DE4203819C2 - System und Verfahren zum Analysieren eines Eingangssignals - Google Patents

Description

Diese Erfindung betrifft Prüf- und Meßgeräte sowie Verfahren zum Analysieren der Wellenformen elektrischer Signale.

Bisher wurden Leistungsmeter verwendet, um die Leistung ei­ nes Eingangssignals zu messen. Zähler wurden verwendet, um die Grundfrequenz eines Eingangssignales zu messen. Spek­ trumsanalysatoren wurden verwendet, um die Grundfrequenz und die Größe eines Eingangssignales und jegliche Harmonische zu messen, die vorhanden waren. Jedoch besitzt keines dieser Geräte die Fähigkeit, die Wellenform des gemessenen Ein­ gangssignals im Zeitbereich (Spannung gegen Zeit) anzuzeigen.

Im Zusammenhang mit dem Messen und Anzeigen von nicht über­ gehenden oder von sich langsam ändernden Komponenten und der zusammengesetzten Wellenform eines Eingangssignals, wie zum Beispiel von Signalen oberhalb von 1 GHz, besteht die Not­ wendigkeit, kurze Anstiegsverläufe (oder kurze Abfallverläu­ fe) aufzuzeichnen und zu untersuchen. Eine in der Vergangen­ heit angewendete Technik besteht im direkten Messen dieser Eingangssignale. Eine direkte Messung benötigt einen Ein­ gangssignaltrigger. Unglücklicher Weise ist das Triggern in Reaktion auf den Pegel des Eingangssignals durch die Empfindlichkeit und das Frequenzantwortverhalten der Trig­ gerschaltung begrenzt. In der Vergangenheit verwandte Analog-Oszilloskope besitzen bekannte Schwierigkeiten beim Triggern mittels des Eingangssignalspegels, wobei besonders die Triggerpegelempfindlichkeit, die Triggerbandbreite und die Triggerzeitschwankungen zu erwähnen sind. Im allgemeinen hat die Triggertechnlogie nicht mit der Abtasttechnik Schritt gehalten.

Bezüglich des Abtastens sind verschiedene Daten-Abtastgeräte bekannt. Beispielsweise ist das Blockdiagramm eines typi­ schen sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskops in Fig. 1 ge­ zeigt. Das sequentielle Abtast-Digitaloszilloskop ist eine Architektur, die zum Erreichen einer großen Bandbreite ver­ wendet wird.

Um Meßdaten zu erlangen, wird ein Eingangssignal, das eine Periode T besitzt und in Fig. 1 gezeigt ist, über zwei ge­ trennte elektrische Pfade geführt, nämlich eine Hochfre­ quenz-(HF)-Triggerschaltung und eine Abtastschaltung. Die Triggerschaltung liefert die richtige Zeitgabe des Abtast­ treiberimpulses in Bezug auf den Eingangssignalpegel. Wenn ein Triggerereignis festgestellt worden ist, kann eine Inkrementalverzögerungsschaltung während einer kurzen Zeit­ dauer verzögern, bevor der momentane Abtasttreiberimpuls getriggert wird. Anfangs jedoch ist typischerweise das Trig­ gern nicht verzögert, und der Abrasttreiberpuls wird unmit­ telbar von dem Triggerereignis erzeugt, um mit dem Erfassen des ersten Abtastwertes zu beginnen. Demgemäß wird die Ab­ tastschaltung während einer kurzen Zeitdauer freigegeben und führt eine abgetastete Analogspannung einem Analog-Digital- Umwandler (ADC) zu. Die digitalisierte Spannung wird dann von einer Mikroprozessorschaltung verarbeitet und auf einem Anzeigeschirm angezeigt.

Zusammengefaßt ist das Folgende die Reihenfolge der Ereig­ nisse, die vorliegt, wenn ein einziger abgetasteter Daten­ punkt von dem in Fig. 1 gezeigten sequentiellen Abtast-Digi­ taloszilloskop erfaßt wird. Das Eingangssignal muß eine vorbestimmte Triggerbedingung erfüllen. Trifft dies zu, so wird von der HF-Triggerschaltung ein Triggerimpuls erzeugt. Die Abtasttreiberschaltung gibt die Abtastschaltung frei. Daraufhin wird das Ausgangssignal der Abtastschaltung von dem Analog-Digital-Umwandler digitalisiert. Diese Abfolge benötigt eine endliche Zeitdauer, beispielsweise 0,1 Milli­ sekunden. Demgemäß sind solche sequentiellen Abtast-Digi­ taloszilloskope durch die absoluten Geschwindigkeitsbegren­ zungen der Schaltungsanordnung begrenzt.

Ferner wird, um eine Wellenform anzuzeigen, mehr als ein ab­ getasteter Datenpunkt benötigt. Deshalb wird die vorgenannte Abfolge mit den folgenden Abänderungen wiederholt. Nachdem der anfangs abgetastete Datenpunkt digitalisiert worden ist, liefert die Inkrementalverzögerungsschaltung eine Verzöge­ rung, nachdem die Triggerbedingung erneut erfüllt worden ist. Fig. 2 zeigt, auf welche Weise diese Abänderung das Ab­ tasten des nächsten Datenpunktes beeinflußt. Wie es in Fig. 2 gezeigt ist, wird jedesmal, wenn die Verzögerungszeit aus­ gedehnt worden ist, ein neuer Datenpunkt auf der Eingangs­ signalwellenform abgetastet. Tatsächlich muß die Verzöge­ rungszeit verlängert werden oder es wird sonst derselbe Punkt einer periodischen Wellenform mit stabilem Zustand wiederholt abgetastet, was bedeutet, daß die Wellenform nicht wiedergegeben werden könnte.

Im Hinblick auf die vorstehende Diskussion kann die Datener­ fassung eines sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskops da­ hingehend gekennzeichnet werden, daß mit einem spezifischen Eingangssignalpegel getriggert und dann das Eingangssignal abgetastet wird, um den anfangs abgetasteten Datenpunkt zu erfassen. Um den nächsten Datenpunkt zu erfassen, triggert das sequentielle Abtast-Digitaloszilloskop bei demselben Pegel, verzögert jedoch für eine längere Zeit und tastet dann das Eingangssignal ab.

Die HF-Triggerschaltung dient als Mittel bei der Durchfüh­ rung der Datenerfassung. Da jeder abgetastete Datenpunkt er­ halten wird, wird die Wellenform des Eingangssignals fort­ schreitend wiederaufgebaut.

Jedoch kann im Falle des sequentiellen Alabtast-Digitalos­ zilloskopen die innere Taktfrequenz beispielsweise 100 MHz betragen. Im allgemeinen muß mit einer Genauigkeit von etwa zwei Prozent die Eingangssignalperiode bestimmt werden, wenn ein asynchroner Trigger auftritt. Bei einer Eingangssignal­ frequenz von 20 GHz muß die Genauigkeit des Triggers 1,0 Picosekunden betragen, was ein Zehntausendstel der beispiel­ haften inneren Taktperiode ist. Es ist schwierig, diese Genauigkeit zu erreichen.

Auch können mehrere Perioden der Eingangssignalwellenform zwischen jedem abgetasteten Datenpunkt während des Datener­ fassungsvorgangs auftreten. Beispielsweise sei angenommen, daß das sequentielle Abtast-Digitaloszilloskop ein 100 MHz Sinuswelleneingangssignal empfängt. Bei dem gegebenen Bei­ spiel werden ungefähr 0,1 Millisekunden benötigt, um jeden Datenpunkt zu erfassen und zu digitalisieren. Dies bedeutet, daß die Zeit zwischen dem ersten und dem zweiten abgetaste­ ten Datenpunkt 0,1 Millisekunden beträgt. Da die Periode einer 100 MHz Sinuswelle 0,1 . 10^-7 ist, treten 10⁴ Perioden des Eingangssignals zwischen jedem der Datenpunkte auf, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. Irgendeine Änderung, die bei der Wellenform des Eingangssignals während 10.000 Perioden auf­ tritt, kann nicht gemessen werden.

Somit sind sequentielle Abtast-Digitaloszilloskope offen­ sichtlich begrenzt, da sie Schaltungsanordnungen verlangen können, die mit Geschwindigkeiten arbeiten müssen, die mit dem zu messenden Eingangssignal vergleichbar oder höher sind. Da dies wegen der Geschwindigkeitsbegrenzung bei den zur Verfügung stehenden Datenerfassungs- und Digitalisie­ rungsschaltungen nicht immer möglich ist, ist eine Alterna­ tive zu dem herkömmlichen getriggerten, abgetasteten Daten­ erfassungsvorgang erforderlich.

In der Vergangenheit wurde bei einem Gerät, das von der Hew­ lett-Packard Company mit Firmensitz in Palo Alto, Kalifor­ nien, unter der Modellbezeichnung HP 54100 hergestellt wur­ de, eine Zufallswiederholungs-Datenabtastung verwendet, bei der getriggerte Abtastwerte einer sich wiederholenden Wel­ lenform alle 25 nsec erfaßt werden, wenn ein gegebener Trig­ gerpegel erreicht wird. Eine Triggerinterpolationsschaltung bestimmt, wo jeder abgetastete Datenpunkt in Bezug auf den Trigger aufgetreten ist, das heißt, ob er vor dem Trigger oder nach dem Trigger auftrat, und um wieviel er vor oder nach dem Trigger auftrat. Ausgehend davon, wo der abgeta­ stete Datenpunkt in Bezug auf den Trigger auftrat, wird ein Punkt, der die Lage des abgetasteten Datenpunktes in einer Spannung gegen Zeit Beziehung darstellt, einer Ausgangsein­ richtung zugeführt, wie dem Anzeigeschirm eines sequentiel­ len Abtast-Digitaloszilloskops oder einem Drucker, wo der Punkt als ein Element der wiederaufgebauten oder zusammen­ gesetzten Wellenform gespeichert und/oder angezeigt wird. Wegen der inhärenten Nachteile bezüglich der Genauigkeit des Triggers in Reaktion auf den Pegel eines Eingangssignals liegt jedoch eine Begrenzung der Genauigkeit einer solchen zusammengesetzten Wellenform bei hohen Frequenzen vor.

Schließlich kann eine digitale Signalverarbeitung verwendet werden, um die Frequenz eines Eingangssignals von den abge­ tasteten Datenpunkten abzuleiten, und die Wellenform kann wiedergegeben werden, wie es in der US-Patentschrift 4,928,251 beschrieben ist. Gemäß der Offenbarung in dieser Patentschrift werden Darstellungen der Signalflanken eines sich wiederholenden Eingangssignals, das gemessen werden soll, abgetastet, dann auf der Grundlage von Frequenz und Folge geordnet und dann längs einer gemeinsamen Zeitbasis von einer Periode einander überlagert, um das Eingangssignal wiederaufzubauen. Genauer gesagt wird eine Folge von Abta­ stungen eines sich wiederholenden Signals mit hochfrequenten Komponenten mit einer verhältnismäßig geringen Zeitauflösung erfaßt, um eine angenäherte Wellenform von Abtastungen geringer Auflösung zu bestimmen. Dann wird eine digitale Signalverarbeitung, bevorzugt in der Form einer schnellen Fourier-Transformation, an einem wiederaufgebauten Aufzeich­ nungszeitabschnitt des Eingangssignals vorgenommen, um eine genaue Grundfrequenz zu erhalten, und schließlich wird die abgetastete Wellenform wiederaufgebaut, indem abgetastete Komponenten bezüglich einer gemeinsamen Bezugszeit oder -phase übereinander gelegt werden. Eine weitere Verarbei­ tung, beispielsweise eine Abschnittsinterpolation auf der Grundlage einer Fensterfunktion, wie sie in der US-Patent­ schrift 4,686,457 beschrieben ist, kann verwendet werden, um die Abschätzung der Grundfrequenz zu verbessern. Bei Verwen­ dung von Werten, die hunderte von Abtastungen darstellen, ist es möglich, sowohl die Wellenform als auch ihre Frequenz mit einer Genauigkeit zu bestimmen, die die von bekannten mit Trigger arbeitenden Abtasttechniken übertrifft. Jedoch verlangt dies eine beträchtliche Größe an Datenerfassung und digitaler Signalverarbeitungsmöglichkeit.

Die DE 39 17 411 A1 beschreibt ein Verfahren und eine Anord­ nung zur schnellen Spektralanalyse eines Signals an einem oder mehreren Meßpunkten, bei dem ein Signal moduliert wird, in eine Zwischenfrequenz umgesetzt wird und durch eine zweite Frequenzumwandlung in eine Eingangsfrequenzebene transformiert wird.

Die US-A-4,983,906 beschreibt ein System zum Abschätzen der Frequenz, bei dem ein Lokaloszillator von einem unabhängigen Prozessor gesteuert wird, der dann das Ausgangssignal für eine Anzeige liefert.

In dem Artikel "Short Range Radar" in Electronics World + Wireless World, Seiten 231 und 232, März 1990 wird die Ab­ tasttechnik bei Hochfrequenzsignalen, wie sie bei gepulsten Radargeräten Verwendung finden, beschrieben. Sobald die Hochfrequenzsignale durch eine Antenne empfangen wurden, werden diese demoduliert um deren Höhenkurve zu erhalten. Ein sich wiederholendes Pulssignal wird am Empfängerausgang erzeugt, wobei das Pulssignal eine sehr große Bandbreite aufweist. Durch Abtasten des Eingangssignals zu unterschied­ lichen Zeitpunkten wird das Signal wiedergewonnen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein genauer arbei­ tendes System zur Analyse von elektrischen, sich wiederho­ lenden Signalen zu schaffen, sowie ein genauer arbeitendes Verfahren zur Messung von elektrischen, modulierten Signalen anzugeben.

Diese Aufgabe wird in Bezug auf das System gemäß Anspruch 1, und durch ein Verfahren gemäß Anspruch 13, 14 oder 15 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgegenstandes er­ geben sich aus den Unteransprüchen.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt einen Abtast-Signalanalysator bereit, bei dem die Frequenz eines zu messenden Eingangssignals anfangs ermittelt wird, eine geeignete Abtastfrequenz daraufhin bestimmt wird, Daten, die benötigt werden, die Wellenform des Eingangssignals wieder­ aufzubauen, erfaßt werden, und die Eingangssignal-Wellenform zur Anzeige rekonstruiert wird. Der Abtast-Signalanalysator umfaßt Mittel, um ein Abtasttreibersignal aufzubauen, damit ein fortlaufendes Abtasten des Eingangssignals ermöglicht wird, und infolgedessen liegt ein Vorteil gegenüber bekann­ ten Datenabtast-Signalmeßgeräten vor, da nicht unmittelbar im Ansprechen auf den Pegel des zu messenden Eingangssignals getriggert wird. Statt dessen basiert die Abtastzeitgabe auf einer numerischen Analyse der von dem Abtaster erzeugten Zwischenfrequenz (ZF). Die Zwischenfrequenz kann eine belie­ big niedrige Frequenz sein, die eine genaue Digitalisierung und eine digitale Signalverarbeitung zur Ausrichtung von Meßdaten von Überstreichung zu Überstreichung zuläßt.

Falls die Frequenz des zu messenden Eingangssignals unbekannt ist, muß der Abtast-Signalanalysator zunächst die Frequenz des Eingangssignals feststellen, indem die Fre­ quenzkomponenten (die Grundfrequenz und jegliche Harmoni­ sche) des Eingangssignals unter Verwendung von Frequenzver­ schiebung und Frequenzkomprimierung sowie unter Verwendung von in der Firmware residenter, digitaler Signalverarbeitung bestimmt werden, um eine Eingangssignal-Frequenzerkennung durchzuführen. Die wird vorzugsweise erreicht, indem anfangs die Zwischenfrequenz-Bandbreite so breit wie zulässig einge­ stellt wird, dann die Frequenz eines Abtastsignaloszilla­ tors, vorzugsweise einer N-Teilungs-Synthesizerquelle mit niederem Phasenrauschen, auf eine Frequenz eingestellt wird, die niedriger als die doppelte ZF-Bandbreite ist. Dies stellt sicher, daß alle Frequenzkomponenten des Eingangssig­ nals innerhalb von plus oder minus einer ZF-Bandbreite ent­ fernt von einem Kammzahn der Frequenz des Abtastsignaloszil­ lators liegen und in die ZF übersetzt (das heißt einge­ mischt) werden.

Als nächstes erfaßt der Abtast-Signalanalysator unter Ver­ wendung des Abtasters einen ersten Satz von Meßdaten und digitalisiert die abgetasteten Daten mittels eines Analog- Digital-Umwandlers. Der erste Satz angetasteter Daten wird vorzugsweise einer Signalverarbeitung in der Form einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) unterzogen. Die sich ergebenden Spektralpositionen und Amplituden der Signalant­ worten werden in einem Speicher gespeichert.

Dann wird die Frequenz des Abtastsignaloszillators auf eine andere Frequenz (weiterhin kleiner als die doppelte ZF-Band­ breite) eingestellt, und es wird ein zweiter Satz von Meß­ daten erfaßt. Daraufhin wird der zweite Satz von abgetaste­ ten Daten durch eine schnelle Fourier-Transformation verar­ beitet, und die Signalantworten werden im Speicher gespei­ chert.

Wenn beispielsweise die Frequenz des Abtastsignaloszillators um 1 kHz verschoben wird und sich das ZF-Antwortsignal in­ folgedessen um 300 kHz verschiebt, wird die Signalantwort entgültig bestimmt, indem die 300-ste Harmonische der Fre­ quenz des Abtastsignaloszillators herabgemischt wird. Auf der Grundlage der Bewegungsrichtung der ZF-Antwort kann bestimmt werden, auf welcher Seite des 300-sten Kammzahnes sich die Frequenz des Eingangssignals befindet.

Die Frequenz (harmonische Zahl mal der Frequenz des Abtast­ signaloszillators plus oder minus die Frequenz der ZF) des Eingangssignals ist nun bekannt. Bei mehreren Eingangssigna­ len oder vielen Harmonischen oder einer Modulation auf dem Eingangssignal sind mehrere Sätze von abgetasteten Daten und von schnellen Fourier-Transformations-Verarbeitungen notwen­ dig, um zu bestimmen, wie alle Signalantworten miteinander in Beziehung stehen.

Der Abtast-Signalanalysator wählt als nächstes eine Abtast­ rate, die auf der Grundfrequenz des Eingangssignals und dem von dem Benutzer ausgewählten Anzeigezeitbereich basiert. Der Abtast-Signalanalysator erzeugt dann eine Abtastsignal­ oszillatorfrequenz, die verwendet wird, um momentan die Grundfrequenz und jegliche Harmonischen zu messen, die das Eingangssignal umfaßt, und baut deshalb die Wellenform des Eingangssignals wieder auf, die dann angezeigt werden kann. Das bedeutet, der Abtaster wird von dem Signal getrieben, das von dem Abtastsignaloszillator mit veränderbarer Fre­ quenz erzeugt worden ist.

