und die Beachtung der durch den
Vorgang der Abtastung eines Signals zwangsläufig gegebenen
Fehlerquellen, wie Aliasing-Rauschen bei Verletzung des
Abtasttheorems oder das Quantisierungsrauschen, bedingen,
daß jeder Amplitudenwert nur mit einer endlichen Genauigkeit
aufgelöst wird und Störungen durch nicht ideale
Abtastungen vermieden werden, Fachbuch "Digitale
Signalverarbeitung", von Norbert Hesselmann, 1. Auflage
1983, Seite 57 ff.
Neben der kohärenten und inkohärenten Abtastung der Signale
kommt dem Echtzeitabtastverfahren eine besondere Bedeutung
zu, da mit der entsprechenden Abtastfrequenz eine Periode
des zu messenden Signals vollständig abgetastet wird. Jede
Verarbeitung von analogen Daten mit digitalen Systemen
benötigt bekanntlich neben den durch die physikalischen
Grenzen eines Verfahrens bestimmten Verarbeitungszeiten, die
sowohl für analoge als auch digitale Verarbeitungsprozesse
gleich sind, systemgebundene Zeiten, die der
Arbeitsgeschwindigkeit natürliche Grenzen setzen. Die
Digitalisierung und Zwischenspeicherung der Abtastwerte, die
Durchführung der mathematischen Operationen sowie die
Speicherung der den Analogwerten entsprechenden
Digitalwerte in Puffer- und Summierspeichern, z.B. für die
Durchführung spektraler Mitteilungen oder in graphischer
Form auf einem Sichtgerät, benötigen eine nicht zu
vernachlässigende Arbeitszeit, während der das System im
allgemeinen für eine Fortführung der Datenerfassung nicht
zur Verfügung steht. Eine Echtzeitverarbeitung ist mithin
nur dann zu erzielen, wenn die Verarbeitung innerhalb eines
Abtastintervalls, also zwischen zwei aufeinanderfolgenden
Abtastpunkten, vollständig ausführbar ist. Die Zeit für
einen in sich abgeschlossenen Verarbeitungszyklus ist
systembedingt vorgegeben. Die obere Echtzeit-Grenzfrequenz
eines digitalen Verarbeitungssystems ist ebenfalls
vorgegeben. Wird beispielsweise für eine komplette DFT ein
Zeitraum von 10 ms benötigt, so beträgt die maximale in
Echtzeit zu analysierende Frequenz weniger als 50 Hz, wenn
das Abtasttheorem nicht verletzt werden soll.
Wird das kohärente Verfahren unter Verletzung des
Abtasttheorems verwendet, so können lediglich über mehrere
Perioden in Form einer Hüllkurvenauswertung
Effektivwertmessungen durchgeführt werden.
Diese Verfahren sind auch ganz allgemein auf
Impedanzmessungen anwendbar, haben aber den Nachteil, daß
Aliasing-Fehler, die rechentechnisch korrigiert werden
müssen und in der Regel aber nicht zu korrigieren sind,
auftreten können. Hinzu kommt, daß rechnerische
Spektralanalysen bei der über mehrere Perioden geführten
kohärenten oder inkohärenten Methode praktisch nicht möglich
sind. Diese Methode ist nur in Verbindung mit der
Echtzeitmessung möglich, da jedes der Meßsignale analysiert
werden muß. Nur so ist es z.B. im Rahmen der Fourier-
Transformation möglich, die einzelnen Oberwellen des
Signalspektrums zu ermitteln.
Ausgehend von diesem technischen Hintergrund liegt der
Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur
Impedanzmessung durch kohärente Abtastung von Meßsignalen in
einem weiten Frequenzbereich durch Erfassung wert- und
zeitkontinuierlicher Signalwerte in einem digitalen
Verarbeitungssystem anzugeben, bei dem es möglich ist, durch
eine Echtzeitmessung oder eine mit der Echtzeitmessung
vergleichbare Messung die Impedanz eines Meßobjektes in
einer besonders kurzen Meßzeit festzustellen und darüber
hinaus eine Auswertung der Zeitsignale, z.B. in Form einer
rechnerischen Spektralanalyse, zu ermöglichen. Dieses
Verfahren soll auch bei höheren Anforderungen gewährleisten,
daß Phasenverschiebungen des Meßsignals bis zum Eintritt in
das Meßobjekt, einen Zwei- oder Vierpol, eliminiert werden.