Die Abtastsignaloszillatorfrequenz wird so ausgewählt, daß eine Verschiebung der Grundfrequenz und der harmonischen Frequenzkomponenten in eine Grundfrequenz und harmonische Frequenzkomponenten einer viel niedrigeren ZF-Frequenz bewirkt wird. Das höhere Frequenzspektrum wird tatsächlich komprimiert in ein ZF-Spektrum für die spezielle Eingangs­ signalfrequenz.

An dieser Stelle kann die ZF-Bandbreite verringert werden, so daß die verschobene Grundfrequenz und die verschobenen harmonischen Frequenzkomponenten zurückgehalten werden und die Signalantworten zurückgewiesen werden, die beträchtlich weit entfernt von jeglicher Harmonischen des Abtastoszilla­ tors liegen. Diese Wirkung wird als ein "Kamm-Bandpaß" be­ zeichnet, da das ZF-Durchlaßband wirkungsvoll bei jeder Har­ monischen der Abtastsignaloszillatorfrequenz wiederholt wird. Signale, die zwischen diese wirkungsvollen Bandpaßele­ mente fallen, werden durch die ZF zurückgewiesen, und werden deshalb nicht digitalisiert und angezeigt. Die Verwendung eines Kamm-Bandpasses kann eine leistungsfähige Technik sein, um das Signal-Rauschverhältnis zu vergrößern und uner­ wünschte Störsignale zu entfernen.

Kurz gesagt stellt der Abtast-Signalanalysator zunächst si­ cher, welches Eingangssignal vorliegt bzw. welche Eingangs­ signale vorliegen. Der Abtast-Signalanalysator führt dies selbsttätig durch, ermöglicht jedoch dem/der Benutzer(in), die Frequenz eines Eingangssignals einzugeben, welches er bzw. sie messen möchte, beispielsweise, um die Harmonischen einer bekannten Eingangssignal-Grundfrequenz zu messen. Der Abtast-Signalanalysator wählt dann eine der Eingangssignal­ frequenzen aus und der/die Benutzer(in) kann einen Befehl eingeben, daß ein Kamm-Bandpaß um diese und um die Harmoni­ schen herum aufgebaut wird. Wenn das Vorgenannte auftritt, wird die gesamte Bandbreite des Eingangssignals, beispiels­ weise von Gleichspannung bis 40 GHz, genau in die Bandbreite der ZF komprimiert. Schließlich wird der Ausgang des Kamm- Bandpasses vorzugsweise angezeigt. Die Anzahl der Perioden der angezeigten Wellenform kann vorzugsweise von dem Benut­ zer ausgewählt werden, und die Zeitachse wird selbsttätig maßstäblich abgeändert, um die ausgewählte Periodenanzahl ungeachtet einer Änderung bei der Eingangssignalfrequenz anzuzeigen.

Demgemäß erzeugt der Abtast-Signalanalysator eine stabile, wiederaufgebaute Wellenform mit einer geeichten Zeitachse zum Messen des Eingangssignals. Der Abtast-Signalanalysator ist ein frequenzselektives Gerät mit einer wesentlich besse­ ren Empfindlichkeit als die eines herkömmlichen sequentiel­ len Abtast-Digitaloszilloskops. Der Abtast-Signalanalysator mißt nicht nur kleine HF-Eingagssignale, sondern führt dies auch durch, ohne einen herkömmlichen Trigger zu benötigen. Der Abtaster wird von einem Synthesizer-Abtastsignaloszilla­ tor getrieben, dessen Frequenz durch die Eingangsfrequenz und die erwünschte Zeitmaßstabseinstellung des Abtast-Sig­ nalanalysators bestimmt wird. Eine Triggerschaltung, die durch das ZF-Signal betrieben wird, oder andererseits auf der Grundlage einer erwünschten Phase der festgestellten Grundfrequenz des Eingangssignals, wird lediglich zur Ausrichtung der Meßdaten von einer Auslenkung oder Frequnez­ überstreichung zur nächsten verwendet und wird nicht zur Grundmeßdatenerfassung benötigt.

Der Abtast-Signalanalysator ermöglicht die Messung der Ant­ worten auf HF-Einrichtungen, die von gepulsten oder von an­ dere Weise modulierten Signalen angeregt werden. Ein Impuls­ profilierungsverfahren nach der Erfindung ermöglicht, daß eine wiedergewinnbare Modulationsbandbreite des Abtast-Sig­ nalanalysators so breit wie die HF-Eingangsbandbreite ist, so daß geeignete Messungen durchgeführt werden können.

Der Abtast-Signalanalysator ist ausgezeichnet geeignet zum Entwerfen und Prüfen von integrierten Galliumarsenid (GaAs)- Schaltkreisen und anderen schnellen Logikfamilien und ermög­ licht die Beobachtung von analogen Mikrowellen-Signalverläu­ fen. Er ist weniger kostspielig als ein herkömmliches se­ quentielles Abtast-Digitaloszilloskop herzustellen, da er keine Triggerschaltung benötigt, die unmittelbar auf den Pegel des zu messenden Eingangssignals anspricht.

Der Erfindungsgegenstand wird im folgenden anhand von Aus­ führungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen nä­ her erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines bekannten sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskops;

Fig. 2 das Abtasten eines Eingangssignals mit dem in Fig. 1 gezeigten sequentiellen Abtast-Digital­ oszilloskop;

Fig. 3 das Auftreten von mehrfachen Zyklen eines HF-Eingangssignals zwischen dem Abtasten durch das in Fig. 1 gezeigte sequentielle Abtast-Di­ gitaloszilloskop;

Fig. 4 ein Blockdiagramm eines Mikrowellenübergangs- Analysatorsystem, welches eine Ausführungsform des Abtast-Signalanalysators nach der Erfindung darstellt;

Fig. 5 die die Fig. 5A bis 5H umfaßt, ein schemati­ sches Schaltungsdiagramm des in Fig. 4 gezeig­ ten Mikrowellenübergangs-Analysatorsystems;

Fig. 6 eine Abtastsignal-Oszillatorfrequenz, die bei der Beschreibung des Eingangssignalfrequenz-Er­ kennungsverfahrens verwendet wird und so ausge­ wählt ist, daß abgetastete Datenpunkte durch eine Eingangssignalwellenform von Zyklus zu Zyklus vorwärts wandern;

Fig. 7 die Abtastfrequenz, die bei der Beschreibung des Eingangssignalfrequenz-Erkennungsverfahrens verwendet wird und so ausgewählt ist, daß die abgetasteten Datenpunkte rückwärts durch die Eingagssignalwellenform von Zyklus zu Zyklus wandern;

Fig. 8 ein Frequenzspektrum eines Abtastsignals;

Fig. 9 ein Frequenzspektrum eine ZF-Signals, das bei der Beschreibung der Frequenzverschiebung und der Frequenzkomprimierung verwendet wird;

Fig. 10 die die Fig. 10A und 10B umfaßt, ein Flußdia­ gramm einer Ausführungsform des Eingangssig­ nal-Erkennungsverfahrens nach der Erfindung;

Fig. 11 einen Kamm-Bandpaß, der nach der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 12 ein Flußdiagramm einer Ausführungsform des Pha­ sentriggerungsverfahrens nach der Erfindung; und

Fig. 13 ein Flußdiagramm einer Ausführungsform des Pulsprofilierungsverfahrens nach der Erfindung.

Eine Ausführungsform der Erfindung stellt einen Mikrowellen­ abtast-Signalgenerator bereit. Der Abtast-Signalanalysator ist, um ein Mikrowellenübergangs-Analysatorsytem zu bilden, vorzugsweise in ein modulares Meßsystem vom Typ HP 70000 eingegliedert, das von der Signalanalyse-Abteilung der Hew­ lett-Packard Company, Rohnert Park, Kalifornien erhältlich ist, und wird nun beschrieben.

Ein Blockdiagramm eines Mikrowellenübergangs-Analysesystems, das einen Abtast-Signalanalysator gemäß einer Ausführungs­ form der Erfindung verkörpert und allgemein mit dem Bezugs­ zeichen 9 bezeichnet ist, ist in der Fig. 4 dargestellt. Das Mikrowellenübergangs-Analysesytem 9 umfaßt einen Abtast-Sig­ nalanalysator, der allgemein mit dem Bezugszeichen 10 be­ zeichnet ist, und eine Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11.

Wie in Fig. 4 gezeigt, ist der Abtast-Signalanalysator 10 mit einem Eingangstor 12 verbunden und umfaßt einen Abtaster 14, einen Abtastsignaloszillator mit veränderbarer Frequenz (SSO) 16, vorzugsweise in der Form einer N-Teilungs-Synthe­ sizerquelle (fractional-N synthesized source) mit einer schmalbandigen phasenstarren Regelschleife zum Treiben des Abtasters, eine ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18 mit variabler Bandbreite (typischer Weise ein Tiefpaß), die auf das von dem Abtaster erzeugte ZF-Signal anspricht, einen Analog-Digital-Umwandler (ADC) 20 zur Digitilsierung des ZF-Signals synchron mit dem von dem Abtastsignaloszillator erzeugten Signal, eine Digitalsignalverarbeitungsschaltung 22, die auf das digitalisierte ZF-Signal anspricht, und eine Steuerungsschaltung 24. Ein Eingangssignal am Eingangstor 12 des Abtasters 14, der von dem Abtastsignaloszillator 16 ge­ trieben wird, wird dann über die ZF-Skalierungs- und Filter­ schaltung 18 von dem Analog-Digital-Umwandler 20 empfangen. Vorzugsweise wird das digitalisierte Signal von der Digital­ signalverarbeitungsschaltung 22 über die Steuerungsschaltung 24 der Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11 zugeführt und dann zu einem Anzeigeschirm, so daß eine Rekonstruktion der Eingangssignal-Wellenform angezeigt wird.

Wie in den Fig. 5A und 5B gezeigt ist, kann der Abtast-Sig­ nalanalysator 10 wenigstens einen Kanal und vorzugsweise eine Mehrzahl von Kanälen aufweisen, beispielsweise Kanal 1 (CH1) und Kanal 2 (CH2). Da jeder Kanal vorzugsweise iden­ tische Elemente besitzt und identisch betrieben werden kann, wird nur ein Kanal, das heißt Kanal 1, im einzelnen be­ schrieben. Entsprechende Teile im Kanal 1 sind mit dem Zu­ satz "A" und in Kanal 2 mit dem Zusatz "B" versehen.

Wie in Fig. 5A gezeigt ist, wird ein zu messendes Eingangs­ signal dem Eingangstor 12A des Abtast-Signalanalysators 10 zugeführt. Beispielsweise kann das zu messende Eingangssig­ nal eine unbekannte oder bekannte Grundfrequenz sowie Harmo­ nische dieser Frequenz in einem Bereich von Gleichspannung bis 40 GHz aufweisen. Beispielsweise kann das Eingangssignal ein unbekanntes, sich ausbreitendes elektrisches Signal oder ein Signal sein, das von einem sich in Prüfung befindenden Gerät in Reaktion auf eine elektrische Anregung erzeugt wird, deren Frequenz bekannt ist.

Das Eingangstor 12A ist mit einem ersten Eingang 14A₁ des Abtasters 14A verbunden. Der Abtaster 14 umfaßt auch einen zweiten Eingang 14A₂, der mit einem Ausgang 16A₁ eines Ab­ tastsignaloszillators (SSO) 16 (Fig. 5E) verbunden ist, der ein Abtastsignal erzeugt, das nicht nur zum dem Abtaster 14A für den Kanal 1, sondern auch vorzugsweise zu dem Abtaster 14B des Kanals 2 geführt wird, wie es in Fig. 5B gezeigt ist.

Der Abtaster 14A ist eine ununterbrochen arbeitende Analog­ schaltung zum Abtasten des an dem Eingangstor 12A auftreten­ den Eingangssignals. Das Abtasten ist mit dem Betrieb eines Bezugsoszillators synchronisiert, der mit dem Abtastsignal­ oszillator 16 verbunden ist, wie weiter unten im einzelnen beschrieben wird. Der Abtaster 14A erzeugt analoge Abtast­ werte des am Eingangstor 12A auftretenden Eingangssignals mit der Frequenz des von dem Abtastsignaloszillator 16 er­ zeugten Signals, und diese Abtastwerte stellen ein Zwischen­ frequenz-(ZF-)Signal dar. Dieses ZF-Signal erscheint am Ausgang 14A₃ des Abtasters 14A.

Das Abtastsignaloszillator-Signal wird von dem Abtastsignal­ oszillator 16 erzeugt. Der Abtastsignaloszillator 16 treibt den Abtaster 14A. Phasenrauschen beeinträchtigt die Bestim­ mung der unbekannten Frequenz eines Eingangssignals. Deshalb umfaßt der Abtastsignaloszillator 16 vorzugsweise eine schmalbandige N-geteilte phasenstarre Regelschleife mit ge­ ringem Phasenrauschen, die verwendet wird, um den Abtaster 14A zu treiben, wie es nachfolgend näher beschrieben wird.

Der Abtastsignaloszillator 16 ist so ausgestaltet, daß er ein variables Frequenzsignal erzeugt, das dem Abtaster 14A zugeleitet wird, um eine ausgewählte Frequenz zum Abtasten des Eingangssignals einzustellen, das am Eingangstor 12A auftritt. Beispielsweise kann die ausgewählte Frequenz des Abtastsignaloszillators von 10 MHz bis 20 MHz variieren. Dies bedeutet, daß die Abtastsignaloszillatorsignalfrequenz über einen Oktavbereich veränderbar ist, so daß jegliche Eingangssignalfrequenz durch den Abtastvorgang in ein ZF-Signal umgewandelt werden kann, das sich messen läßt, wie noch beschrieben werden wird. Das Abtastsignaloszillatorsig­ nal wird auch zu dem Analog-Digital-Umwandler (ADC) 20A (Fig. 5G) geleitet, um sicherzustellen, daß die Analog-Digi­ tal-Umwandlung mit dem Abtasten des Eingangssignals synchro­ nisiert ist, das am Eingangstor 12A auftritt.

Wie in Fig. 5D gezeigt ist, besitzt der Abtastsignaloszil­ lator 16 vorzugsweise einen Hilfsausgang 16A₂, der eine synchronisierte Modulationsquelle zum unmittelbaren Treiben eines Pulsmodulators (dieser ist nicht gezeigt) liefert, um eine sich in Prüfung befindende Einrichtung (DUT) anzuregen, deren Ausgang mit dem Eingangstor 12A bei einer Anregungs- Antwort-Anordnung verbunden ist, oder um als Triggersignal für einen Pulsgenerator (nicht gezeigt) zu dienen, der zur Anregung einer sich in Prüfung befindenden Einrichtung verwendet wird. Der Pulsmodulator oder -generator kann die Anregung in Verbindung mit dem Pulsprofilierungsverfahren liefern, das später beschrieben wird.

Der Ausgang 14A₃ des Abtasters 14A ist vorzugsweise mit ei­ nem Eingang 18A₁ der ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A (Fig. 5F) verbunden. Die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A verstärkt und filtert das ZF-Signal, das aus den analo­ gen Abtastwerten besteht, die von dem Abtaster 18A erzeugt wurden, der das an dem Eingangstor 12A auftretende Eingangs­ signal abtastet. Die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A liefert einen erwünschten Signalpegel für die Analog-Digi­ tal-Umwandlung und begrenzt Spiegelfrequenzkomponenten (aliasing) in dem ZF-Signal, das von dem Abtaster 14A er­ zeugt wird. Das skalierte und gefilterte ZF-Signal, das aus den analogen Abtastwerten besteht, wird einem Ausgang 18A₂ der ZF-Filter- und Skalierungsschaltung 18A zugeführt.

Der Ausgang 18A₂ der ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A ist mit einem Eingang 20A₁ des Analog-Digital-Umwandlers 20A (Fig. 5G) verbunden. Das ZF-Signal, das aus den analogen Ab­ tastwerten besteht, die von der Abtastschaltung 14A erzeugt wurden, wird in geeigneter Weise durch die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A zur Analog-Digital-Umwandlung durch den Analog-Digital-Umwandler 20A skaliert.

Der Analog-Digital-Umwandler 20A wandelt das ZF-Signal in ein digitales Signal um. Wie oben angegeben wurde, wird das Abtastsignaloszillatorsignal zu dem Analog-Digital-Umwandler 20A geführt, damit sichergestellt wird, daß die Analog-Digi­ tal-Umwandlung mit dem Abtasten des Eingangssignals synchro­ nisiert ist, das am Eingangstor 12A erscheint. Die Analog- Digital-Umwandlung ist mit dem Betrieb des Bezugsoszillators synchronisiert, der dem Abtastsignaloszillator 16 zugeordnet ist, wie im einzelnen noch weiter unten beschrieben wird. Der Analog-Digital-Umwandler 20A ist eine ununterbrochen ar­ beitende Analog-Digital-Wandlerschaltung zum Digitalisieren des ZF-Signals, das aus den analogen Abtastwerten des an dem Eingangstor 12A auftretenden Eingansgsignals besteht. Der Analog-Digital-Umwandler 20A erzeugt digitale Abtastwerten des an dem Eingangstor 12A auftretenden Eingangssignals mit einer Umwandlungsrate, die der Frequenz des Abtastsignal­ oszillatorsignals entspricht. Diese digitalisierten Werte sind an einem Ausgang 20A₂ des Analog-Digital-Umwandler 20A zugängig.

Wie es in Fig. 5G gezeigt ist, ist der Ausgang 20A₂ des Ana­ log-Digital-Umwandler 20A mit einem Eingang 22A₁ einer Digi­ talsignalverarbeitungsschaltung (DSP) 22A verbunden. Die Di­ gitalsignalverarbeitungsschaltung 22A verarbeitet das digi­ talisierte ZF-Signal, um die Amplituden-, die Phasen- und/ oder Frequenzcharakteristika des Eingangssignals zu bestim­ men, das am Eingangstor 12A erscheint. Die Digitalsignalver­ arbeitungsschaltung 22A kann ferner auch Spurmathematik an dem digitalisierten ZF-Signal durchführen und die sich erge­ benden Meßdaten an die Steuerungsschaltung 24 (Fig. 5H) übertragen.

Wie es in den Fig. 5G und 5H gezeigt ist, ist die Digital­ signalverarbeitungsschaltung 22A über einen Bus mit der Steuerungsschaltung 24 verbunden, die auch mit Steuerungseinrichtungen der Frontplatte für die Benutzersteuerung für den Abtast-Signalanalysator 10 verbunden ist. Dies ermög­ licht, daß der Betrieb des Mikrowellenübergangs-Analysesy­ stems 9 gestartet werden kann und daß Meßdaten an externe Peripheriegeräte ausgegeben und/oder zu der Zentraleinheit/­ Anzeigeschaltung 11 zur Anzeige unter der Steuerung einer Bedienungsperson übertragen werden können.

Näher betrachtet, wie es in der Fig. 5A gezeigt ist, umfaßt der Abtaster 14A vorzugsweise eine Abtastschaltung 141A, wie beispielsweise eine abgeänderte Version des Abtasters, der in dem Vektornetzwerk-Analysatorsystem vom Typ HP 8510 ent­ halten ist, das von der Netzwerk-Meßabteilung der Hewlett- Packard Company, Santa Rosa, Kalifornien hergestellt wird, und beispielsweise in der US-Patentschrift 4,636,717 be­ schrieben ist, deren Offenbarung hiermit durch diese Bezug­ nahme eingeschlossen wird. Der HP 8510 Vektornetzwerk-Ana­ lysator-Abtaster IF ist eine Bandpaßstruktur. Für den in Fig. 5 gezeigten Abtast-Signalanalysator 10 ist dieser Abta­ ster IF stattdessen eine Tiefpaß-Konfiguration mit einer oberen Bandbreite, die durch die ZF(Zwischenfrequenz)-Ska­ lierungs- und Filterschaltung 18A (Fig. 5F) eingestellt wird. Jede verringerte Bandbreite kann entweder durch Fre­ quenzbereichkorrekturen oder digitale Signalverarbeitung an ermittelten Zeitbereichsdaten durch die Digitalsignalverar­ beitungsschaltung 22A (Fig. 5G) zusätzlich zu oder statt der Verwendung der ZF-Skalierungs- und Filterschaltung ausgegli­ chen werden.

Das zu messende Eingangssignal, das am Eingangstor 12A er­ scheint, wird einem Eingang 14A₁ der Abtastschaltung 141A zugeführt, während das von dem Abtastsignaloszillator 16 erzeugte Abtastsignaloszillatorsignal einem anderen Eingang 141A₂ der Abtastschaltung zugeführt wird. Der Abtaster 14A umfaßt vorzugsweise einen Mikrowellenabtastertreiber 142, der zwischen dem Eingang 141A₂ der Abtastschaltung 141A und dem Abtastsignaloszillator 16 (Fig. 5E) verbunden ist, sowie einen zusätzlichen Pulsformungsschaltkreis, der in Fig. 5B gezeigt ist, die auf das Abtastsignaloszillatorsignal zum Treiben der Abtastschaltung anspricht.

Die Abtasttreiberfrequenz f_s wird beispielsweise zwischen 10 MHz und 20 MHz variiert. Die Abtastervorspannungen (symme­ trisch plus und minus) werden in Abhängigkeit von f_s einge­ stellt. Wie in Fig. 5A gezeigt ist, treibt dieser Ausgang eine Pufferverstärkerstufe. Informationen mit Gleichspannung bis einschließlich Informationen mit etwa 3 Hz werden durch einen dritten Abtasterausgang erfaßt und in die Antwort vor den ZF-Filtern (Zwischenfrequenzfiltern) zurück aufsummiert.

Genauer gesagt erzeugt die Abtastschaltung 141A ein diffe­ rentielles Signal an den Ausgängen 141A₃ und 141A₄. Das differentielle Ausgangssignal kann vorzugsweise wahlweise durch Signale vorgespannt werden, die von einem Digital-Ana­ log-Umwandler (Digital-Analog-Umwandler (DAC)) 143A erzeugt werden. Das differentielle Ausgangssignal wird dann über Kopplungskapazitäten 144A und 145A, die Gleichspannungskom­ ponenten in dem differentiellen Ausgangssignal beseitigen, von der Abtastschaltung 141A erzeugt.

Zur weiteren Erläuterung wird erwähnt, daß der Abtastschal­ tungskondensator nicht vollständig bei jedem einzelnen Trei­ berpuls aufgeladen oder entladen werden kann. Sie hat einen geringen Aufladewirkungsgrad. Dies macht sich als ein Pol in der Abtaster-ZF-Antwort bemerkbar, und die Ausgangsspannung der Abtastschaltung zeigt eine Dämpfung von -6 dB/Oktave bei Frequenzen oberhalb dieses Pols. Die Lage des Pols verrin­ gert sich bei abnehmender Abtastrate. Vorzugsweise hebt eine programmierbare Null diese Wirkung auf. Wegen des großen Maßes an benötigter Verstärkungsbandbreite wird dies vor­ zugsweise in zwei Stufen ausgeglichen, wobei die erste Stufe eine programmierbare Null mit einer Dämpfung bei 1 MHz und die zweite Stufe eine feste Null von 1 MHz bis 10 MHz ist.

Insbesondere sind die Kopplungskondensatoren 144A und 145A mit einem Eingang 146A₁ eines Frequenzantwort-Formungsver­ stärkers 146A gekoppelt, der zur Abflachung des Abtastsig­ nals ausgestaltet ist. Das bedeutet, daß der Formungsver­ stärker 146A eine Null an dem Pol der Abtaster-ZF-Frequenz­ antwort besitzt. Der Formungsverstärker 146A umfaßt eine Reihenschaltung aus einem Festfrequenz-Formungsvertärker 147A, einem Tiefpaßfilter 148A und einem programmierbaren Frequenzformungsverstärker 149A. Vorzugsweise kann die Null zum Auslöschen des Pols in der ZF-Frequenzantwort der Ab­ tastschaltung 141A eingestellt werden, wenn sich der Pol der Abtastschaltung verschiebt.

Vorzugsweise wird, wie es in Fig. 5A gezeigt ist, ein Sum­ mierverstärker 151A mit hoher Impedanz zwischen die Kopp­ lungskapazitäten 144A und 145A und den Formungsverstärker 146A geschaltet. Insbesondere werden die Kopplungskapazitä­ ten 144A und 145A mit einem Eingang 151A₁ des Summierver­ stärkers 151A verbunden. Ein Ausgang 151A₂ des Summierver­ stärkers 151A ist seinerseits mit dem Eingang 146A₁ des For­ mungsverstärkers 146A verbunden.

Ein Gleichspannungspegel von dem zu messenden Eingangssig­ nal, das an dem Eingangstor 12A auftritt, wird von einem zu­ sätzlichen Ausgang 141A₅ der Abtastschaltung 141A über einen gegengekoppelten Gleichspannungs-Summierverstärker 152A dem Eingang 151A₁ des Summierverstärkers 151A zugeführt, um jede Gleichspannungskomponente des zu messenden Eingangssignals in das ZF-Signal wieder einzubringen, das von der Abtast­ schaltung 141A erzeugt worden ist.

Eine Signalkorrekturschaltung 153A, die einen vorwärtsgekop­ pelten Digital-Analog-Umwandler (DAC) 154A und einen Inver­ terverstärker 155A umfaßt, ist ebenfalls mit dem zusätzli­ chen Ausgang 141A₅ der Abtastschaltung 141A und dem Eingang 151A₁ des Summierverstärkers 151A verbunden. Der vorwärtsge­ koppelte Digital-Analog-Umwandler (DAC) 154A liefert eine programmierbare Verstärkung. Die Korrekturschaltung 153A arbeitet so, daß jegliche Frequenzkomponente(n) des zu messenden Eingangssignals gelöscht wird bzw. werden, die einem Signal entspricht bzw. Signalen entsprechen, das bzw. die an den Ausgängen 141A₃ und 141A₄ der Abtastschaltung 141A erscheint bzw. erscheinen und zwischen Abtastzeiten aufgrund eines Leckens durch die Abtastschaltung hindurch auftritt bzw. auftreten.

Insbesondere sollte das gesamte Eingangssignal die Abtast­ verarbeitung durchlaufen. Jedoch bildet eine kleine parasi­ täre Kapazität über die Dioden der Abtastschaltung einen ka­ pazitiven Teiler, der es ermöglicht, daß ein Anteil des Ein­ gangssignals unmittelbar in die ZF gelangt. Für Frequenzen oberhalb der ZF-Filterabschneidefrequenz wird das Lecksignal ausgefiltert. Jedoch ist das Lecksignal für Frequenzen in­ nerhalb der ZF-Bandbreite eine unerwünschte Antwort. Um die­ ses unerwünschte Signal zu entfernen, wird ein ähnliches Signal an dem zusätzlichen Ausgang 141A₅ der Abtastschaltung 141A abgenommen, durch die Korrekturschaltung 153A inver­ tiert, damit es um 180 Grad außer Phase ist, und dann zurück einsummiert, um die unerwünschte Antwort aufzuheben.

Wie es in den Fig. 5C, 5D und 5E gezeigt ist, erzeugt der Abtastsignaloszillator 16 ein Abtastsignal für den Kanal 1 und für den Kanal 2. Der Abtastsignaloszillator 16 umfaßt eine abgeänderte schmalbandige N-Teilungs-Synthesizerquelle 161 (Fig. 5C). Die N-Teilungs Synthesizerquelle 161 umfaßt einen Eingang 161A₁, der mit einem Bezugsoszillator 162 ver­ bunden ist. Beispielsweise kann der Bezugsoszillator ein 10 MHz-Bezugsoszillator sein. Der Bezugsoszillator 162 kann ein interner Bezugsoszillator des Abtast-Signalanalysators 10 oder andererseits ein äußerer Bezugsoszillator sein.

Bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsausführung wird das von dem Bezugsoszillator 162 erzeugte Signal einer durch 80 (achtzig) teilenden Zählerschaltung 163 (Fig. 5D) zugeführt, die ein 125 kHz N-Teilungs-Bezugsfrequenzsignal erzeugt. Das N-Teilungs-Bezugsfrequenzsignal wird einer ersten phasen­ starren Regelschleife 164 zugeführt, die die N-Teilungs Synthesizerquelle 161 gegenüber dem Bezugsoszillator 162 phasenstarr. Genauer gesagt wird das N-Teilungs-Bezugssignal einem Eingang eines Phasen/Frequenzdetektors 165 zugeführt, dessen anderer Eingang mit einer durch N teilenden Zähler­ schaltung 166 verbunden ist. Die durch N teilende Zähler­ schaltung 166 wird von einer N-Teilungs-Steuerungsschaltung 167 zum Einstellen des Wertes N gesteuert.

In Antwort auf das von der N-Teilungs-Synthesizerquelle 161 erzeugte Signal liefert die N-Teilungs-Steuerungsschaltung 167 einen Vorstrom und einen aufsummierten Phasenstrom (API), die mit einem Phasen/Frequenz-Detektorsignal an einem Summationseingang einer Integrationsschaltung 168 kombiniert werden. Die von der Integrationsschaltung gelieferte Span­ nung wird von einer Abtast-Halte-Schaltung 169 abgetastet und gehalten, um Spitzen von der N-Teilungs Synthesizerquel­ le zu entfernen.

Das von der Integrationsschaltung 169 erzeugte Signal treibt einen Abstimmungsspannungsverstärker 170, der über eine Fil­ terschaltung 171 (Fig. 5E) mit einem Abstimmspannungseingang eines spannungsgesteuerten HF-Oszillators (VCO) 172 verbun­ den ist. Beispielsweise kann der spannungsgesteuerte HF-Os­ zillator 172 über einen Frequenzbereich von 420 MHz bis 440 MHz arbeiten. Ein Ausgang des spannungsgesteuerten HF-Oszil­ lators 172 ist wiederum mit einer durch N teilenden Zähler­ schaltung 173 verbunden, um ein Abtastsignaloszillator-Sig­ nal zu liefern. Beispielsweise kann N von 22 bis 42 einge­ stellt werden, so daß die Frequenz des Abtastsignaloszilla­ tors 16 innerhalb eines Bereiches von 10 MHz bis 20 MHz liegt.

Die N-Teilungs Synthesizerquelle 161 umfaßt vorzugsweise auch einen 390 MHz Oszillator 174 (Fig. 5D), der in einer herkömmlichen phasenstarren Regelschleife geschaltet ist, um den 390 MHz Oszillator mit dem Bezugsoszillator 162 phasen­ starr zu koppeln. Der Ausgang des spannungsgesteuerten HF-Oszillators 172 (Fig. 5E) ist mit dem Eingang einer Mischschaltung 175 (Fig. 5D) verbunden, deren anderer Ein­ gang mit dem Ausgang des 390 MHz Oszillators 174 verbunden ist. Der Ausgang der Mischschaltung 175 ist seinerseits über ein Tiefpaßfilter 176, das das Mischbild entfernt, mit der N-Teilungs-Synthesizerquelle 161 (Fig. 5C) verbunden. Dies ermöglicht es, daß der Abtastsignaloszillator 16 eine genaue Frequenzauflösung aufweist, und daß er durch die Verwendung eines HF-Oszillators, wie beispielsweise des spannungsge­ steuerten HF-Oszillators 172, und durch Teilen der Frequenz auf eine niedere Frequenz, beispielsweise mittels der durch N teilenden Zählerschaltung 173, ein geringes Phasenrauschen aufweist. Auswählbare Filter 177 (Fig. 5E) werden vorzugs­ weise auch in den Abtastsignaloszillator 16 zwischen der durch N teilenden Zählerschaltung 173 und dem Ausgang 16A₁ des Abtastsignaloszillators eingefügt, um einen Lastzyklus von 50% zu liefern und das Phasenrauschen der Teilerschal­ tung zu verringern.

Die Schaltungsplatine mit der N-Teilungs Synthesizerquelle ist vorzugsweise ähnlich der gedruckten Schaltungsplatine (70900-60017) des HP 70900-Lokaloszillators, die von der Signalanalyse-Abteilung der Hewlett-Packart Company erhält­ lich ist. Sie stellt die Abtasttreiberrate auf eine Milli­ hertzauflösung zwischen 10 MHz und 20 MHz ein. Die N-Tei­ lungs-Synthesizerquelle 161 wird von einer Prozessorschal­ tungsplatine 24 (Fig. 5H) gesteuert und eingestellt, wie es näher weiter unten beschrieben wird. Die Schaltungsplatine (70820-60025) mit dem Abtastsignaloszillator 16 wird zusam­ men mit der Schaltungsplatine für die N-Teilungs-Synthesi­ zerquelle verwendet, um die vollständige phasenstarre Regel­ schleifenschaltung zu bilden, die die richtige Abtasttrei­ berfrequenz mit der geeigneten Auflösung erzeugt.

Wie in der Fig. 5F gezeigt ist, umfaßt die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A einen Digital-Analog-Umwandler (DAC) 180A mit Gleichspannungsversetzung, eine Dämpfungseinrich­ tung 181A und einen Verstärker 182A mit stufenweise verän­ derbarer Verstärkung. Ferner umfaßt die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A Tiefpaßfilter 183A und 184A, um Spiegel­ frequenzkomponenten (aliasing) zu begrenzen und durch den Abtaster 14A hindurchgegangene zu entfernen. Die ZF-Skalie­ rungs- und Filterschaltung 18A umfaßt ein zusätzliches ZF-Tiefpaßfilter 185A und weitere Stufenverstärkungs-Ver­ stärker. Auch kann die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A ein zusätzliches Tiefpaßfilter 186A umfassen, das vor­ zugsweise mit einem Stufenverstärkungs-Verstärker kombiniert ist, die wahlweise in die ZF-Skalierungs- und Filterschal­ tung 18A eingeschaltet werden können, um das Rauschen bei verschiedenen Meßanwendungen, wie bei Messungen von der Art von Oszilloskop-Messungen, zu verringern.

Genauer gesagt sind Filterauslegungen sind bei f_s/2 festge­ legt und besitzen eine ausreichende Dämpfung, um Antworten von dem nächsten Kammzahn (um fs entfernt) vollständig zu beseitigen. Die ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A besitzt Tiefpaßfilter mit 16 MHz, 10 MHz, 7 MHz und 100 kHz. Das 100 kHz Filter wird bei gewissen Messungen zur Rausch­ verringerung verwendet. Wenn eine ZF-Bandbreite von 100 kHz mit einem 20 MHz Abtasttreiber verwendet wird, wird eine Verbesserung des Signal-Rausch-Abstandes von etwa 29 dB erreicht. Um dieser Empfindlichkeit zu entsprechen, ist eine zusätzliche, programmierbare Stufenverstärkung von 24 dB in den ZF-Zweig eingegliedert.

Der dynamische Bereich des Abtast-Signalanalysators 10 ist durch den 10-Bit Analog-Digital-Umwandler 20A begrenzt, der der ZF-Skalierungs- und Filterschaltung 18A folgt. Indem veränderbare Stufenverstärkungen vorgesehen werden, kann ein größerer Amplitudenbereich der Eingangssignale gemessen wer­ den. Der 10 MHz Pfad besitzt eine 0 bis 6 dB Dämpfungseinrichtung und drei 0 bis 12 dB Verstärkungsstufen. Der 100 kHz Pfad besitzt eine zusätzliche Verstärkung von 0 bis 24 dB.

Wie es in der Fig. 5G gezeigt ist, umfaßt der Analog-Digi­ tal-Umwandler 20A eine herkömmliche Abtast-Halte-Schaltung 201A. Ein Eingang 20A₃ des Analog-Digital-Umwandlers 20A ist mit dem Ausgang 16A₁ des Abtastsignaloszillators 16 (Fig. 5E) verbunden, so daß das Abtastsignaloszillator-Signal der Abtast-Halte-Schaltung 201A zugeführt wird, die auf das Ab­ tastsignaloszillator-Signal anspricht, um mit der Frequenz des Abtastsignaloszillators-Signals in Synchronisation mit der von dem Abtaster 14A durchgeführten Abtastung abzuta­ sten. Das in einer in der Abtast-Halte-Schaltung 201A vor­ gesehenen Kondensator gespeicherte Analogsignal wird durch eine herkömmliche Analog-Digital-Wandlerschaltung (ADC) 202A in einen 10-Bit Digitalwert umgewandelt, der über eine seri­ elle/parallele Schnittstelle 203A in einen Meßdaten-RAM- Speicher 204A eingeschrieben wird.

Die Schaltungsplatine (70820-60039) des Analog-Digital-Um­ wandlers 20A und die Schaltungsplatine (70820-60040) des Analog-Digital-Umwandlers 20B ähneln der Analog-Digital-Um­ wandler-Schaltungsplatine (70700-60003) in dem Digitalisie­ rer HP 70700, der von der Signalanalyse-Abteilung der Hewlett-Packart Company erhältlich ist. Der Hauptunterschied zwischen der Umwandler-Schaltungsplatine in dem HP 70700 Digitalisierer und den Schaltungsplatinen mit den Analog-Di­ gital-Wandlern 20A und 20B in dem Abtast-Signalanalysator 10 besteht darin, daß ein Digitalsignalverarbeitungschip vom Typ Motorola 56001 und ein Digitalsignalverarbeitungs-RAM- -Speicher (32k × 24) auf jeder Wandlerplatte vorgesehen sind.

Die Abtastrate der Analog-Digital-Umwandler-Schaltung 201A wird durch den Analog-Digital-Umwandler-Takt gesteuert, der von der Schaltungsplatine (70820-60025) des Abtastsignaloszillators 16 erzeugt wird. Die Taktfrequenz des Analog-Di­ gital-Umwandlers 20 ist gleich der Abtasttreiberrate. Es ist wichtig, daß der Abtaster 14A und der Analog-Digital-Umwand­ ler 20A mit derselben Frequenz getaktet werden, so daß die Phase des an dem Eingangstor 12A auftretenden Eingangssig­ nals durch Eichung und digitale Signalverarbeitung herausge­ zogen werden kann, um die Schaltkreisverzögerungen und ande­ re Schaltungsbegrenzungen ausgleichen.