Ferner soll eine geeignete Schaltung zur Durchführung des
Verfahrens angegeben werden.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das im Patentanspruch 1
wiedergegebene Verfahren gelöst.
Vorteilhafte Verfahrensschritte sind in den Unteransprüchen 2
bis 10 angegeben.
Im Patentanspruch 9 ist eine Schaltungsanordnung zur
Durchführung des Verfahrens angegeben, bei der der
Meßsender nicht im Meßgerät selbst integriert ist. Es
handelt sich hierbei um einen externen Meßsender, dessen
Frequenz zunächst durch einen Frequenzzähler ermittelt wird.
Ein Prozessor errechnet nach einem vorgegebenen
Ordnungsalgorithmus die für die zeitdiskrete Abtastung
notwendige Abtastfrequenz unter Berücksichtigung der
gemessenen Frequenz des Meßsignals und tastet eine Sample-
and-Hold-Schaltung, die Bestandteil eines A/D-Wandlers ist,
dessen Ausgangswerte entweder digital angezeigt oder einer
Integrationsstufe zur Auswertung zugeführt werden. Sie
können aber auch in einem Schreib/Lesespeicher (RAM)
abgelegt werden.
Der Anspruch 10 gibt eine Ausführungsform wieder, bei der
in dem Gerät selbst der Meßsender enthalten ist.
Bei tiefen Signalfrequenzen wird nach der erfinderischen
Lehre in Echtzeit gemessen, so daß alle notwendigen
Meßpunkte (z.B. 2n=256) in einer Periode des Meßsignals
entnommen werden. Dies ist möglich, solange das
Abtasttheorem nicht verletzt wird. Bei hohen
Signalfrequenzen wird hingegen durch das Abtastverfahren
mindestens ein Meßpunkt pro Periode des Signals entnommen.
In einem mittleren Signalfrequenzbereich, also einer
Frequenz oberhalb der Echtzeit-Grenzfrequenz des digitalen
Systems, wird nach der Lehre der Erfindung unter
Berücksichtigung der geforderten maximalen Meßpunkte
innerhalb einer Periode, die nach der Echtzeit noch gemessen
werden kann, bzw. einer bestimmten vorgegebenen Anzahl von
Meßpunkten für die Perioden, die zu messen sind, eine
bestimmte Anzahl von Meßpunkten neu errechnet. Die Meßpunkte
liegen auf den Kurvenbahnen der einzelnen Perioden des
Meßsignals, so daß auch in diesem Fall von einer
Echtzeitmessung über mehrere Perioden gesprochen werden kann.
Dabei wird jedoch nicht die kohärente Meßmethode über eine
größere Anzahl von Perioden vollzogen, wodurch die
erforderliche Meßzeit von 1 Periode auf 2n Perioden
steigen würde, was unzumutbar ist, sondern lediglich die
nächstfolgende Periodenzahl ermittelt, die aufgrund der
vorgegebenen Abtastpunkte abgetastet werden kann.
Die Erfindung vermeidet den sprunghaften Anstieg der Meßzeit
beim Übergang von dem Echtzeit-Meßverfahren zum Sampling-
Meßverfahren im Fall des Überschreitens der Echtzeit-
Grenzfrequenz durch das Meßsignal. Durch geeignete
Taktgeneratoren werden im Übergangsbereich statt 2n
Meßpunkte nach der Lehre des Verfahrens innerhalb einer
Periode 2n-x Meßwerte entnommen. Dafür müssen
x=1 bis n-1 Perioden aufgenommen werden.
Ein Zahlenbeispiel soll dies verdeutlichen.
Ein A/D-Wandler mit 25 kHz maximaler Abtastrate (Echtzeit-
Grenzfrequenz) kann 256 Punkte je Periode in Echtzeit bis zu
einer Frequenz von maximal 100 Hz erfassen. Die Meßzeit bei
100 Hz entspricht 10 ms. Bei einer Meßfrequenz oberhalb von
100 Hz, z.B. 110 Hz, würde im normalen kohärenten
Sampling-Verfahren die Meßzeit 9,06 ms×256=ca. 2,5 s
betragen.