Die Adressierung und Lese/Schreib-Steuerung für den Meßda­ ten-RAM-Speicher 204A werden von einer Lese/Schreib-Adres­ sen-Steuerungsschaltung 205 (Fig. 5H) geliefert, deren Spei­ cherzugriffsrate durch eine durch N teilende Zählerschaltung 206 gesteuert werden kann. Dies ermöglicht es, daß die digi­ talisierten Abtastwerte Parser-verarbeitet werden, so daß die digitalisierten Werte in dem Meßdaten-RAM-Speicher 204A mit periodischen Intervallen gespeichert werden, die gleich oder länger der Periode des Abtastsignaloszillatorsignals sind. Die Adressierungs-Schaltungsplatine (70700-60037) wird verwendet, um das Sammeln von digitalen Daten von der Ana­ log-Digital-Umwandler-Schaltung 202A zu steuern.

Da der Abtast-Signalanalysator 10 verwendet werden kann, um eine Wellenform als eine Spannungs-Zeit-Kurve zu erzeugen, stellt das Triggern eine bedeutende Überlegung dar. Jedoch mißt der Abtast-Signalanalysator 10 das an dem Eingangstor 12A auftretende Eingangssignal ohne die Hilfe eines herkömm­ lichen Triggerschaltkreises, der direkt auf den Pegel des Eingangssignals anspricht.

Stattdessen kann der Analog-Digital-Umwandler 20A eine Trig­ gerschaltung 207A umfassen, die auf den Pegel des ZF-Signals anspricht, um das Speichern von Meßdaten in dem RAM 204A zu initialisieren, so daß die Meßdaten von Auslenkung zu Aus­ lenkung richtig ausgerichtet sind. Demgemäß steuert der Trigger nicht das Abtasten des an dem Eingangstor 12A auf­ tretenden Eingangssignals, da dieser Vorgang durchgehend läuft, so daß das Eingangssignal fortlaufend abgetastet wird. Das was getriggert wird, sind die sequentiellen Zei­ ten, zu denen abgetastete Daten in dem Meßdaten-RAM-Speicher 204A gespeichert werden, die gleich der oder länger als die Periode des Abtastsignaloszillators-Signals sein können. Der Triggerpegel ist vorzugsweise einstellbar.

Bei der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform stellt die Trig­ gerschaltung 207A einen ZF-Signalpegel an dem Triggerpegel oder oberhalb desselben fest. Bezeichnenderweise ist der Be­ trieb der Triggerschaltung 207A frequenz- und amplitudenun­ abhängiger als bekannte, direkt getriggerte Datenabtast-Sig­ nalmeßgeräte, da die Triggerschaltung nur bei der Abtastsig­ naloszillator-Frequenz oder einer niedereren arbeiten muß, statt bei der Grundfrequenz oder Harmonischen des zu messen­ den Eingangssignals, die viel höher sein kann, beispielswei­ se drei Größenordnungen (4000 mal) größer in beispielshaften Fällen. Auch kann ein Eingangssignalpegel, der lediglich -60 dBm beträgt, erfaßt werden, wobei aber die Trigggerschaltung 207A nur bis auf -20 dBm herab arbeiten muß, was zwei Größenordnungen höher ist und eine wesentliche Verbesserung bezüglich der Fähigkeit von bekannten direkt getriggerten Datenabtast-Signalmeßgeräten darstellt.

Wie in Fig. 5G gezeigt ist, umfaßt die Digitalsignalverarbei­ tungsschaltung 22A einen Digitalsignalverarbeitungsschal­ tungs-Mikroprozessor 221A, der über einen Bus mit dem Meßda­ ten-RAM 204A verbunden ist. Der Digitalsignalverarbeitungs­ schaltungs-Mikroprozessor 221A ist über einen anderen Bus mit einem Digitalsignalverarbeitungsschaltungs-RAM 222A ver­ bunden, der für eine örtliche Datenspeicherung verwendet wird. Befehle werden von der Steuerungschaltung 24 (Fig. 5H) in den Programm-RAM gegeben, den der Digitalsignalverarbei­ tungsschaltungs-Mikroprozessor 221A intern aufweist. Firm­ ware-Programme werden von dem Digitalsignalverarbeitungs­ schaltungs-Mikroprozessor 221A ausgeführt, um die in dem RAM 204A und dem Digitalsignalverarbeitungsschaltungs-RAM 222A gespeicherten Meßdaten handzuhaben.

Wie in Fig. 5H gezeigt ist, umfaßt die Steuerungsschaltung 24 einen Haupt-Mikroprozessor 241, der über einen Bus mit dem Digitalsignalverarbeitungsschaltungs-Mikroprozessor 221A (Fig. 5G) verbunden ist. Der Haupt-Mikroprozessor 241 ist über eine Schnittstelle mit dem Digitalsignalverarbeitungs­ schaltungs-Mikroprozessor 221A verbunden, so daß Meßdaten zu der Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11 übertragen und zu einem Sichtschirm 26 einer Kathodenstrahlröhre bzw. Bildröh­ re geleitet werden können oder zu irgendeiner Anordnung zur Verfügung stehender Peripheriegeräte über eine HP-IB Verbin­ dung (Ausbildung der IEEE-488 Schnittstelle der Hewlett- Packart Company) geführt werden können.

Die Prozessor-Schaltungsplatine (70820-60026) ist auch die Hauptsystemsteuerung. Sie enthält eine Hauptverarbeitungs­ einheit (CPU) Motorola 68000 mit 5125k × 16 ROM (Nur-Lese­ speicher) und 256k × 16 statischem RAM. Die Prozessorplatine steuert die HP-IB Übertragung zwischen dem Abtast-Signalan­ alysator 10 und der Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11. Ferner steuert die Prozessorplatine die HP-MSIB Übertragung (siehe auch US Patent 4,768,145) zwischen dem Abatst-Signal­ analysator 10 und der Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11 auf einem HP-MSIB-Bus, der für den Beginn der Messungen und das Übergeben von Befehlsinformationen verwendet wird, die von der Bedienungsperson an einer Steuerungstafel 28 einge­ geben wurden.

Die Prozessorplatine enthält 32K × 16 batteriegepufferten RAM, sowie einen 16k × 8 EEROM (einen elektronisch lösch­ baren Nur-Lesespeicher). Die Prozessorplatine steuert auch den Echtzeit-Taktchip, der die Tageszeit liefert.

Die Prozessorplatine steht mit anderen gedruckten Schal­ tungsplatinen über einen dreiadrigen, seriellen Schnittstel­ lenbus in Verbindung, der von der Prozessorplatine gesteuert wird. Ein vielseitiges Schnittstellenanpassungsteil (VIA) wird zur Übertragung zwischen der N-Teilungs-Synthesizer­ quelle 161 (Fig. 5C) und der Prozessorplatine verwendet.

Die Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11 steht über eine Schnittstelle mit der Steuerungstafel 28 in Verbindung, die Steuerungsmittel für eine Bedienungsperson zur Auswahl ver­ schiedener Messungen an dem an dem Eingangstor 12A erschei­ nenden Signal oder zur Festlegung verschiedener Steuerungs­ informationen für den Betrieb des Abtast-Signalanalysators 10 aufweist. Die Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11 steht über eine Schnittstelle mit der Steuerungsschaltung 24 in Verbindung, um die Steuerungsinformation zu dem Abtast-Sig­ nalanalysator 10 zu übertragen. Die Steuerungsinformation wird zu dem Haupt-Mikroprozessor 241 geleitet, um den Ab­ tast-Signalanalysator 10 zu steuern. Die Zentraleinheit/An­ zeige-Schaltung 11 ist vorzugsweise eine HP 70004A Zentral­ einheit/Anzeige, die von der Signalanalyse-Abteilung der Hewlett-Packart Company erhältlich ist.

Beim Betrieb können dem Abtast-Signalanalysator 10 von der Bedienungsperson unter Verwendung der Steuerungstafel 28 Be­ fehle gegeben werden, um ein unbekanntes, am Eingangstor 12A auftretendes Signal zu identifizieren. Beispielsweise kann der Abtast-Signalanalysator 10 ein Eingangssignal mit einer zufälligen Frequenz im Bereich von Gleichspannung bis 40 GHz an dem Eingangstor 12A erhalten. Der Abtast-Signalanalysator 10 identifiziert dann die Grundfrequenz des unbekannten, an dem Eingangstor 12A auftretenden Eingangssignals. Die genaue Bestimmung der Grundfrequenz eines unbekannten Eingangs­ signals ist ein wesentlicher Aspekt des Arbeitsvermögens des Abtast-Signalanalysator 10 und wird weiter unten näher beschrieben.

Andererseits kann die Bedienungsperson unter Verwendung von Zifferntasten auf einer Tastatur an der Steuerungstafel 28 eine Frequenz eingeben, die der Abtast-Signalanalysator 10 als die Grundfrequenz des am Eingangstor 12A auftretenden Eingangssignals ansieht. Beispielsweise kann die Bedienungs­ person die Grundfrequenz eines Eingangssignals angeben, das an den Eingang einer sich in Prüfung befindenden Einrichtung gelegt worden ist, dessen Ausgang mit dem Eingangstor 12A in einer Anregungs/Antwort-Anordnung verbunden ist.

Wenn der Abtast-Signalanalysator 10 ein unbekanntes, an dem Eingangstor 12A auftretendes Eingangssignal identifizieren soll, bestimmt er mehrere Zeitaufzeichnungen bei unter­ schiedlichen Abtastfrequenzen, verarbeitet die Zeitdaten und bestimmt die Grundfrequenz. An dieser Stelle oder wenn die Grundfrequenz des Eingangssignals andererseits von der Be­ dienungsperson eingegeben worden ist, wählt der Abtast-Sig­ nalanalysator 10 eine Abtastfrequenz, die das zu messende Eingangssignal frequenzübersetzt in einer Art, die die Re­ konstruktion der Eingangssignal-Wellenform in Bezug auf eine geeichte Zeitachse ermöglicht.

Insbesondere wählt der Haupt-Mikroprozessor 241 eine Abtast­ frequenz in dem 10 MHz bis 20 MHz Bereich aus, indem der durch N teilende Zähler 173 des Abtastsignaloszillators 16 voreingestellt wird. Die Abtastschaltung 141A tastet dann das am Eingangstor 12A auftretende Eingangssignal ab, um das Eingangssignal in ein ZF-Signal frequenzzuverschieben. Die Grundfrequenz und die harmonischen Frequenzkomponenten des Eingangssignals werden in das ZF-Signalspektrum komprimiert, das eine Bandbreite von Gleichspannung bis 10 MHz aufweist. Wenn das Eingangssignal in diese Bandbreite komprimiert worden ist, werden die Frequenzkomponenten in der richtigen spektralen Reihenfolge geordnet, so daß die Wellenform des Eingangssignals vollständig wiederhergestellt ist, wodurch eine direkte Messung des Signals möglich ist.

Das bandbreitenbegrenzte ZF-Signal wird mit ausreichender Stufenverstärkung verstärkt, um einen geeigneten ZF-Signal­ pegel zu dem Analog-Digital-Umwandler 20A zu liefern. Bei einer Ausführungsform basiert das Triggern des Abtast-Sig­ nalanalysators 10 auf diesem ZF-Signal und wird zum Spei­ chern von Meßdaten in dem RAM 204A verwendet, so daß diese Meßdaten bezüglich einer geeichten Zeitachse von Auslenkung zu Auslenkung ausgerichtet sind. Andererseits kann sich das Triggern auf eine erwünschte Phase der Grundfrequenz des Eingangssignals beziehen. Die Bedienungsperson kann die Ver­ zögerung zwischen dem Triggern und dem Speichern der Meßda­ ten einstellen und damit eine veränderbare negative Zeit­ größe auswählen.

Eine digitale Signalverarbeitung, die in dem Digitalsignal­ verarbeitungsschaltungs-Mikroprozessor 221A vorhandene Firm­ ware verwendet, kann ferner Schaltungsbegrenzungen ausglei­ chen, wie zum Beispiel Abtasterdämpfung und ZF-Amplituden- und ZF-Phasenschwankungen als eine Funktion der Frequenz, sowie wegen der von der Abtast-Halte-Schaltung 201A durchge­ führten Abtastung auftretendes Aliasing. Das bedeutet, daß der ZF-Pfad vorzugsweise weiter durch Firmware korrigiert wird, um eine flache Signalantwort (Gleichspannung bis 10 MHz) zu liefern. Ein besseres Auflösungsvermögen kann durch Verschmälern der ZF-Bandbreite erreicht werden. Dies kann durch zusätzliches Analogfiltern oder durch Verwenden von Digitalfilterung der von dem Analog-Digital-Umwandler 20A erzeugten Meßdaten durchgeführt werden. Diese sind äquiva­ lent, obgleich einiges Analogfiltern benötigt werden mag, um den Analog-Digital-Umwandler 20A an einer Begrenzung zu hindern.

Digitalfiltern, Mittelbildung, Demodulation und/oder Glätten kann an den Meßdaten mit der Digitalsignalverarbeitungs­ schaltungs-Schaltung 22A durchgeführt werden, bevor sie für die Anzeige formatiert werden. Ferner bewirken die Digital­ signalverarbeitungsschaltungs-Schaltung 22A und die Steu­ erungsschaltung 24, daß die Wellenform des Eingangssignals über den Zeitbereich angezeigt wird, der vorher von der Be­ dienungsperson durch Verwenden der Zifferntasten an der Steuerungstafel 28 eingegeben worden war.

Im Falle eines etwas instabilen Eingangssignals vergrößert der Abtast-Signalanalysator 10 diese Instabilität auf dem Anzeigesichtschirm 26. Beispielsweise sei angenommen, daß die ZF-Frequenz 1 MHz beträgt und das am Eingangstor 12A auftretende Eingangssignal ein 20 GHz Signal ist, das um 100 kHz driftet. Das momentane Eingangssignal ist um 100 kHz ge­ teilt durch 20 GHz oder um 1 in 200.000 gedriftet. Für den Abtast-Signalanalysator 10 bewegt sich, wenn sich das Ein­ gangssignal um 100 kHz bewegt, das Eingangssignal näher zu einer aufgebauten Harmonischen, und die Frequenz der ZF be­ wegt sich um 100 kHz geteilt durch 1 MHz oder 1 in 10. In­ folgedessen wäre der Fehler pro Zeitteilung der angezeigten Wellenform 10 Prozent gegenüber einer momentanen Drift von 0,0005 Prozent. Jedoch kann der Frequenzdrift gefolgt und sie zumindest teilweise durch eine digitale Signalverarbei­ tung ausgeglichen werden.

Der Betrieb des Abtast-Signalanalysators 10, der zum Erfas­ sen von Meßdaten bei einem Eingangssignal verwendet wird, wird nun im einzelnen beschrieben. Der Abtast-Signalanalysa­ tor 10 stellt verschiedene Betriebsarten bereit. Diese Be­ triebsarten enthalten "Zeitauslenkungs-Betriebsart", "Fre­ quenzauslenkungs-Betriebsart" und "Leistungsauslenkungs-Be­ triebsart".

Die Bedienungsperson kann die Zeitauslenkungs-Betriebsart mittels einer Reihe von Betätigungen von Tasten hervorrufen, die vorzugsweise von Soft-Keys an der Steuerungstafel 28 der Zentraleinheit/Anzeige-Schaltung 11 gebildet sind. Bei­ spielsweise kann die Bedienungsperson die Zeitauslenkungs- Betriebsart hervorrufen, indem aufeinanderfolgend angezeig­ te, mit "Auslenkung" und "Zeit" bezeichnete Soft-Keys ge­ drückt werden.

Bei der Zeitauslenkungs-Betriebsart gibt es zwei alternative Verfahren, die mit dem Abtast-Signalanalysator 10 durchge­ führt werden können. Diese Verfahrensweisen hängen davon ab, ob die Grundfrequenz des Eingangssignals bekannt ist oder nicht.

Wenn einerseits die Grundfrequenz des am Eingangstor 12A auftretenden Eingangsignals bekannt ist, wird beispielsweise das Eingangssignal dem Eingang einer sich in Prüfung befin­ denden Einrichtung zugeführt, deren Ausgang mit dem Ein­ gangstor 12A verbunden ist, dann drückt die Bedienungsperson auf den an der Steuerungstafel 28 angezeigten und mit "Signalfrequenz" gekennzeichneten Soft-Key und gibt darauf­ hin den Wert der Grundfrequenz ein, wobei die Zifferntasten an der Steuerungstafel verwendet werden, und gibt auch den Zeitbereich zur Anzeige der Wellenform des Eingangssignals ein. Der Abtast-Signalanalysator 10 führt dann eine Prozedur aus, um zu bewirken, daß die Wellenform des Eingangssignals über den von der Bedienungsperson eingegebenen Zeitbereich angezeigt wird.

Andererseit muß, wenn die Grundfrequenz des Eingangssignals nicht bekannt ist, der Abtast-Signalanalysator 10 die Grund­ frequenz des Eingangssignals identifizieren. Diese Identifi­ zierungsprozedur wird durch die Bedienungsperson begonnen, indem ein "Finde Signal"-Soft-Key gedrückt wird, der auf der Steuerungstafel 28 angezeigt wird, und der Zeitbereich zur Anzeige der Wellenform des Eingangssignals eingegeben wird, wobei die Zifferntasten verwendet werden.

In Antwort auf das Niederdrücken des "Finde Signal"-Soft-Key bestimmt der Abtast-Signalanalysator 10 die Frequenzkompo­ nenten des an dem Eingangstor 12A auftretenden Eingangssig­ nals. Dies wird ausgeführt, indem die ZF-Bandbreite so weit, wie sie eingestellt werden kann, eingestellt wird, und wobei dann die Frequenz des Abtastsignaloszillators 16 auf eine Frequenz eingestellt wird, die kleiner als die doppelte Bandbreite ist. Dies stellt sicher, daß für jede Eingangssignalfrequenz jene innerhalb von plus oder minus einer ZF-Bandbreite von einem Kammzahn des Abtastsignaloszilla­ tors-Signals 16 entfernt liegt und sich in die ZF einmischt.

Als nächstes erfaßt der Abtast-Signalanalysator 10 eine erste Zeitaufzeichnung mit dem Analog-Digital-Umwandler 20A. Die erste Zeitaufzeichnung wird mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) verarbeitet, und die Positionen und Amplituden der Signalantworten werden gespeichert.

In vorteihafter Weise breitet die Verarbeitungsverstärkung der schnellen Fourier-Transformation die 40 GHz des Rau­ schens gleichförmig über die Anzahl der Ausgänge der schnel­ len Fourier-Transformation aus, während die Signalamplitude konstant bleibt. Dies ergibt ein verbessertes Signal-Rausch- Verhältnis und eine bessere Empfindlichkeit.

Dann wird der Abtastsignaloszillator 16 auf eine andere Fre­ quenz (die weiterhin kleiner ist als die doppelte ZF-Band­ breite) eingestellt, und eine zweite Zeitaufzeichnung wird bestimmt. Die zweite Zeitaufzeichnung wird ebenfalls von der schnellen Fourier-Transformation verarbeitet, und die Sig­ nalantworten werden gespeichert.

Wenn beispielsweise die aufgebaute Frequenz um 1 kHz ver­ schoben wird und sich eine ZF-Antwort um 300 kHz bewegt, dann wird die Antwort mit der 300-sten Harmonischen der Frequenz des Abtastsignaloszillators 16 herabgemischt. Durch die Richtung, in der sich die ZF-Antwort bewegt, kann bestimmt werden, auf welcher Seite des 300-sten Kammzahnes sich die Eingangssignalfrequenz befindet.

Die Frequenz (harmonische Zahl mal der Synthesizer-Frequenz plus oder minus die ZF-Frequenz) des Eingangssignals wird nun abschließend bestimmt. Wenn mehrere Eingänge oder viele Harmonische vorliegen oder eine Modulation auf dem Eingangs­ signal vorliegt, werden mehr Zeitaufzeichnungen und schnelle Fourier-Transformations-Verarbeitungen benötigt, um zu be­ stimmen, wie sämtliche Signalantworten miteinander verknüpft sind. Der Abtast-Signalanalysator 10 bestimmt dann die mit dem Eingangssignal in die Zwischenfrequenz ZF zu mischende Abtastsignalfrequenz auf der Grundlage der Grundfrequenz des Eingangssignals und des vorher von der Bedienungsperson eingegebenen Zeitbereiches für die Anzeige, über den die Eingangssignal-Wellenform angezeigt werden soll.

Näher betrachtet arbeitet der Abtast-Signalanalysator 10 wie folgt, um ein am Eingangstor 12A auftretendes Eingangssignal bekannter Frequenz zu messen. Das bedeutet, daß die bekannte Eingangssignalfrequenz von der Bedienungsperson eingegeben wird.

Der Haupt-Mikroprozessor 241 stellt die Frequenz des Abtast­ signaloszillators 16 nahe einer Subharmonischen der Ein­ gangssignalfreguenz ein. Die Frequenz des Abtastsignaloszil­ lators 16 wird vorzugsweise so ausgewählt, daß die Abtast­ punkte in Vorwärtsrichtung durch das Eingangssignal fort­ schreiten, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Jedesmal, wenn die Abtastschaltung 141A freigegeben wird, wird ein unterschied­ licher Punkt an dem Eingangssignal abgetastet.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Eingangssignalfre­ quenz 100 MHz beträgt. Wenn die Abtastsignalfrequenz zu ge­ nau 20 MHz ausgewählt worden wäre, dann würde die Abtast­ schaltung 141A denselben Punkt an der Eingangssignal-Wellen­ form jedesmal dann abtasten, wenn die Abtastschaltung frei­ gegeben wird, und die Wellenform des Eingangssignals könnte nicht rekonstruiert werden.

Deshalb wird die Abtastsignalfrequenz als etwas kleiner als 20 MHz ausgewählt (das bedeutet, daß die Periode zwischen Abtastungen etwas größer als 50 nsec ist). Demgemäß wird je­ desmal, wenn die Abtastschaltung 141A freigegeben wird, ein unterschiedlicher Punkt an der Eingangssignal-Wellenform abgetastet, wie es in Fig. 6 gezeigt ist. Wie in Fig. 6 dar­ gestellt ist, bewegen sich die Abtastpunkte langsam durch das Eingangssignal in Vorwärtsrichtung. Wenn andererseits die Abtastfrequenz etwas größer als 20 MHz ausgewählt worden wäre, würden sich die Abtastpunkte langsam rückwärts durch die Eingangssignal-Wellenform bewegen, wie es in Fig. 7 ge­ zeigt ist.

Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise des Abtast-Signal­ analysators 10 bei der Messung eines bekannten Eingangssig­ nals sei angenommen, daß das Eingangssignal nur eine Fre­ quenz aufweist. Beispielsweise sei angenommen, daß die Ein­ gangssignalfrequenz 100 MHz beträgt. Der Haupt-Mikroprozes­ sor 241 stellt den Abtastsignaloszillator 16 auf eine be­ kannte Frequenz, wie beispielsweise 19 MHz, ein. Ein Abtast­ signal bei dieser Frequenz erzeugt ein Frequenzspektrum von Impulsen, die beabstandet sind, wie es in Fig. 8 gezeigt ist. Wenn die 100 MHz Frequenz abgetastet wird, erscheinen die sich ergebenden Frequenzen, wie es in Fig. 9 gezeigt ist.

Wie es in Fig. 9 gezeigt ist, erscheint das 100 MHz Signal als ein 5 MHz ZF-Signal. Das 5 MHz Signal ist das Ergebnis des Unterschiedes zwischen 100 MHz und 95 MHz (fünfte Harmo­ nische der Frequenz des Abtastsignaloszillators 16).

Es wird angemerkt, daß viele Mischprodukte vorhanden sind, wie z. B. ein 14 MHz Signal wegen der 100 MHz und 114 MHz Mischung. Da aber die Bandbreite der Zwischenfrequenz des Abtast-Signalanalysators 10 durch das ZF-Tiefpaßfilter 185A auf maximal 10 MHz begrenzt ist, wird jedes erzeugte Signal mit einer größeren Frequenz als 10 MHz herausgefiltert. Des­ halb wird nur das in Fig. 9 gezeigte 5 MHz Signal in der ZF des Abtast-Signalanalysators 10 gemessen. Zusammengefaßt ist also das ZF-Signal gleich 5 MHz.

Bei dem vorhergehenden Beispiel bestand die Anahme darin, daß das Eingangssignal aus einer Sinusschwingung ohne Har­ monische bestand. Dies ist natürlich selten der Fall. Der Abtast-Signalanalysator 10 muß ebenfalls fähig sein, ein an dem Eingangstor 12A auftretendes, unbekanntes Eingangssignal zu messen. Weiterhin muß der Abtast-Signalanalysator 10 nicht nur die Grundfrequenz eines unbekannten Eingangssig­ nals und seine Harmonischen richtig identifizieren, sondern muß auch andere Grundfrequenzen in dem Eingangssignal und der Harmonischen identifizieren können. Dies hat das fol­ gende Eingangssignal-Identifizierungsverfahren zum Ergebnis.

Der Digitalsignalverarbeitungsschaltungs-Mikroprozessor 221A führt eine residente Firmware aus, die die Frequenzkomponen­ ten von allen am Eingangstor 12A auftretenden Eingangssigna­ len identifiziert, wenn der "Finde Frequenz"-Soft-Key an der Steuerungstafel 28 von der Bedienungsperson gedrückt wird. Obgleich das zu beschreibende Eingangssignal-Identifizie­ rungsverfahren bezüglich der Anzahl von Frequenzkomponenten, die identifiziert werden können, nicht begrenzt ist, ergibt sich eine entsprechende Zunahme der Analyse(Verarbeitungs)­ zeit für eine Firmware-Routine, die zum Auffinden jeder Fre­ quenzkomponente optimiert ist. Das heißt, daß das Verfahren derart optimiert werden kann, daß drei oder vier nicht-har­ monisch in Beziehung stehende Signale (Grundfrequenzen) identifiziert werden können, von denen jedes drei oder vier Harmonische besitzt. Abänderungen an dem Eingangssignal- Identifizierungsverfahren werden an geeigneter Stelle be­ schrieben, um den Kompromiß zwischen ausgiebiger Identifi­ zierung und Analysezeit aufzuzeigen.

Das Eingangssignal-Identifizierungsverfahren kann verein­ facht werden, indem die Firmware-Routine in vier Hauptsub­ routinen unterteilt wird. Diese Subroutinen sind: 1) Erzeu­ gen von möglichen Eingangssignalfrequenzen; 2) Entfernen von Frequenzen; 3) Bestimmen der Grundfrequenzkomponenten; und 4) Präzisionsmessung der Grundfrequenz. Dies Subroutinen werden nun im Zusammenhang mit dem in Fig. 10 gezeigten Flußdiagramm beschrieben.

Die Subroutine zur Erzeugung möglicher Eingangssignalfre­ quenzen wird in der folgenden Weise ausgeführt. Zwei Messun­ gen werden bei zwei unterschiedlichen Abtastsignalfrequenzen durchgeführt, wie es durch die Bezugszeichen 302 bzw. 304 in Fig. 10A angegeben ist. Das bedeutet, daß zwei Auslenkungen bei unterschiedlichen Abtastfrequenzen vorgenommen werden, um für jede Abtastfrequenz eine Zeitaufzeichnung zu bestim­ men. Beispielsweise kann die erste Messung bei einer Abtast­ frequenz von ungefähr 20 MHz durchgeführt werden, wie es durch den Schritt 302 angegeben ist, und die zweite Messung kann bei einer Abtastfrequenz durchgeführt werden, die 10 kHz kleiner (19,990 MHz) ist, wie es durch den Schritt 304 gezeigt ist. Aus Geschwindigkeitsgründen wird vorzugsweise nur eine kleine Spurgröße bestimmt, beispielsweise 256 Datenpunkte, jedoch kann die Anzahl der Datenpunkte erhöht werden, wenn eine deutlichere Eingangssignalidentifizierung benötigt wird.

Die digitalisierten Abtastwerte, die die Zeitaufzeichnung von der ersten Messung umfassen, werden unter Verwendung einer schnellen Fourier-Transformation zu dem Frequenzbe­ reich transformiert, und die ZF-Frequenzen von allen Signal­ spitzen werden in dem Meßdatenspeicher 204A gespeichert. Der gleiche Vorgang erfolgt bei der zweiten Messung.

Die zwei Frequenzlisten, die die Ergebnisse der schnellen Fourier-Transformation enthalten, sind nicht notwendiger Weise in irgendeiner besonderen Ordnung sortiert, jedoch sind sie bei einer bevorzugten Ausgestaltung nach der Ampli­ tude geordnet. Die Amplitudeninformation kann typischer Wei­ se nach dieser Stelle außer Betracht gelassen werden, es sei denn, daß mehrere Grundfrequenzen in dem Eingangssignal identifiziert worden sind. Die Frequenzlisten der zwei Mes­ sungen werden dann verwendet, um eine viel größere Liste aller möglichen Frequenzen unter Einschluß der Grundfrequenz zu bilden, die am Eingangstor 12A auftreten und die den ZF-Frequenzen der Signalspitzen entsprechen.

Nun sei N1 die Anzahl von Signalspitzen, das heißt die An­ zahl von ZF-Signalfrequenzen, die bei der ersten Messung gefunden worden sind, und N2 die Anzahl von ZF-Signalfre­ quenzen, die bei der zweiten Messung gefunden worden sind. Im allgemeinen beträgt die Anzahl der möglichen erzeugten Eingangssignalfrequenzen 4 . N1 . N2. Im folgenden wird be­ schrieben, wie diese erzeugt werden.

Man betrachte die erste ZF-Signalfrequenz f₁ von der ersten Messung. Für eine ZF-Signalfrequenz bei f₁ muß die Eingangs­ signalfrequenz bei n . f_s + f₁ oder n . f_s - f₁ liegen, wobei f_s die Abtastfrequenz bei der ersten Messung und n eine unbe­ kannte ganze Zahl größer als oder gleich Null ist. Ein gün­ stiger Weg zur Handhabung der Doppeldeutigkeit des Vorzei­ chens von f₁ (das heißt plus oder minus) besteht darin, bei­ de f₁ und -f₁ in die Frequenzliste für die erste Messung aufzunehmen. Auf diese Weise zeigen negative ZF-Signalfre­ quenzen an, daß die Eingangssignalfrequenz kleiner als die naheste Harmonische der Abtastfrequenz ist, und positive ZF Signalfrequenzen zeigen an, daß eine Eingangssignalfrequenz größer als die naheste Harmonische vorhanden ist.

Sobald die negativen aller gefundenen ZF-Signalfrequenzen zu der ersten und zu der zweiten Messung addiert worden sind, wie dies durch die Schritte 302 und 304 gezeigt ist, erhöht sich die Anzahl der ZF-Signalfrequenzen, die von der ersten Messung zu berücksichtigen sind, im allgemeinen auf 2 . N1 und die von der zweiten Messung auf 2 . N2. Die negativen der ge­ messenen ZF-Signalfrequenzen von 0 Hz (Gleichspannung) oder der Abtastfrequenz geteilt durch zwei (die Nyquist-Frequenz) brauchen nicht mit aufgenommen zu werden.

An dieser Stelle kann jede Eingangssignalfrequenz in der Form einer der Gleichungen n . f_s + f_i ausgedrückt werden, wobei fi eine der angenähert 2 . N1 ZF-Signalfrequenzen von der ersten Messung, fs die Abtastfrequenz bei der ersten Messung und n eine unbekannte ganze Zahl gleich oder größer als Null bedeutet. Die Ergebnisse der zweiten Messung werden verwen­ det, um möglich Werte n für jede ZF-Frequenz f_i zu erzeugen, wodurch die Berechnung einer Liste von allen möglichen Ein­ gangssignalfrequenzen ermöglicht wird. Im folgenden wird beschrieben, wie dies durchgeführt wird.

Eine ZF-Frequenz von der ersten Messung (f_i) wird mit jeder der angenähert 2 . N2 ZF-Signalfrequenzen von der zweiten Messung gepaart, wie es durch die Bezugszeichen 306, 308, 310, 312 und 314 in Fig. 10A bezeichnet ist. Ein Wert von n und anschließend eine mögliche Eingangssignalfrequenz wird für jedes Paar erzeugt. Dies ergibt eine Berechnung von an­ genähert 2 . N2 möglichen Eingangssignalfrequenzen für jede der angenähert 2 . N1 ZF-Signalfrequenzen von der ersten Mes­ sung, was zu insgesamt ungefähr 4 . N1 . N2 möglichen Eingangs­ signalfrequenzen führt.

Man betrachte beispielsweise eine besondere ZF-Frequenz von jeder der zwei Messungen, F₁ von der ersten Messung und F₂ von der zweiten Messung. Es wird angenommen, daß die gleiche Eingangssignalfrequenz jede dieser ZF-Antworten hervorruft. Deshalb kann die Eingangssignalfrequenz zu n . F_s + F₁ berech­ net werden, wobei F_s die für die erste Messung verwendete Abtastfrequenz bedeutet, und n bei dem Beispiel in der fol­ genden Weise berechnet wird, wobei die Abtastfrequenz um 10 kHz für die zweite Messung verringert wurde;

Wenn F₂ ≧ F₁, n = (F₂ - F₁)/10 kHz;

sonst n = (F₂ - F₁ + F_s - 10 kHz)/10 kHz

Da die Abtastfrequenz bei der Durchführung der zweiten Mes­ sung um 10 kHz verringert worden war, sollte die ZF-Signal­ frequenz um n . 10 kHz ansteigen. Eine offensichtliche Verringerung der ZF-Signalfrequenz ist das Ergebnis davon, daß die Eingangssignalfrequenz näher an der (n + 1)-ten Harmonischen von F_s minus 10 kHz als die n-te Harmonische zu liegen kommt.

Ein Schritt von 10 kHz bei der Abtastfrequenz bewirkt, daß ein Eingangssignal, wenn es bezüglich seiner Frequenz auf 40 GHz oder weniger begrenzt ist, eine ZF-Verschiebung von nicht mehr als einer Harmonischen der Abtastfrequenz er­ zeugt. Deshalb ist n eindeutig durch die ZF-Signalfrequenzen F₁ und F₂ bestimmt, mit der Ausnahme, daß F₁ nahezu identisch mit F₂ ist, wie weiter unten erläutert wird. Wenn der Eingangssignalbereich über 40 GHz ausgedehnt wird, wird ein kleinerer anfänglicher Abtastfrequenzschritt angewendet, oder für "n" muß eine Mehrwertigkeit zugelassen werden.

Wenn F₁ nahezu identisch mit F₂ ist, werden beide oben ange­ gebenen Formeln zur Berechnung von n angewendet, und es wer­ den zwei mögliche Eingangssignalfrequenzen erzeugt. Dies ist der Fall, weil Eingangssignalfrequenzen an den beiden Enden des Eingangssignalsidentifizierungsbereiches (nahe Gleich­ spannung oder 40 GHz) nahezu identische ZF-Frequenzen über einen 10 kHz Schritt der Abtastfrequenz (wenn die Abtastge­ schwindigkeit nahe 20 MHz liegt) ergeben. Die ZF-Verschie­ bung für die niedere Frequenz ist nahe (oder identisch mit) Null, und die ZF-Verschiebung für die hohe Frequenz ist nahe (oder identisch mit) einer Harmonischen der Abtastfrequenz.

Als Beispiel für das gerade beschriebene Vorgehen zur Erzeu­ gung von möglichen Eingangssignalfrequenzen sei angenommen, daß die zu identifizierende Eingangsfrequenz 15 GHz beträgt. Ferner sei angenommen, daß die Abtastfrequenz für die erste Messung 19,123 MHz beträgt und die Abtastfrequenz für die zweite Messung um 10 kHz kleiner oder 19,113 ist.

Wenn eine Eingangssignalfrequenz von 15 GHz mit 19,123 MHz abgetastet wird, wird eine ZF-Frequenz von 7,568 MHz (das heißt, sie liegt 7,568 MHz von der 784-sten Harmonischen von 19,123 MHz entfernt) erzeugt. Wenn 15 GHz mit 19,113 MHz ab­ getastet werden, beträgt die sich ergebende ZF-Frequenz 3,705 MHz (das heißt, sie liegt 3,705 MHz von der 784-sten Harmonischen entfernt).

Die Aufgabe des Eingangssignalidentifizierungs-Verfahrens besteht darin, die Eingangssignalfrequenz (15 GHz) aus den Messungen der ZF-Signalfrequenzen bei verschiedenen Abtast­ frequenzen vorauszusagen. Wie oben berechnet, ergibt die er­ ste Messung eine ZF-Frequenz von 7,568 MHz. Deshalb besteht die erste Frequenzliste aus den Frequenzen 7,568 MHz und -7,568 MHz. Die zweite Frequenzliste enthält 3,705 MHz und -3,705 MHz. Es gibt vier mögliche Paarungen, die vier mög­ liche Eingangssignalfrequenzen ergeben:
F₁ = 7,568 MHz; F₂ = 3,705 MHz
n = (3,705 - 7,568 + 19,113) MHz/10 kHz = 1525; und die erste mögliche Eingangssignalfrequenz = n . 19,123 MHz + F₁ = 29,170143 GHz;
oder
F₁ = 7,568 MHz; F₂ = -3,705 MHz
n = (-3,705 - 7,568 + 19,113) MHz/10 kHz = 784; und die zweite mögliche Eingangssignalfrequenz = n . 19,123 MHz + F₁ = 15,000000 GHz;
oder
F₁ = -7,568 MHz; F₂ = 3,705 MHz n = (3,705 - (-7,568)) MHz/10 kHz = 1127; und die dritte mögliche Eingangssignalfrequenz = n . 19,123 MHz + F₁ = 21,559189 GHz;
oder
F₁ = -7,568 MHz; F₂ = -3,705 MHz
n = (-3,705 - (-7,568)) MHz/10 kHz = 386; und die vierte mögliche Eingangssignalfrequenz = n . 19,123 MHz + F₁ = 7,389046 GHz;

Anschließend wird die Subroutine zum Entfernen der Frequen­ zen durchgeführt. An dieser Stelle besteht eine große Liste mit möglichen Eingangssignalfrequenzen. Gemäß der Subroutine zum Entfernen von Frequenzen werden Eintragungen in diese lange Liste entfernt, indem jede aufgelistete Frequenz ge­ genüber den ZF-Signalfrequenzlisten folgender Messungen überprüft werden.