Nach dem neuen Verfahren werden jedoch nicht mehr die
einzelnen Perioden mit 256 Punkten sondern zwei Perioden in
die Messung einbezogen und durch je 128 Punkte abgetastet.
Hierdurch ist eine reale Meßzeit von ca. 20 ms gegenüber der
bisher üblichen Meßmethode nach dem Sampling-Verfahren mit
ca. 2,5 s Meßzeit gegeben.
Das Verfahren ermöglicht neben der wertmäßigen Auswertung
auch die Zeitauswertung der Signale und damit die
rechnerische Spektralanalyse. Zu diesem Zweck werden die
ermittelten Zeitsignale gespeichert und aus diesen die
Grundwellen sowie die Oberwellen rechnerisch ermittelt.
Dadurch ist es möglich, mit dem Impedanzmesser sowohl
wertmäßige als auch zeitdiskrete Signalabläufe zu erfassen
und darzustellen.
Ein besonderer Vorteil ist dann gegeben, wenn gemäß den
Ansprüchen 5 und 8 verfahren wird, da dann auch bei einer
Messung mit einer Meßfrequenz, die oberhalb der Echtzeit-
Grenzfrequenz liegt, durch einen Ordnungsalgorithmus eine
Periode des Signals durch Zusammenfügen der Meßwerte aller
Perioden reversibel ist, die der einer durch Echtzeitmessung
ermittelten entspricht.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Schaltungsanordnung zur
Durchführung des Verfahrens sind in den Unteransprüchen
10 ff. beschrieben. Die darin offenbarten Schaltungen sind
beispielhaft angegeben. Die jeweilige Auslegung hängt von
der maximalen Frequenz des Meßsignals, der Echtheits-
Frequenz des Systems und des Meßprogramms sowie der
rechnerischen Auswertung und Darstellung ab.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Fig. 1 bis
4 dargestellten Ausführungsbeispiele von Schaltungen zur
Durchführung des Verfahrens näher erläutert.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 eine vereinfacht in Form eines Blockschaltbildes
dargestellte Schaltung eines Meßgerätes mit den
erfindungswesentlichen Schaltungskomponenten zur
Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,
Fig. 2 eine Anordnung zur gesteuerten Erzeugung eines
Meßsignals bestimmter Form,
Fig. 3 eine Anordnung, bei der von dem Meßobjekt sowohl
am Meßsignaleingang als auch am Meßpunkt das
Meßsignal mittels zweier S/H-Schaltungen
abgetastet wird, und
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Meßsenders als
Fremdsignalquelle.
Die einzelnen Schaltungsblöcke in Fig. 1 sind für folgende
Funktionen vorgesehen:
Der Schaltungsblock 1 stellt symbolisch die Eingabetastatur
einer ortsfesten Tastatur am Meßgerät dar, mit der das
Meßprogramm wählbar ist, und
der Schaltungsblock 2 die zentrale Steuereinheit, einen Zentralprozessor, der alle Gerätefunktionen nach einem Betriebsprogramm, das in einem ROM 3 abgelegt sein kann, abarbeitet. In dem ROM 3 sind auch die Frequenztabellen abgelegt, die für die Programmierung der Frequenzteiler benötigt werden.
der Schaltungsblock 2 die zentrale Steuereinheit, einen Zentralprozessor, der alle Gerätefunktionen nach einem Betriebsprogramm, das in einem ROM 3 abgelegt sein kann, abarbeitet. In dem ROM 3 sind auch die Frequenztabellen abgelegt, die für die Programmierung der Frequenzteiler benötigt werden.