Deshalb werden zusätzliche 10 bis 14 Messungen durchgeführt, wie durch das Bezugszeichen 316 in Fig. 10B angegeben ist. Wenn jedoch eine ausführlichere Eingangssignalidentifizie­ rung benötigt wird, kann die Anzahl an zusätzlichen Messun­ gen erhöht werden. Entsprechende Frequenzlisten werden er­ zeugt. Jedoch werden die für diese zusätzlichen Messungen ausgewählten Abtastfrequenzen fortschreitend weiter von der ursprünglichen Abtastfrequenz entfernt genommen.

Beispielsweise wurde, wie oben beschrieben wurde, die erste Messung bei einer Abtastfrequenz f_s durchgeführt. Die zweite Messung wurde bei einer Abtastfrequenz f_s minus 10 kHz durchgeführt. Dies waren die zwei Messungen, die die große Frequenzliste erzeugten.

Die erste nachfolgende Messung wird bei einer Abtastfrequenz von f_s minus 20 kHz, die nächste bei f_s minus 40 kHz, die folgende bei f_s minus 80 kHz etc. durchgeführt. Für jede nachfolgende Messung wird eine vorausgesagte ZF-Frequenz für jede der möglichen Eingangssignalfrequenzen berechnet, wie dies beim Schritt 316 angezeigt ist. Diese werden gegen die gemessenen, aktuellen ZF-Signalfrequenzen geprüft, wie es durch die Bezugszeichen 318 und 320 in Fig. 10B angegeben ist.

Wenn keine Übereinstimmung vorliegt, wird die mögliche Ein­ gangssignalfrequenz von der weiteren Betrachtung ausgeschlossen, wie es durch das Bezugszeichen 322 in Fig. 10B angegeben ist. Wenn eine enge Übereinstimmung vorliegt, wird die Frequenz von der langen Frequenzliste etwas abgeändert, um die allerletzte Messung wiederzugeben, wie es durch das Bezugszeichen 324 gemäß Fig. 10B angegeben ist. Wenn sich die vorausgesagte ZF-Frequenz in enger Übereinstimmung mit mehr als einer aktuellen ZF-Frequenz befindet, wird eine zu­ sätzliche mögliche Eingangssignalfrequenz erzeugt und der Liste hinzugefügt. Dieses Verfahren wird wiederholt, bis die vorausgesagten ZF-Signalantworten von allen verbliebenen Eingangssignalf 46039 00070 552 001000280000000200012000285914592800040 0002004203819 00004 45920requenzen mit den gemessenen ZF-Frequenzen von jedem der nachfolgenden Meßdatensätze verglichen worden sind, wie es die Bezugszeichen 326 und 328 gemäß Fig. 10B anzeigen.

Es wird mit dem obigen Beispiel fortgefahren, um den Fre­ quenzentfernungsvorgang aufzuzeigen; die Liste der möglichen Eingangssignalfrequenzen enthält folgendes: 29,170143 GHz, 15,0 GHz (die aktuelle Eingangssignalfrequenz), 21,559189 GHz und 7,389046 GHz. Die dritte Messung wird eine Abtast­ frequenz von 19,123 MHz minus 20 kHz oder 19,103 MHz verwen­ den. Wenn die 15 GHz Eingangssignalfrequenz mit dieser Ab­ tastrate abgetastet wird, ergibt sich eine ZF-Frequenz von 4,145 MHz. Das Eingangssignalidentifizierungsverfahren prüft jede der im ersten Abschnitt des Verfahrens erzeugten Ein­ gangssignalfrequenzen und schließt diejenigen aus, die keine ZF-Signalfrequenz innerhalb eines vorbestimmten Bereiches der gemessenen 4,145 MHz voraussagen.

Wenn nun 29,170143 GHz bei 19,103 MHz abgetastet werden, wird eine ZF-Frequenz von 138 kHz erzeugt. Ebenso erzeugen 15,000000 GHz, wenn bei 19,103 MHz abgetastet wird, eine ZF-Frequenz von 4,145 MHz. Ferner, erzeugen 21,559189 GHz, wenn bei 19,103 MHz abgetastet wird, eine ZF-Frequenz von 8,098 MHz. Wiederum erzeugen 7,389046 GHz, wenn bei 19,103 MHz abgetastet wird, eine ZF-Frequenz von 3,815 MHz.

Da 15 GHz die einzige Frequenz in der Liste ist, die der ge­ messenen ZF-Frequenz entspricht, werden die anderen drei Frequenzen ausgeschlossen, und die Eingangssignalidentifi­ zierung ist abgeschlossen. Mehrfacheingangssignale und/oder Mehrfachharmonische dieser Signale benötigen typischer Weise mehr Messungen, um die wahren Eingangssignalfrequenzen voll­ ständig von den möglichen Frequenzen auf der langen Fre­ quenzliste auszusieben, die erzeugt worden ist.

Daraufhin wird die Subroutine zum Bestimmen von Grundfre­ quenzkomponenten ausgeführt. Die nach dem obigen Vorgehen verbliebenen Frequenzen werden zunächst auf Doppel (inner­ halb eines gewissen Bereiches) überprüft und dann miteinan­ der verglichen, um harmonische Beziehungen zu finden, wie es mit dem Bezugszeichen 330 in Fig. 10B angezeigt ist. Vor­ zugsweise wählt der Abtast-Signalanalysator 10, wenn mehr als eine Grundfrequenz identifiziert ist, diejenige zur Ana­ lyse aus, die die größte Amplitude besitzt, und listet die übrigen Grundfrequenzen auf, deren Analyse später von der Bedienungsperson ausgewählt werden kann. Bei manchen Be­ triebsarten werden nur die Grundfrequenzen zur Anzeige zu­ rückgehalten. Andere Betriebsarten basieren darauf, daß die Frequenzkomponenten mit den größten Amplituden ohne Berück­ sichtigung einer harmonischen Beziehung zurückgehalten wer­ den.

Schließlich wird die Subroutine zur Präzisionsmessung der Grundfrequenzen ausgeführt. Mit einer sehr kleinen Liste von Grundfrequenzen (typischer Weise eine) wird eine zusätzliche Messung durchgeführt, wie es mit dem Bezugszeichen 332 in Fig. 10B angegeben ist. Der Meßumfang ist für diese Messung sehr groß, beispielsweise 4096 Datenpunkte, so daß die schnelle Fourier-Transformation eine hohe Auflösung auf­ weist. Die Auflösung der schnellen Fourier-Transformation wird vorzugsweise weiter durch eine Bin-Interpolation geför­ dert, wie sie in der US Patentschrift 4,686,457 beschrieben ist, um die Genauigkeit der Frequenzabschätzung zu verbessern.

Eine Ausgestaltung von Firmware zur Durchführung des Ein­ gangssignalidentifizierungsverfahrens erscheint im Anhang A. Es handelt sich um eine in der Programmiersprache C ge­ schriebene Version der Firmware in Assemblersprache, die von dem Digitalsignalverarbeitungsschaltungs-Mikroprozessor 221A unter Steuerung des Haupt-Mikroprozessors 241 ausgeführt wird.

Im Falle eines entweder bekannten oder unbekannten Eingangs­ signals bestimmt der Abtast-Signalanalysator 10 als näch­ stes, wo das Eingangssignal auf der Grundlage der Frequenz des Eingangssignals und eines Zeitbereiches für die Anzeige in die ZF gemischt werden soll, wobei der Zeitbereich von der Bedienungsperson für den Abtast-Signalanalysator unter Verwendung der Zifferntasten an der Steuerungstafel ausge­ wählt worden ist. Der Abtast-Signalanalysator 10 erzeugt dann eine Abtastsignal-Oszillatorfrequenz, die verwendet wird, um die Grundfrequenz und die jeweiligen Harmonischen zu messen, die das Eingangssignal umfaßt, und deshalb wird die Wellenform des Eingangssignals rekonstruiert, die ange­ zeigt werden kann.

Die Abtastfrequenz wird so gewählt, daß bewirkt wird, daß die Grundfrequenz und die harmonischen Frequenzkomponenten des Eingangssignals in Grundfrequenz und harmonische Fre­ quenzkomponenten einer viel niederen ZF-Frequenz verschoben werden.

An dieser Stelle kann die ZF-Bandbreite verschmälert werden, damit die übersetzte bzw. verschobene Grundfrequenz und har­ monischen Frequenzkomponenten zurückgehalten und die Signal­ antworten ausgeschlossen werden, die ganz wesentlich von jeder harmonischen Frequenz des Abtastsignaloszillators 16 entfernt liegen. Diese Wirkung wird als ein "Kamm-Bandpaß" bezeichnet, da das ZF-Durchlaßband wirkungsvoll bei jeder der harmonischen Frequenzen des Abtastsignaloszillators 16 wiederholt wird, wie es in Fig. 11 gezeigt ist. Signale die zwischen diese wirkungsvollen Bandpaßelemente fallen, werden von den ZF-Filtern, wie dem ZF-Tiefpaßfilter 185A, ausge­ schlossen und werden deshalb nicht digitalisiert oder ange­ zeigt. Die Verwendung eines Kamm-Bandpaßes kann eine wir­ kungsvolle Technik sein, um das Signal-Rausch-Verhältnis zu erhöhen und unerwünschte Störsignale zu entfernen.

Beispielsweise sei angenommen, daß die erwünschte ZF-Fre­ quenz 1 kHz beträgt. Der Abtast-Signalanalysator 10 wird eine Frequenz für den Abtastsignaloszillator 16 berechnen, die eine seiner Harmonischen 1 kHz von der Grundfrequenz der vorliegenden Eingangssignalfrequenz entfernt plaziert. Wenn sich die Grundfrequenz mit dem 300-sten Kammzahn mischt, um 1 kHz zu ergeben, wird sich die zweite Harmonische des Sig­ nals mit dem 600-sten Kammzahn mischen, um 2 kHz zu ergeben, etc..

Die Steuerung des Kamm-Bandpaßes wird durch Wahl der Bezie­ hung von Synthesizer-Frequenz und ZF-Bandbreite durchge­ führt. Das Verhältnis von Synthesizer-Frequenz zur ZF-Band­ breite bestimmt die Größe des Kamm-Bandpaßes.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die ZF-Bandbreite 10 MHz beträgt. Wenn die Frequenznez des Abtastsignaloszilla­ tors 16 20 MHz ist, dann liegen 20 MHz Bandpässe (10 MHz auf beiden Seiten von jedem Kammzahn) in einem Abstand von 20 MHz in Bereichen von 20 MHz bis 20 GHz. Tatsächlich wird jegliche Eingangssignalfrequenz irgendwo in die Zwischenfre­ quenz ZF gemischt. Das ZF-Signal kann nun mit dem Tiefpaß­ filter 186A (100 kHz) gefiltert werden, um 200 kHz Bandpässe mit 20 MHz Zwischenabstand von 0 Hz (Gleichspannung) bis 40 GHz zu liefern, und jegliche Signale werden ignoriert, die außerhalb der Bandpässe fallen.

Wie früher beschrieben, triggert die Triggerschaltung 207A die Meßdatenspeicherung in dem RAM 204A. Das Triggern durch die Triggerschaltung 207A erfolgt in Reaktion auf den Pegel (Spannung) des bandbreitenbegrenzeten ZF-Signals, das dem Analog-Digital-Umwandler 20A zugeführt wird.

Deshalb benötigt der Abtast-Signalanalysator 10 im Gegensatz zu herkömmlichen sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskopen keine Triggerschaltung, die unmittelbar auf den Pegel des Eingangssignals anspricht, um eine Wellenform bei der rich­ tigen Zeitskala zu bestimmen. Die Wellenformbestimmung er­ folgt bei dem Abtast-Signalanalysator 10 mittels der Abtast­ schaltung 141A, die durchgehend von dem von dem Abtastsig­ naloszillator 16 erzeugten Signal getrieben wird. Die Trig­ gerschaltung 207A spricht auf das bandbreitenbegrenzte ZF-Signal an und wird nur zur Ausrichtung von Meßdaten von einer Auslenkung zur nächsten verwendet, um eine geeichte Zeitachse zu liefern. Diese Aufgabe wird in Echtzeit mit einer niederfrequenten Analogtriggerschaltung durchgeführt, die auf die bandbreitenbegrenzte ZF-Signalspannung an­ spricht.

Ein herkömmliches sequentielles Abtast-Digitaloszilloskop verlangt ein Triggersignal, das unmittelbar in Ansprechen auf das Eingangssignal erzeugt wird, um die Wellenform fest­ zustellen. Wenn dieses Triggersignal ein Rauschen aufweist, ist das sequentielle Abtast-Digitaloszilloskop unfähig, die Wellenform zu erfassen oder gar das Rauschen auszumitteln. Das Rauschen im Eingangssignal, das an dem Eingangstor 12A auftritt, kann möglicherweise den Wirkungsgrad der Trigger­ schaltung 207A in dem Abtast-Signalanalysator 10 herab­ setzen.

Deshalb kann im Rahmen der Erfindung das Triggern alternativ auf der Eingabe der Triggerposition zur Speicherung der Meß­ daten in dem RAM 204 auf der Grundlage der Phase der Grund­ frequenz des Eingangssignals durch die Bedienungsperson basieren, statt auf der Grundlage der bandbreitenbegrenzten ZF-Signalspannung zu triggern. Dies wird als "Phasen-Trig­ gern" bezeichnet.

Der Abtast-Signalanalysator 10 verwendet eine schnelle Fourier-Transformation, um die Phase der Grundfrequenzkom­ ponente des an dem Eingangstor auftretenden Eingangssignals an der anfänglichen Speicherstelle der Speicheranordnung der Meßdaten zu bestimmen, wie es durch das Bezugszeichen 402 in Fig. 12 angegeben ist. Da mehr als eine Periode des Ein­ gangssignals in dieser Speicheranordnung gespeichert ist, kann jeder beliebige Abschnitt der Wellenform gelesen und auf den Sichtbildschirm 26 übertragen werden, wenn die Anfangsphase bekannt ist. Von Auslenkung zu Auslenkung kann die Wellenform in der Speicheranordnung mit willkürlichen Phasen gespeichert werden.

Wenn das Phasen-Triggern verwendet wird, gibt die Bedie­ nungsperson eine erwünschte Triggerphase in Bezug auf die Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals ein, und dieser Phasentriggerpunkt wird von dem Haupt-Mikroprozessor 241 ge­ lesen und an den Digitalsignalverarbeitungsschaltungs-Mikro­ prozessor 221 weitergegeben, wie es mit dem Bezugszeichen 404 in Fig. 12 angegeben ist. Indem die Phase gemessen und dann der Speicherplatz der Speicheranordnung indexiert wird, der die erwünschte Phase der Wellenform enthält, wie es mit dem Bezugszeichen 406 in Fig. 12 angegeben ist, wird das Anzeigesignal zu der erwünschten Triggerphase ausgerichtet, um einen konstanten Phasentriggerpunkt aufrechtzuerhalten, wie es mit dem Bezugszeichen 408 in Fig. 12 angegeben ist.

Die Aufgabe, unter Verwendung einer Phasentriggerung die Meßdaten von Auslenkung zu Auslenkung auszurichten, kann durch eine Stapelbetriebsart als ein Vorgang nach der Verar­ beitung durch die schnelle Fourier-Transformation durchge­ führt werden. Ein Vorteil der Stapelverarbeitung besteht da­ rin, daß eine große Verarbeitungsverstärkung (Rauschverrin­ gerung) angewendet werden kann, um die Phasentriggerinformation zu erlangen. Bekannte Mittelungstechniken können zur Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses eingesetzt werden.

Die Phasentriggerung verwendet eine numerische Verarbeitung, um die Spuren von Ablenkung zu Ablenkung auszurichten. Sobald die Ablenkungen einmal ausgerichtet sind, ist eine Mittelung kohärent und das Rauschen nimmt ab. Die Mittelung der Zeitwellenform ist eine wirkungsvolle Art, um das Rau­ schen am Eingangssignal zu verringern. Da der Abtast-Signal­ analysator 10 keinen auf einer Spannung basierenden Trigger benötigt, um die Wellenform zu erfassen, wenn Phasentriggern verwendet wird, kann nichtsdestoweniger eine Wellenform mit Rauschen genau wiederhergestellt werden.

Eine Ausgestaltung von Firmware zur Durchführung einer Pha­ sentriggerung ist im Anhang B ausgegeben. Diese ist eine Version in der Programmiersprache C, die von dem Haupt-Mi­ kroprozessor ausgeführt wird.

Es ist möglich, daß Eingangssignale vorliegen, die nicht oh­ ne weiteres identifiziert werden können; beispielsweise tre­ ten Pseudo-Zufalls-Binärsequenz-Signale (PRBS) in dem Zeit- und in dem Frequnezbereich als Rauschen auf. Ein herkömmli­ ches sequentielles Abtast-Digitaloszilloskop kann außerhalb des Taktes triggern, um das Augendiagramm (eye diagram) zu beobachten. Der Abtast-Signalanalysator 10 kann einfach mit der Taktfrequenz geladen werden, um die Frequenz des Abtast­ signaloszillators 16 einzustellen, um das Augendiagramm zu beobachten. Der Abtastsignalanalysator 10 kann ohne weiteres hierfür mit der Taktfrequenz geladen werden, um die Frequenz des Abtastsignaloszillators 16 zur Erfassung des Augendia­ grammes einzustellen. Man benötigt den Takt nicht. Für die Pseudo-Zufalls-Binärsequenz-Signal-Klasse von Eingangssigna­ len kann das Augendiagramm erzeugt werden, aber es erscheint nicht an der gleichen Stelle des Sichtbildschirms 26 von Auslenkung zu Auslenkung, wenn der wiedergewonnene Takt nicht verwendet wird, um den anderen Kanal zu triggern. Grundsätzlich kann aber eine Stapelverarbeitung ähnlich der gerade für die Ausrichtung der Grunfrequenzphase beschriebe­ nen verwendet werden, um die Spuren von Auslenkung zu Aus­ lenkung auszurichten.

Bei der Zeitauslenkungs-Betriebsart gibt die Bedienungsper­ son ebenfalls Formatinformationen für die angezeigten Meßda­ ten ein, die auf dem Sichtbildschirm 26 erscheinen. Die zur Verfügung stehenden Anzeigeformate enthalten Realteil gegen Zeit, Phase gegen Zeit, Größe gegen Zeit und logarithmische Größe gegen Zeit. Zusätzlich kann die numerische Transfor­ mation vom Zeitbereich zum Frequenzbereich über die schnelle Fourier-Transformation für Spektralmessungen als eine For­ matauswahl verwendet werden.