Der Block 4 stellt einen programmierbaren HF-Oszillator dar,
z.B. einen spannungsgesteuerten Oszillator mit eigener
PLL bzw. FLL,
die Schaltungsblöcke 5 und 6 Teiler, die programmierbar sind und von denen der Teiler 5 zur Erzeugung der Taktsignale und zur Triggerung der S/H-Schaltung und der Teiler M zur Erzeugung der Meßsignalfrequenz vorgesehen sind. Weiterhin beinhaltet die Darstellung ein Meßobjekt 7, das z.B. ein Zwei- oder ein Vierpol sein kann, eine Sampling-Brücke 8, die das Meßobjekt mit der Taktfrequenz abtastet und die jeweiligen analogen Meßsignale an einen Sampling-Kondensator 9 durchschaltet, dessen Ladezustand zum Zeitpunkt der Aufladung ausgewertet wird, Dem Sampling-Kondensator 9 ist ein Verstärker 10 nachgeschaltet, der die gemessenen Impulse verstärkt ausgibt. Ein A/D-Wandler 11 digitalisiert die verstärkte Ladespannung am Sample-Kondensator 9 synchron mit der Taktfrequenz und bereitet die Impulse so auf, daß sie in einem Zeitsignalspeicher 12 wert- und/oder zeitmäßig ablegbar sind. Die Impulse können aber auch einer Anordnung zur digitalen Anzeige des jeweiligen Meßergebnisses zugeführt werden. Die eingespeicherten Zeitsignale im Speicher 12 können von der CPU 2 ausgelesen werden oder aber auch von einem nicht dargestellten gesonderten Prozessor, der die Auswertung der Signale ermöglicht. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird auch diese Funktion von der CPU 2 wahrgenommen, die anhand der gespeicherten digitalen Werte und der festgestellten Phasenlage auch die Werte errechnen kann - wenn ein entsprechendes Betriebsprogramm vorgesehen ist -, die nach der Fourier-Transformation unter Zugriff auf den vorgegebenen Algorithmus zur Spektrumanzeige notwendig sind. Die Ausgabedaten können aber auch einer Analoganzeige 13 oder einer Digitalanzeige 14 zugeführt werden. Selbstverständlich können die Daten auch so aufbereitet werden, daß sie auf einem Bildschirm angezeigt werden können. Insbesondere ist eine Anzeige des Signalspektrums, das rein rechnerisch ermittelt wird, auf einem Bildschirm vorgesehen.
die Schaltungsblöcke 5 und 6 Teiler, die programmierbar sind und von denen der Teiler 5 zur Erzeugung der Taktsignale und zur Triggerung der S/H-Schaltung und der Teiler M zur Erzeugung der Meßsignalfrequenz vorgesehen sind. Weiterhin beinhaltet die Darstellung ein Meßobjekt 7, das z.B. ein Zwei- oder ein Vierpol sein kann, eine Sampling-Brücke 8, die das Meßobjekt mit der Taktfrequenz abtastet und die jeweiligen analogen Meßsignale an einen Sampling-Kondensator 9 durchschaltet, dessen Ladezustand zum Zeitpunkt der Aufladung ausgewertet wird, Dem Sampling-Kondensator 9 ist ein Verstärker 10 nachgeschaltet, der die gemessenen Impulse verstärkt ausgibt. Ein A/D-Wandler 11 digitalisiert die verstärkte Ladespannung am Sample-Kondensator 9 synchron mit der Taktfrequenz und bereitet die Impulse so auf, daß sie in einem Zeitsignalspeicher 12 wert- und/oder zeitmäßig ablegbar sind. Die Impulse können aber auch einer Anordnung zur digitalen Anzeige des jeweiligen Meßergebnisses zugeführt werden. Die eingespeicherten Zeitsignale im Speicher 12 können von der CPU 2 ausgelesen werden oder aber auch von einem nicht dargestellten gesonderten Prozessor, der die Auswertung der Signale ermöglicht. Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird auch diese Funktion von der CPU 2 wahrgenommen, die anhand der gespeicherten digitalen Werte und der festgestellten Phasenlage auch die Werte errechnen kann - wenn ein entsprechendes Betriebsprogramm vorgesehen ist -, die nach der Fourier-Transformation unter Zugriff auf den vorgegebenen Algorithmus zur Spektrumanzeige notwendig sind. Die Ausgabedaten können aber auch einer Analoganzeige 13 oder einer Digitalanzeige 14 zugeführt werden. Selbstverständlich können die Daten auch so aufbereitet werden, daß sie auf einem Bildschirm angezeigt werden können. Insbesondere ist eine Anzeige des Signalspektrums, das rein rechnerisch ermittelt wird, auf einem Bildschirm vorgesehen.
Mit der Eingabetastatur werden die jeweiligen Meßprogramme
gewählt, die realisierbar sind. So können z.B. der
Frequenzbereich, in dem zu messen ist - als Beispiel seien
hier 10-4 Hz bis 2 MHz angegeben -, vorgegeben werden
oder aber auch die Art und Weise der Messung, ob es sich
z.B. um eine reine Spannungsmessung handelt oder um eine
Impedanzmessung mit oder ohne Spektralanalyse der Signale
sowie die Kurvenform des Meßsignals. Die CPU greift
entsprechend der Eingabe auf ein vorhandenes Programm, das
vorzugsweise im ROM abgelegt ist, zurück und erzeugt
zugleich die digitalen Einstellbefehle für den
programmierbaren HF-Oszillator 4 und für die
programmierbaren Teiler 5 und 6, und zwar in Abhängigkeit
der vorgegebenen digitalen Werte in den Frequenztabellen.
Die programmierbaren Teiler 6 und 5 erzeugen zum einen die
sinusförmige Meßfrequenz und zum anderen die rechteckförmige
Taktfrequenz zur Ansteuerung der Sampling-Brücke 8. Bei
Vorgabe der entsprechenden zu messenden Frequenz oder des zu
wobbelnden Frequenzbereiches über die Eingabetastatur oder
durch ein eingeschriebenes Funktionsprogramm, das
automatisch abläuft, wobei der HF-Oszillator gewobbelt wird
und parallel dazu die entsprechenden Teilerverhältnisse
eingestellt werden, erzeugt der programmierbare HF-
Oszillator 4 eine bestimmte HF, die von den Teilern 5, 6
unterschiedlich geteilt wird. Im Teiler 5 ist zugleich ein
Taktgenerator integriert, der definierte Triggerimpulse für
die Austastung ausgibt. Der Ausgang des Teilers 6 liefert
hingegen eine sinusförmige Meßspannung, die an das Meßobjekt
7 angelegt wird. Die Sampling-Brücke 8, hierbei handelt es
sich in der Regel zweckmäßigerweise um eine Diodenbrücke,
schaltet kurzzeitig den Sampling-Kondensator 9 an die
Meßspannung. An dem Kondensator 9 entsteht dann eine
Impulsfolge, deren Amplitudenwerte proportional den
Momentanwerten der Meßspannung zu den Abtastzeitpunkten
sind. Diese Impulse werden durch den Verstärker 10 verstärkt
und in einer Impulsformerstufe in solche Impulse
umgewandelt, die zur einwandfreien Abspeicherung oder
Weiterverarbeitung notwendig sind. Die so erzeugten
wertmäßig vorhandenen Impulse werden verstärkt in einem
A/D-Wandler 11 in digitale Signale umgewandelt, die in dem
Speicher 12 abgelegt werden. Die so festgehaltenen digitalen
Worte werden von der CPU ausgelesen und nach einem
eingeschriebenen Programm für die Analog- oder
Digitalanzeige 13 bzw. 14 aufgearbeitet und zur Anzeige
gebracht. Es ist darüber hinaus aber auch möglich, unter
Einbeziehung der Phasenlage der einzelnen Impulse das
Frequenzspektrum anhand der gemessenen Informationen zu
ermitteln und z.B. auf dem Wege der Fourier-Transformation
auf einem Sichtschirm darzustellen.