Erfindungsgemäß kann der Abtast-Signalanalysator 10 auch mit einem Verfahren versehen sein, das sicherstellt, daß sich die Zeit pro Unterteilung automatisch mit der Eingangsfre­ quenz ändert, um die gleiche Anzahl an Zyklen auf dem Sicht­ bildschirm 26 aufrechtzuerhalten. Dies wird als "Zyklus-Be­ triebsart" bezeichnet.

Näher betrachtet wird, wenn ein herkömmliches sequentielles Abtast-Digitaloszilloskop verwendet wird, die erwünschte Zeit pro Unterteilung eingegeben, und das Oszilloskop hält die Zeit pro Unterteilung unabhängig von der Frequenz des zu messenden Eingangssignals. Wenn beispielsweise die Bedie­ nungsperson die Zeit pro Unterteilung auf 1 nsec einstellt und ein 1 GHz Eingangssignal mißt, erscheinen 10 Perioden der Wellenform über den Sichtbildschirm (wobei angenommen ist, daß 10 Unterteilungen auf dem Schirm vorhanden sind). Wenn sich die Eingangssignalfrequenz auf 500 MHz ändert, er­ scheinen fünf Perioden auf dem Anzeigeschirm. Ähnlich hält für Frequenzbereichsmessungen ein Spektralanalysator Start- und Stop-Frequenzeinstellungen unanbhängig von der Frequenz des zu messenden Eingangssignal aufrecht. Wenn beispielsweise die Startfrequenz auf 0 Hz (Gleichspannung) und die Stop-Frequenz auf 5 GHz eingestellt sind und das Eingangs­ signal eine Frequenz von 500 MHz aufweist, erscheinen die ersten 10 Harmonischen des Eingangssignals auf dem Anzeige­ schirm. Wenn sich das Eingangssignal auf ein 1 GHz Signal ändert, erscheinen nur die ersten fünf Harmonischen auf dem Bildschirm. Die Bedienungsperson muß die Eingangssignalfre­ quenz nicht eingeben, um die erwünschte Ausdehnung (Zeit oder Frequenz) zu erhalten.

Im Gegensatz hierzu stellt bei der Zyklus-Betriebsart der Abtast-Signalanalysator 10 die Ausdehnung proportional (ent­ weder direkt oder umgekehrt) auf die Eingangssignalfrequenz ein. Die Zyklusbetriebsart wird am besten durch Bezugnahme auf den Betrieb des Abtast-Signalanalysator 10 in einer An­ regungs/Antwort verstanden, bei der der Abtast-Signalanaly­ sator unmittelbar eine veränderbare Frequenzquelle steuert, deren Signal als eine Anregung an den Eingang einer sich in Prüfung befindenden Einrichtung gelegt ist, wobei der Aus­ gang mit dem Eingangstor 12A verbunden ist.

Bei der Zeitauslenkungs-Betriebsart wird statt der Zeit pro Unterteilung eine Anzahl von Zyklen von der Bedienungsperson eingegeben, wie beispielsweise zwei Zyklen. Dies bewirkt, daß zwei Perioden der Wellenform auf dem Sichtbildschirm un­ abhängig von der Eingangssignalfrequenz erscheinen. Deshalb bleibt statt einer festbleibenden Zeitachse und einer sich bei Frequenzänderungen des Eingangssignals zusammenziehenden oder ausdehnenden Wellenform die Anzahl der Perioden in der Zyklus-Betriebsart fest und die Zeitachse ändert sich, wenn sich die Eingangssignalfrequenz ändert. Die Zyklus-Betriebs­ art ermöglicht es, daß die Bedienungsperson Änderungen der Form der Wellenform des Eingangssignals als eine Funktion der Frequenz beobachtet, ohne fortwährend die Zeitachse neu einzustellen. Das heißt, es wird selbsttätig erneut ska­ liert.

Die Zyklusbetriebsart zur Reskalierung der Achse ist glei­ chermaßen wirkungsvoll für Frequenzanzeigen, die als die Fourier-Transformierte der Zeitauslenkungen mittels der schnellen Fourier-Transformation berechnet sind. Statt Start- und Stop-Frequenzen in absoluten Hertz einzugeben, sind die Eingabeparameter die Start- und die Stop-Harmoni­ sche. Beispielsweise sei der Start bei der Harmonischen 0 (Gleichspannung) und der Stop bei der Harmonischen 10. Wenn sich nun die Eingangssignalfrequenz ändert, ändert sich die Frequenzachse (sie wird weiterhin in "Hz" angegeben bzw. ausgelesen), aber die Wellenform, die in diesem Fall die spektrale Anzeige ist, zieht sich nicht zusammen oder dehnt sich nicht aus. Dies ermöglicht, daß die Bedienungsperson die Harmonischen einer sich in Prüfung befindenden Einrich­ tung als eine Funktion der Frequenz beobachtet, ohne fort­ während die Frequenzachse wieder einzustellen.

Vorzugsweise besitzt der Abtast-Signalanalysator 10 eine Frequenzauslenkungs-Betriebsart. Diese Betriebsart wird durch die Bedienungsperson gewählt, indem aufeinanderfolgend der "Auslenk"-Soft-Key und dann der "Frequenz"-Soft-Key gedrückt werden.

In der Frequenzauslenkungs-Betriebsart arbeitet der Abtast- Signalanalysator 10 ähnlich wie ein Vektornetzwerk-Analysa­ torsystem. Der Betrieb eines Vektornetzwerk-Analysatorsy­ stems ist in der US Patentschrift 4,636,717 näher beschrie­ ben.

Die Frequenzauslenkungs-Betriebsart verlangt, daß eine ver­ änderbare Frequenzquelle mit einem Mikrowellenübersetzungs- Analysatorsystem 9 verbunden ist, so daß die Quelle mit dem Bezugsoszillator 162 phasenstarr gekoppelt ist. Eine Stufen­ auslenkung der Quelle wird durch den Abtast-Signalanalysator 10 gesteuert.

Das von der veränderbaren Frequenzquelle erzeugte Signal wird als eine Anregung an den Eingang der sich in Prüfung befindenden Einrichtung sowie an das Eingangstor 12A des Ab­ tast-Signalanalysators 10 angelegt, um als ein Bezugssignal zu dienen. Der Ausgang der sich in Prüfung befindenden Ein­ richtung ist mit dem Eingangstor 12A des Abtast-Signalana­ lysators 10 verbunden. Der Abtast-Signalanalysator 10 kann deshalb absolute Antworten (Kanal 1) oder Verhältnisantwor­ ten (Kanal 1 geteilt durch Kanal 2) der sich in Prüfung be­ findenden Einrichtung messen.

Nachdem der "Frequenz"-Soft-Key gedrückt worden ist, kann die Bedienungsperson Start- und Stop-Frequenzen für die Aus­ lenkung der veränderbaren Frequenzquelle eingeben. Die Be­ dienungsperson drückt einen "Start"-Soft-Key, woraufhin die Eingabe des Start-Frequenzwertes folgt, wobei die Ziffern­ tasten an der Steuerungstafel 28 verwendet werden. In glei­ cher Weise drückt die Bedienungsperson einen "Stop"-Soft- Key, woraufhin die Eingabe des Stop-Frequenzwertes unter Verwendung der Zifferntasten folgt. Andererseits kann die Bedienungsperson eine "Mittenfrequenz" gefolgt von "Ausdeh­ nung" unter Verwendung der zuständigen Soft-Keys und der Zifferntasten eingeben, um den Auslenkungsbereich festzule­ gen.

Bei der Frequenzauslenkungs-Betriebsart gibt die Bedienungs­ person eine Formatinformation für die angezeigte Messung ein, die auf dem Sichtbildschirm 26 erscheint. Die zur Ver­ fügung stehenden Anzeigeformate enthalten Realteil gegen Frequenz, Phase gegen Frequenz, Größe gegen Frequenz und lo­ garithmische Größe gegen Frequenz. Zusätzlich kann die nume­ rische Transformation von dem Frequenzbereich zum Zeitbe­ reich über die schnelle Fourier-Transformation für Reflex­ ionsmessungen als eine Formatauswahl verwendet werden.

Vorzugsweise stellt der Abtast-Signalanalysator 10 eine Leistungsauslenkungs-Betriebsart bereit. Diese Betriebsart ist ähnlich der Frequenzauslenkungs-Betriebsart, mit der Ausnahme, daß eine veränderbare Leistungsquelle statt einer veränderbaren Frequenzquelle vorgesehen ist, und daß sich die von der Bedienungsperson eingestellten Parameter auf die Leistung statt auf die Frequenz beziehen.

Bei der Leistungsbetriebsart gibt die Bedienungsperson eben­ falls Formatinformation für die Anzeige ein, die auf dem Sichtbildschirm 26 erscheint. Die zur Verfügung stehenden Anzeigeformate enthalten Realteil gegen Leistung, Phase ge­ gen Leistung, Größe gegen Leistung und logarithmierte Größe gegen Leistung. Eine numerische Transformation über die schnelle Fourier-Transformation ist keine zur Verfügung ste­ hende Formatauswahl.

Zur Vereinfachung des Verständnisses des Datenerfassungsbe­ triebes des Abtast-Signalanalysators 10 werden das Blockdia­ gramm und der Datenerfassungsbetrieb des Abtast-Signalanaly­ sators 10 verglichen und mit Blockdiagrammen und der Daten­ erfassung bei zwei bekannten Daten-Abtastsignalmeßgeräten gegenübergestellt, nämlich einem sequentiellen Abtast-Digi­ taloszilloskop und einem Vektornetzwerk-Analysatorsystem. Der Abtast-Signalanalysator 10 weist Eigenarten beider dieser Geräte sowie zusätzliche Eigenschaften auf, die in keinem dieser Geräte enthalten sind.

Zunächst gibt es verschiedene Ähnlichkeiten zwischen dem Blockdiagramm des Abtast-Signalanalysator 10 und dem Block­ diagramm eines herkömmlichen sequentiellen Abtast-Digital­ oszilloskops. Die Hauptähnlichkeiten sind die folgenden.

Der Pfad des Eingangssignals ist in beiden Blockdiagrammen ähnlich. Das Eingangssignal wird zu einem Abtaster geleitet und das abgetastete Signal wird zu einem Analog-Digital- Umwandler geführt. Der Abtaster wird von speziellen Abtast­ treiberschaltungen getrieben. Deshalb gibt es drei grundle­ gende Ähnlichkeiten in den Blockdiagrammen des Abtast-Sig­ nalanalysators 10 und eines herkömmlichen sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskops, nämlich das zu messende Ein­ gangssignal wird unmittelbar einem Abtaster zugeführt, der Ausgang des Abtasters wird zu einem Analog-Digital-Umwandler geleitet und der Abtaster wird von speziellen Abtasttreiber­ schaltungen getrieben.

Wie jedoch in dem vereinfachten Blockdiagramm des Abtast- Signalanalysators 10 in Fig. 4 gezeigt ist, fehlt bei dem Abtast-Signalanalysator jede Triggerschaltung am Eingang, und demgemäß gibt es nur einen Pfad für das Eingangssignal. Das ist der erste Hauptunterschied zwischen dem Abtast-Sig­ nalanalysator 10 und einem sequentiellen Abtast-Digital­ oszilloskop, nämlich daß es keine Schaltungsanordnung in dem HF-Eingangspfad des Abtast-Signalanalysators 10 gibt, wohin­ gegen eine Triggerschaltungsanordnung ein wesentlicher Teil eines Oszilloskops ist.

Ein weiterer Unterschied zwischen dem Abtast-Signalanalysa­ tor 10 und einem herkömmlichen sequentiellen Abtast-Digital­ oszilloskop besteht darin, daß der Abtast-Signalanalysator den Abtastsignaloszillator 16 verwendet, um zeitlich abge­ stimmte Pulse an die Abtastertreiberschaltung zu geben. Ferner verändert der Abtast-Signalanalysator 10 die Frequenz der Abtastertreiberpulse beispielsweise von 10 MHz auf 20 MHz. Die Verwendung dieser Art Abtastertreiber ermöglicht es, daß der Abtast-Signalanalysator 10 ein viel besseres Trigger-Gitter als ein sequentielles Abtast-Digitaloszillos­ kop besitzt. Deshalb ist der zweite Hauptunterschied zwi­ schen dem sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskop und dem Abtast-Signalanalysator 10 der, daß der Abtast-Signalanaly­ sator den Abtastsignaloszillator 16 verwendet, um den Abta­ ster zu treiben, und die Frequenz des Abtastertreibers sich zwischen 10 MHz und 20 MHz ändert, wohingegen das Abtasten in einem Oszilloskop auf der Erfassung eines Triggerpegels und einer Verzögerung basiert, die von Abtastung zu Abta­ stung zunimmt.

Ein noch weiterer Unterschied zwischen dem Abtast-Signalana­ lysator 10 und einem herkömmlichen sequentiellen Abtast-Di­ gitaloszilloskop besteht in der Art, wie erfaßte Daten dem Analog-Digital-Umwandler geliefert werden. Wenn ein sequen­ tielles Abtast-Digitaloszilloskop getriggert wird, wird ein einzelner Datenpunkt abgetastet und dem Analog-Digital-Um­ wandler zugeführt. Das sequentielle Abtast-Digitaloszillos­ kop wartet dann auf den nächsten Trigger, um einen weiteren Datenpunkt zu erfassen. Der Vorgang des Erfassens eines jeden Datenpunktes benötigt ungefähr 0,1 Millisekunden. Deshalb werden zum Erfassen von 1.000 Datenpunkten etwa 0,1 Sekunden oder 100.000 Mikrosekunden benötigt.

Im Gegensatz hierzu wird, wenn der Abtast-Signalanalysator 10 mit der Datenerfassung beginnt, eine gesamte Zeitauf­ zeichnung von Datenpunkten erfaßt. Die Frequenz des Abtast­ signaloszillators 16 wird auf eine Frequenz eingestellt, die beispielsweise zwischen 10 MHz und 20 MHz liegt. Selbst bei der niedrigsten Frequenz von 10 MHz wird ein Datenpunkt alle 100 Nanosekunden erfaßt. Deshalb benötigt der Abtast-Signal­ analysator 10 für das Erfassen der gleichen 1.000 Datenpunk­ te wie ein sequentielles Abtast-Digitaloszilloskop nur 100 . 10^-9 mal 1000 oder 100 . 10^-6 Sekunden (100 Mikrosekunden). Dies führt zu einer größeren Aktualisierungsrate für den Ab­ tast-Signalanalysator 10. Deshalb besteht ein dritter Haupt­ unterschied zwischen dem Abtast-Signalanalysator 10 und einem herkömmlichen sequentiellen Abtast-Digitaloszilloskop darin, daß der Abtast-Signalanalysator eine gesamte Zeitauf­ zeichnung bzw. einen Zeitaufzeichnungsabschnitt erfaßt, wäh­ rend ein Oszilloskop nur einen einzelnen Datenpunkt erfaßt.

Der Datenerfassungsbetrieb eines Abtast-Signalanalysators und eines Netzwerkanalysatorsystems wird nun verglichen und einander gegenübergestellt. Bei einem Netzwerkanalysator­ system wird das Signal einer veränderbaren Frequenzquelle sich in Prüfung befindende Einrichtung und in einen Bezugs­ kanal eingegeben. Der Ausgang der sich in Prüfung befindenden Einrichtung wird, wenn sie auf das von der Quelle er­ zeugte Signal antwortet, mit dem Bezugskanalsignal vergli­ chen.

Bei einem Netzwerkanalysatorsystem wird die Lokaloszilla­ torfrequenz so eingestellt, daß eine konstante ZF-Frequenz beibehalten wird, die von einem Bezugseingang bestimmt wird. Wenn die ZF-Frequenz damit beginnt, sich gegenüber der Be­ zugsfrequenz zu ändern, ändert eine phasenstarre Regel­ schleifenschaltung die Lokaloszillatorfrequenz, um die ZF-Frequenz konstant zu halten.

Während der Messung einer Antwort von der sich in Prüfung befindenden Einrichtung überspannt die Quellenfrequenz einen Bereich von einer festen Start-Frequenz bis zu einer festen Stop-Frequenz, um die sich in Prüfung befindende Einrichtung über einen gegebenen Frequenzbereich zu prüfen. Wenn die Quellenfrequenz mit einer Änderung beginnt, spricht die phasenstarre Regelschleifenschaltung an, um die ZF-Frequenz konstant zu halten.

Andererseits wird bei einem anderen Netzwerkanalysatorsystem die Lokaloszillatorfrequenz eingestellt, so daß sie sich von einer Start-Frequenz bis zu einer Stop-Frequenz ändert. Wenn sich die Lokaloszillatorfrequenz ändert, ändert die phasen­ starre Regelschleifenschaltung die Quellenfrequenz, um die ZF-Frequenz konstant zu halten.

In beiden Netzwerkanalysatorsystemen bleibt die ZF-Frequenz konstant. Demgemäß kann man sich den ZF-Pfad in einem Netz­ werkanalysatorsystem als einen Bandpaß mit einer Bandbreite von weniger als 10 kHz vorstellen. Messungen mit Netzwerk­ analysatorsystemen werden unter Verwendung einer Frequenz­ verschiebung durchgeführt. Dies bedeutet, daß die Frequenz des zu messenden Eingangssignals in die Frequenz der ZF übersetzt und bezüglich der Bandbreite begrenzt wird.

Im Gegensatz hierzu kann bei dem Abtast-Signalanalysator 10 die ZF als eine Tiefpaßfilter von 0 Hz (Gleichspannung) bis 10 MHz oder weniger betrachtet werden. Ferner werden Messun­ gen mit dem Abtast-Signalanalysator 10 durchgeführt, indem zusätzlich eine Frequnezkomprimierung verwendet wird. Das heißt, daß der Abtast-Signalanalysator 10 das gesamte Fre­ quenzband von Gleichspannung bis 40 GHz in die Bandbreite der ZF frequenzkomprimiert.

Der Hauptunterschied zwischen dem Abtast-Signalanalysator 10 und einem Vektoranalysatorsystem besteht darin, daß der Ab­ tast-Signalanalysator ein Tiefpaß-Breitband-ZF-Signalmeßge­ rät ist, das Frequenzübersetzung und Frequenzkompression verwendet und daß das Netzwerkanalysatorsystem ein Bandpaß- Schmalband-ZF-Signalmeßgerät ist, welches nur eine Frequenz­ übersetzung bei seinen Messungen verwendet.

Auf dem Meßgebiet benötigen bekannte Daten-Abtastsignal-Meß­ geräte, die ein Mikrowellensignal in eine niedere Frequenz übersetzen, bei der die Meßparameter gemessen oder beobach­ tet werden, eine Verarbeitungsbandbreite (ZF-Bandbreite), die so groß wie die Meßbandbreite ist. Jedoch verlangt der Abtast-Signalanalysator 10, der an dem Eingangssignal eine Frequenzübersetzung und Frequenzkomprimierung mit wiederhol­ ten Abtasttechniken durchführt, nur sehr wenig Verarbei­ tungsbandbreite, um die gleiche Messung zu liefern.