In Fig. 2 ist eine Ausführung eines Sinusgenerators
dargestellt, wie er zur Erzeugung einer bestimmten
Signalform der Meßfrequenz dem programmierbaren
Frequenzteiler 6 nachgeschaltet ist. In einem Zähler 15 wird
die geteilte Frequenz gezählt und entsprechend den Vorgaben
in einem PROM 16, der von der CPU individuell geladen wird,
über einen D/A-Wandler 17 als Signalwelle ausgegeben, wobei
diese ganz bestimmte Formen haben kann. Das Meßobjekt wird
von diesem Meßsignal gespeist. Das Signal wird vom Meßobjekt
über den Ausgang 18 von der Sampling-Brücke 8 abgegriffen
und lädt den Sampling-Kondensator 9 entsprechend der
angelegten Abtastfrequenz proportional dem gemessenen
Analogwert auf. Selbstverständlich können hier auch andere
Generatoren hier eingesetzt werden. Es empfiehlt sich
jedoch, zur Erzeugung definierter Meßsignale einen
steuerbaren zu nehmen, um einen definierten Signalverlauf zu
erzeugen und diesen individuell generieren zu können. Dies
ist insbesondere dann von Wichtigkeit, wenn es im Rahmen der
Impedanzmessung gewünscht ist, das Frequenzspektrum bei
bestimmten periodischen Signalen zu erfassen und
darzustellen.
In Fig. 3 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines
Impedanzmeßgerätes nach Fig. 1 dargestellt, bei dem an dem
Meßobjekt 7 sowohl am Ausgang 18 als auch am Eingang je
eine S/H-Schaltung vorgesehen ist. Am Ausgang befindet sich
die Sampling-Brücke 8, am Eingang die Sampling-Brücke 19.
Hierdurch sollen mögliche Phasenverschiebungen, die sich
infolge der Signalübertragung bis zum Meßobjekt ergeben,
erfaßt und berücksichtigt werden können. Die Sampling-
Brücke 8 ist mit dem Sampling-Kondensator 9 verbunden, die
Sampling-Brücke 19 mit dem Sampling-Kondensator 20. Beide
im Abtastzeitpunkt erzeugten Zeitsignale mit bestimmten
Werten, die verstärkt werden, zum einen über den Verstärker
10 und zum anderen über einen Verstärker 21, werden je einem
A/D-Wandler 11 bzw. 22 zugeführt. Diese A/D-Wandler ordnen
jedem Analogwert ein Digitalwort zu, das in dem Speicher 12
adressiert abgelegt wird. Der Speicher 12 kann von der CPU 2
oder einem gesonderten Prozessor ausgelesen werden, wobei
zugleich der durch die Phasenverschiebung erfaßte
Korrekturwert mit ausgewertet wird. Phasenverschiebungen,
die sich infolge des Meßobjektes ergeben, werden unter
Ausschluß jedes Phasenfehlers somit erfaßt und zur Auswertung
gebracht. Die anzuwendenden Algorithmen, z.B. die
rechnerische Spektralanalyse, im Rahmen einer Fourier-
Transformation sind bekannt.
Das Ausführungsbeispiel in Fig. 4 unterscheidet sich von dem
in Fig. 1 lediglich dadurch, daß es sich bei dem HF-
Oszillator 23 um einen Fremdoszillator handelt, dessen
sinusförmige Meßfrequenz an das Meßobjekt 7 angelegt wird.
Um ein dieser Frequenz entsprechendes Abtastsignal gemäß
dem Verfahren nach der Erfindung erzeugen zu können, ist es
erforderlich, daß die anstehende HF-Meßfrequenz durch einen
Frequenzzähler 24 ermittelt wird und dessen Ergebnis der
CPU 2 zur Errechnung einer Abtastfrequenz nach einem
Ordnungsalgorithmus unter Zugriff auf eine in einem ROM 3
abgelegte Frequenztabelle zugeführt wird. Die entsprechenden
Vorgaben steuern einen programmierbaren Frequenzteiler 6,
der seinerseits an einen konstanten HF-Generator 25
angeschlossen ist. Entsprechend der Abtastfrequenz steuern
die Abtastimpulse die Sampling-Brücke 8, wodurch der
zeitdiskrete Meßwert zur Aufladung des Sampling-Kondensators
9 führt, dessen Ladungszustand ein Maß für den jeweiligen
Meßwert darstellt. Dieser wird durch den Verstärker 10
verstärkt und über eine Impulsformerschaltung entweder
einer Analoganzeige 13 mit integriertem Mittelwert-
Gleichrichter zugeführt oder aber in dem Analog/Digital-
Wandler 11 in Digitalinformationen umgesetzt, die in dem
Speicher 12 speicherbar sind. Die darin abgelegten
digitalen Größen, die den Zeitsignalen entsprechen,
werden von der CPU ausgewertet und z.B. auf einem Bildschirm
26 dargestellt.
In dem Ausführungsbeispiel ist zwar der Verstärker der
Sampling-Brücke nachgeschaltet dargestellt. Lösungen, bei
denen das gewonnene Meßsignal zunächst verstärkt und dann
dem jeweiligen Sampling-Kondensator zugeführt wird, sind
jedoch dann von Vorteil, wenn ein bestimmter Signalpegel
an der S/H-Schaltung anliegen muß und das Meßsignal bzw.
der abgetastete Wert sehr klein ist.
Claims (18)
1. Verfahren zur Impedanzmessung durch kohärente Abtastung
von Meßsignalen in einem weiten Frequenzbereich durch
Erfassung wert- und zeitkontinuierlicher Signalwerte in
einem digitalen Verarbeitungssystem, dadurch
gekennzeichnet,
daß bei einer Meßfrequenz unterhalb der Echtzeit-
Grenzfrequenz des digitalen Verarbeitungssystems die
Abtastrate für eine Periode des Meßsignals größer ist
als die Abtastrate bei einer Meßfrequenz oberhalb der
Echtzeit-Grenzfrequenz und innerhalb der Echtzeit-
Grenzfrequenz liegt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Periode eines Meßsignals bis zu einer Frequenz,
die der vorgegebenen Echtzeit-Grenzfrequenz des digitalen
Verarbeitungssystems entspricht, nach dem Echtzeit-
Abtastverfahren mit 2n Meßpunkten abgetastet wird und daß
eine Anzahl von x=1 bis n-1 Perioden eines Meßsignals
mit einer Frequenz, die oberhalb der Echtzeit-
Grenzfrequenz liegt, kohärent mit 2n-x Meßpunkten
abgetastet wird, wobei n der Exponent ist, der die
festgelegte Anzahl der Meßpunkte innerhalb einer Periode
für Messungen bis zur Echtzeit-Grenzfrequenz bestimmt.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anzahl der zu messenden Perioden bei einer
Meßfrequenz oberhalb der Echtzeit-Grenzfrequenz 1 oder
ein Vielfaches von 2 ist.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß in Abhängigkeit von der
Frequenz des Meßsignals in einem Signalprozessor nach
einem in einem Lesespeicher (ROM) abgelegten Programm
oder vorgegebenem Algorithmus die Abtastrate und die
damit verbundene Anzahl der Meßpunkte je zu messender
Periode sowie die Anzahl der zu messenden Perioden
ermittelt werden.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet. daß die Abtastfrequenz bei einer
Meßfrequenz oberhalb der Echtzeit-Grenzfrequenz von
abzutastender Periode zu Periode einen Phasenversatz
aufweist.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die digitalen Einstellinformationen für
programmierbare Teiler oder Generatoren, die die
Meßfrequenzen und die dazugehörigen Abtastfrequenzen
verkörpern, in Form einer Frequenztabelle in einem
nichtflüchtigen Lesespeicher (ROM) abgelegt sind.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die ermittelten zeit- und
wertdiskreten abgetasteten Signalwerte in einem A/D-
Wandler digitalisiert und einem Signalprozessor mit einer
arithmetischen Einheit zur zeit- und/oder wertdiskreten
Auswertung der Meßdaten zugeführt werden.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die von Periode zu Periode durch
phasenversetzte Abtastung am Meßpunkt des Meßobjektes
entnommenen Meßsignale durch einen Ordnungsalgorithmus
so aneinandergereiht werden, daß die Gesamtzahl der
abgetasteten Perioden durch eine rechnerisch nach der
Echtzeit-Abtastung ermittelte Periode darstellbar ist.
9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach
einem der vorhergehenden Ansprüche in Verbindung mit
einem steuerbaren Abtastgenerator, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Frequenzzähler vorgesehen ist, der die am
Meßobjekt anliegende Frequenz des Meßsignals mißt, und
daß eine Steuereinheit vorgesehen ist, die in
Abhängigkeit von der gemessenen Frequenz die
Abtastfrequenz unter Berücksichtigung der Echtzeit-
Grenzfrequenz und der vorgegebenen Abtastrate ermittelt
und einen Abtastgenerator entsprechend den Vorgaben
während der zu messenden Perioden ansteuert.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch
gekennzeichnet, daß der Meßsignalgenerator im
Impedanzmeßgerät enthalten und nach einem vorgegebenen
Programm mit dem Abtastgenerator frequenzverkoppelt ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch
gekennzeichnet, daß ein programmierbarer HF-Oszillator
vorgesehen ist, dessen von einem Quarz abgeleitete
Frequenz durch eine PLL- oder FLL-Schaltung mit
einstellbaren Frequenzteilern veränderbar ist, daß die
stabilisierte Oszillatorfrequenz in einem ersten Teiler
zur Erzeugung der Meßfrequenz und in einem zweiten Teiler
parallel hierzu in bestimmte Abtastfrequenzen geteilt
wird, wobei die Frequenzteiler in Abhängigkeit von dem
Meßprogramm von den Einstellinformationen der
Frequenztabelle oder nach einem Algorithmus über einen
Mikroprozessor programmiert werden, daß die
Abtastfrequenz eine an sich bekannte Abtastschaltung
steuert (Sample- und Hold-Schaltung), die mit dem
Meßpunkt des Meßobjektes verbunden ist, und daß am
Eingang des Meßobjektes das Meßsignal anliegt.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 10,
dadurch gekennzeichnet, daß am Meßobjekteingang eine
erste Abtastschaltung angeschlossen und mit dem Meßpunkt
des Meßobjektes eine zweite Abtastschaltung verbunden
ist, daß beide Abtastschaltungen synchron vom
Abtastgenerator getaktet werden, und daß die
abgegriffenen Zeitsignale in einem Speicher gespeichert
werden, der von einer Auswertschaltung ausgelesen wird.
13. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der
Auswertschaltung eine Analog- und/oder Digitalanzeige
verbunden ist, die das jeweilige Meßergebnis anzeigt.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch
gekennzeichnet, daß die Zeitsignale digitalisiert in
einem Schreib/Lesespeicher abgelegt sind und von einem
Prozessor ausgelesen oder in diesen eingegeben werden,
der unter Zuhilfenahme der diskreten Fourier-
Transformation nach einem Rechenprogramm die
Spektralanteile des Signals ermittelt und ein Signal zur
Darstellung der Spektralanteile auf einem Bildschirm
liefert.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch
gekennzeichnet, daß die durch die beiden
Abtastschaltungen abgegriffenen Signale über zwei
identische Verstärker verstärkt werden.
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 15,
dadurch gekennzeichnet, daß das Meßsignal eine
sinusförmige Spannung ist.
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 16, dadurch
gekennzeichnet, daß der Kurvenverlauf des Meßsignals von
nach einem in einem von dem Meßfrequenzteiler
gesteuerten, programmierbaren Festwertspeicher (PROM)
eingegebenen Programm in einem D/A-Wandler erzeugt wird,
und daß der Festwertspeicher mit der Zentralsteuereinheit
(CPU) verbunden ist und in Abhängigkeit von eingegebenen
Programmbefehlen von dieser programmiert wird.
18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 17,
dadurch gekennzeichnet, daß die entnommenen Meßsignale
in einem Verstärker verstärkt der S/H-Schaltung
zugeführt werden.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863629534 DE3629534C3 (de) | 1986-08-29 | 1986-08-29 | Verfahren zur Impedanzmessung eines elektrischen Zweipols durch kohärente Abtastung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863629534 DE3629534C3 (de) | 1986-08-29 | 1986-08-29 | Verfahren zur Impedanzmessung eines elektrischen Zweipols durch kohärente Abtastung |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
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DE3629534A1 true DE3629534A1 (de) | 1988-03-03 |
DE3629534C2 DE3629534C2 (de) | 1989-04-06 |
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Family
ID=6308544
Family Applications (1)
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DE19863629534 Expired - Lifetime DE3629534C3 (de) | 1986-08-29 | 1986-08-29 | Verfahren zur Impedanzmessung eines elektrischen Zweipols durch kohärente Abtastung |
Country Status (1)
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Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE3629534C2 (de) | 1989-04-06 |
DE3629534C3 (de) | 1997-10-09 |
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