Beispielsweise wird das Abtasten eines kontinuierlichen Wel­ lensignals mit 1 GHz (Grundfrequenz mit Harmonischen) (CW) mit einer Abtastrate durchgeführt, die eine Harmonische der Abtastfrequenz von der 1 GHz Grundfrequenz um 1 kHz entfernt plaziert, die ersten 40 Harmonischen (40 GHz Meßbandbreite) in eine 40 kHz Verarbeitungsbandbreite frequenz-übersetzen und frequenz-komprimieren. Demgemäß kann, wenn eine breitere Verarbeitungsbandbreite zur Verfügungs steht, das ZF-Signal gefiltert werden (typischerweise mit einem Tiefpaß), um Störsignale oder Rauschkomponenten zu entfernen, die in ZF-Frequenzen außerhalb des Bereiches übersetzt werden, in den das Eingangssignal frequenzübersetzt und frequenz-kom­ primiert worden ist.

Nun sind wiederholte Abtasttechniken gleichermaßen wirkungs­ voll für modulierte Eingangssignale, wie beispielsweise ge­ pulste HF-Signale. Bei einem herkömlich getriggerten sequen­ tiellen Abtast-Digitaloszilloskop muß das Triggersignal mit einer Geschwindigkeit auftreten, die der Modulationswieder­ holungsrate entspricht. Im Falle des Abtast-Signalanalysator 10 muß eine Abtastfrequenz so gewählt werden, daß die Fre­ quenz einer Harmonischen (oder die Grundfrequenz) der Ab­ tastfrequenz etwas gegenüber der Modulationswiederholungs­ rate versetzt ist. Wiederum ist ein Hauptvorteil des Ab­ tast-Signalanalysators 10 gegenüber einem sequentiellen Ab­ tast-Digitaloszilloskop dadurch gegeben, daß das ZF-Signal gefiltert (Kamm-Bandpaß) werden kann, um das Signal/Rausch- Verhältnis zu verbessern und/oder Störsignale zu entfernen.

Da der Abtast-Signalanalysator 10 wiederholte Abtasttechni­ ken verwendet, die ein gepulstes HF-Signal zur weiteren Ver­ arbeitung in die ZF-Bandbreite frequenz-übersetzen und fre­ quenz-komprimieren, kann die Charakterisierung von gepulsten HF-Einrichtungen unter Verwendung einer wesentlich größeren Modulationsbandbreite, als es mit herkömmlichen Netzwerkana­ lysatorsystemen möglich ist, erfolgen. Die wiedergewinnbare Modulationsbandbreite für den Abtast-Signalanalysator 10 kann so breit wie die HF-Eingangsbandbreite sein, wohingegen bei einem gepulsten Netzwerkanalysatorsystem die wiederge­ winnbare Bandbreite auf die ZF-Bandbreite des Netzwerkanaly­ sators beschränkt ist.

Das Messen schneller Ein- und Ausschaltcharakteristiken ge­ pulster HF-Einrichtungen verlangt eine getreue Wiedergabe einer weiten Bandbreitenmodulation. Dies ist eine Messung, bei der der Abtast-Signalanalysator 10 beträchtliche Vortei­ le besitzt. Wie bei einem herkömmlichen Netzwerkanalysatorsystem kann der Abtast-Signalanalysator 10 auch so ausge­ staltet sein, daß die Trägerfrequenz oder die Trägerenergie bei einer spezifischen (wählbaren) Zeitverzögerung in den Puls einzubringen. Anders als bei einem gepulsten Netzwerk­ analysatorsystem können Messungen während der Ein- und Aus­ schaltübergänge bei sehr schnellen HF-Einrichtungen vorge­ nommen werden.

Wie bereits erwähnt wurde, erfaßt der Abtast-Signalanalysa­ tor 10 eine Spur über einen erwünschten Zeitbereich, indem die Eingangssignalfrequenz bekannt ist oder identifiziert wird und eine Abtastsignal-Oszillatorfrequenz zusammenge­ setzt wird, die den Abtastzeitpunkt über das Eingangssignal mit einem erwünschten Zeitschritt weiterbewegt. Ein alterna­ tives Datenerfassungsverfahren, das als "Pulsprofilierung" bezeichnet wird, steht ebenfalls bei dem Abtast-Signalana­ lysator 10 zur Verfügung und wird nun beschrieben.

Wenn die Frequenz des Abtastsignaloszillators 16 derart zusammengesetzt wird, daß sie eine genaue Subharmonische der Eingangssignalfrequenz ist, wie durch das Bezugszeichen 502 in Fig. 13 angegeben ist, wird sich der Abtastzeitpunkt nicht durch das Signal bewegen, sondern wird mit dem Abta­ sten eines spezifischen Zeitmoments auf dem Eingangssignal fortfahren, wie es mit den Bezugszeichen 504, 506, 508, 510 und 512 in Fig. 13 bezeichnet ist. Aufeinanderfolgende Da­ tenabtastwerte können durch eine diskrete Fourier-Transfor­ mation (DFT) bearbeitet werden, um die momentane Signalspan­ nung von Rauschen oder anderen nicht-kohärenten Signalen he­ rauszuziehen. Das Ergebnis stellt einen einzelnen Datenpunkt auf der sich ergebenden Anzeige dar, wie es mit dem Bezugszeichen 514 in Fig. 13 bezeichnet ist. Das Maß der Filterung ist vorzugsweise durch eine Bedienungsperson ein­ stellbar, indem die äquivalente Bandbreite unter Verwendung der Zifferntasten an der Steuerungstafel 28 eingegeben wird. Dieser Filterbandbreitenwert bestimmt die erwünschte Anzahl an Abtastwerten bzw. Abtastungen N, denen entsprechend die diskrete Fourier-Transformation arbeitet, wie es durch den Schritt 510 gezeigt ist.

Das Fortschreiten von einem Zeitmoment zum nächsten auf dem Eingangssignal bei der Zeitauslenkungs-Betriebsart wird dann durch eine gesteuerte Phasenverschiebung des Abtastsignalos­ zillators 16 durchgeführt, wie es mit dem Bezugszeichen 516 in Fig. 13 angegeben ist. Diese Phasenverschiebung wird ver­ wendet, um den Abtastmoment in Bezug auf das Eingangssignal um eine bekannte Größe zu verzögern. Sobald der Abtastmoment verzögert worden ist, kann der Filtervorgang erneut begonnen werden und der sich ergebende, gefilterte Wert kann als der nächste anzuzeigende Punkt gespeichert werden. Der Vorgang wird wiederholt, bis die gesamte Spur erfaßt worden ist, wie es mit dem Bezugszeichen 522 in Fig. 134 angegeben ist.

Die anfängliche Phasenversetzung zwischen dem Abtastsignal­ oszillator 16 und dem Eingangssignal ist unbekannt. Deshalb wird ein Verfahren zur Ausrichtung der Phase des von dem Ab­ tastsignaloszillator 16 erzeugten Signals durchgeführt, da­ mit der Abtastpunkt zu dem Zeitmoment auf dem Eingangssignal verschoben wird, an dem die Spannung eine vorbezeichnete "ZF-Triggerspannung" schneidet, wie es mit dem Bezugszeichen 506 angegeben ist. Dies kann als eine iterative Suche durch­ geführt werden, bei der die gemessene Spannung zu jedem Ab­ tastmoment gegenüber der "ZF-Triggerspannung" verglichen wird, wobei an dieser Stelle die Phase des Abtastsignalos­ zillators 16 schrittweise um kleine Größen herab- oder he­ raufgesetzt wird, um den Abtastmoment zeitlich vorwärts oder rückwärts in Bezug auf das Eingangssignal zu bewegen.

Das Pulsprofilierungsverfahren ist besonders für die Cha­ rakterisierung von Einrichtungen zweckmäßig, die von gepul­ sten HF-Signalen oder ganz allgemein modulierten Signalen angeregt werden. Für diese Signale wird die Frequenz des Ab­ tastsignaloszillators 16 so aufgebaut, daß sie genau eine Subharmonische der Eingangswiederholungsgeschwindigkeit (Modulationsfrequenz) ist. Dies bewirkt, daß der Abtastmoment an einem speziellen Punkt auf der Modulations-Hüllkurves festgelegt bleibt.

Das Pulsprofilierungsverfahren verlangt, daß die Trägerfre­ quenz nicht exakt eine Harmonische der Modulationsfrequenz ist. Wenn der Abtast-Signalanalysator 10 mit einer Sythesi­ zerquelle in einer Anregungs/Antwort-Anordnung ausgestaltet ist, wird die Trägerfrequenz selbsttätig eingestellt, so daß diese Anforderung aufrechterhalten wird, wie es durch den Schritt 504 gezeigt ist.

Wenn der Träger eine Frequenz aufwiese, die ein genaues Vielfaches (oder Harmonisches) der Modulationsgeschwindig­ keit wäre, würde der Abtastmoment wiederholt dieselbe Phase der Trägerwellenform abtasten. Da dies nicht der Fall ist, schreitet die Trägerfrequenz in der Phase zwischen Abtast­ momenten fort, was durch den Abtastsignaloszillator 16 er­ möglicht wird. Deshalb zeigen, obgleich der Abtastmoment in der Zeit in Bezug auf die Modulations-Hüllkurve festgelegt bleibt, aufeinanderfogende Datenabtastwerten ein festgeleg­ tes Phasenfortschreiten auf dem Träger. Mit anderen Worten, die erfaßten Daten zeigen eine abgetastete Sinuskurve.

Die Größe und Phase dieser Sinuskurve wird dann bestimmt. Dies wird durchgeführt, indem die diskrete Fourier-Transfor­ mation an den abgetasteten Datenwerten vorgenommen wird, wie es beim Schritt 514 angegeben ist. Sobald bei der Zeitaus­ lenkungs-Betriebsart die Größe und die Phase der Trägerfre­ quenz in der Zeit an einem spezifischen Punkt in Bezug auf die Modulations-Hüllkurve bestimmt worden sind, wird die Phase des Abtastsignaloszillators 16 um eine gesteuerte Strecke verschoben, um den Abtastmoment längs der Modula­ tions-Hüllkurve um die erwünschte Größe zu verschieben.

Die Anzahl der Datenabtastwerte (N), auf die die diskrete Fourier-Transformation angewendet wird, (das heißt das Maß der an den Daten vorgenommenen) ist vorzugsweise durch die Bedienungsperson einstellbar. Es sollte hervorgehoben wer­ den, daß die diskrete Fourier-Transformation nicht nur zur Bestimmung der Größen- und der Phaseneigenschaft der Träger­ frequenz benötigt wird, sondern stattdessen auf eine Harmo­ nische der Trägerfrequenz (harmonische Auslenkung) oder auf Gleichspannung abgestimmt werden kann (um an dem Puls die Grundbandleckage oder den "Video-Durchlaß" zu messen).

Weil die diskrete Fourier-Transformation ein Filterungsvor­ gang ist, kann das Pulsprofilierungsverfahren zum Ausfiltern von unerwünschten Zufälligkeiten nützlich sein kann. Bei­ spielsweise werden Grundbandleckage oder die Trägerharmoni­ sche ausgefiltert, die sonst bei einer typischen sequentiel­ len Abtastungs-Datenerfassung auftreten würden.

Die Pulsprofilierungs-Betriebsart kann auch für Frequenz- und Leistungs-Auslenkungsbetriebsarten verwendet werden, wenn gepulste HF-Signale als Anregung verwendet werden. Der einzige Unterschied beim Betrieb besteht darin, daß am Ende jeder Größen- und Phasenbestimmung die Phase des Abtastsig­ naloszillators 16 nicht geändert wird. Der Grund für die Phasenänderung bei der Zeitauslenkungsbetriebsart besteht darin, daß der Abtastaugenblick in Bezug auf die Modula­ tions-Hüllkurve bewegt wird. Bei den Frequenz- und Lei­ stungs-Auslenkungsbetriebsarten wird der Abtastaugenblick in Bezug auf die Modulations-Hüllkurve festgehalten. Stattdes­ sen wird die Trägerfrequenz oder die Trägerleistung schritt­ weise am Ende jeder Größen- und Phasenbestimmung herab- oder heraufgesetzt, wie es durch das Bezugszeichen 518 und 520 in Fig. 13 angegeben ist.

Eine Ausgestaltung von Firmware zur Durchführung von Impuls­ profilierung erscheint hauptsächlich im Anhang C, obgleich Teile der Firmware auch im Anhang B zu finden sind. Die kom­ binierte Firmware ist in der Computersprache C eine Version der von dem Haupt-Mikroprozessor 241 ausgeführten Firmware und eine Firmware in Assemblersprache, die von dem Digital­ signalverarbeitungsschaltungs-Mikroprozessor 221A ausgeführt wird.

Zusammenfassend gilt, daß es nur wenige eingesetzte Geräte gibt, mit denen Mikrowellensignale analysiert werden können: Leistungsmesser, Zähler, Spektralanalysatoren und sequen­ tielle Abtast-Digitaloszilloskope. Man betrachte die Analyse eines 6 GHz Eingangssignals mit lediglich drei Harmonischen und die Messungen, die bestehende Geräte an dem Eingangssig­ nal ausführen können. Man nehme an, daß diese Instrumente eine Bandbreite von 40 GHz besitzen.

Der Leistungsmesser kann messen, welche kombinierte Gesamt­ leistung an dem Eingang sowohl in der Grundfrequenz als auch in den Harmonischen vorliegt. Er kann weder die Grundfre­ quenz feststellen, wenn es Harmonische gibt, noch die Wel­ lenform. Er besitzt eine geringe Empfindlichkeit, da das Rauschen proportional zu der Bandbreite ist, und somit spricht der Leistungsmesser auf 40 GHz Rauschen an seinem Eingang an.

Der Zähler kann feststellen, daß das Eingangssignal bei 6 GHz liegt. Er kann weder die Amplitude angeben, noch, daß Harmonische vorhanden sind, noch die Wellenform. Der Zähler weist auch eine geringe Empfindlichkeit auf, da er auf die vollen 40 GHz Rauschen anspricht.

Der Spektralanalysator liefert eine Anzeige der Amplitude gegen die Frequenz. Daraus können die Grundfrequenz des Ein­ gangssignals, ob Harmonische vorliegen und deren Amplituden, bestimmt werden. Er zeigt die Wellenform nicht an, da er die Grundfrquenz und die Harmonischen nicht gleichzeitig messen kann, noch kann er die Phase messen. Er besitzt eine gute Empfindlichkeit, da das Rauschen, auf das er anspricht, nur das Rauschen innerhalb der Auflösungs-Bandbreite ist, die klein gemacht werden kann.

Das sequentielle Abtast-Digitaloszilloskop kann die Wellen­ formen anzeigen. Jüngere Modelle können die Frequenz bestim­ men. Es kann auch die Harmonischen und deren Amplituden zei­ gen, indem eine schnelle Fourier-Transformation angewendet wird. Jedoch ist die Eingangsempfindlichkeit gering, da es auf die vollen 40 GHz Rauschen an seinem Eingang anspricht. Schlimmer noch, benötigt ein sequentielles Abtast-Digital­ oszilloskop ein großes Triggereingangssignal, aber selbst dann wird es nicht auf ein Hochfrequenzeingangssignal trig­ gern.

Man nehme jedoch an, daß die Situation durch Hinzufügen von einem 5 GHz Signal an dem Eingang verkompliziert ist. Nun erfaßt der Leistungsmesser die kombinierte Leistung, was nichts aussagt. Der Zähler mag die Frequenz des größeren Signals messen oder überhaupt keine sinnvolle Anzeige lie­ fern. Der Spektralanalysator spricht auf das zusätzliche Eingangssignal an und zeigt es zusätzlich zu dem ursprüngli­ chen Signal an, jedoch kann er die Wellenform nicht anzei­ gen. Das sequentielle Abtast-Digitaloszilloskop liefert keine aussagekräftige Anzeige, da es nicht auf mehrere Ein­ gangssignale triggern kann.

Im Gegensatz hierzu erfaßt der Abtast-Signalanalysator 10 wirkungsvoll das Eingangssignal unter Einschluß aller Grund­ frequenzen und ihrer Harmonischen, und zeigt die Wellenform an, statt dem gesamten 20 GHz Rauschen ausgeliefert zu sein, wie dies bei allen anderen Instrumenten (mit Ausnahme des Spektralanalysators) der Fall ist, was zu einer geringen Empfindlichkeit führt, und statt des Vorhandenseins von nur einem Bandpaßfilter, wie dies bei einem Spektralanalysator der Fall ist, was das Erfassen der relativen Phasen von Harmonischen zum Ableiten der Wellenform verhindert. Die untenstehende Tabelle faßt die vergleichbaren Eigenschaften dieser Instrumente zusammen.

Claims (15)

1. System zum Analysieren eines sich wiederholenden, nicht-bandbegrenzten Eingangssignals, das eine Wellen­ form aufweist, mit

• - einem Eingang (12) zum Empfangen des nicht-bandbe­ grenzten Eingangssignals;
• - einem Abtastsignaloszillator (16) zum Erzeugen eines periodischen Abtastsignals;
• - einem Abtaster (14), der das periodische Abtastsi­ gnal empfängt und das Eingangssignal abtastet, wobei die Frequenz des Abtastsignals nahe eine Subharmo­ nischen des Eingangssignals gewählt ist, so daß die Abtastpunkte aufeinanderfolgend in Vorwärtsrichtung oder in Rückwärtsrichtung durch das Eingangssignal fortschreiten;
• - einem Filter (18), das das Zwischenfrequenzsignal auf eine vorbestimmte Bandbreite Band-begrenzt;
• - einem Analog-Digital-Wandler (20) zur Digitalisie­ rung des bandbreitenbegrenzten Zwischenfrequenzsig­ nals; und
• - einer Digitalsignalverarbeitungsschaltung (22, 24), die das digitalisierte, bandbreitenbegrenzte Zwi­ schenfrequenzsignal verarbeitet, um die Wellenform des Eingangssignals zu rekonstruieren, während die Phasenbeziehung bei Hauptfrequenzkomponenten und harmonisch in Beziehung stehenden Frequenzkompo­ nenten, die in dem Zwischenfrequenzsignal enthalten sind, aufrechterhalten wird.

2. System nach Anspruch 1, bei dem die Digitalsignalverar­ beitungsschaltung (22, 24) Amplitude und Frequenz von Frequenzkomponenten des Eingangssignals bestimmt.

3. System nach Anspruch 1, bei dem der Abtastsignaloszil­ lator eine veränderbare Frequenzquelle (16) ist.

4. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Filter ein veränderbares Bandbreiten-Zwischenfrequenz- Tiefpaßfilter (18) ist.

5. System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, das ferner eine Anzeigeeinrichtung (11) umfaßt, die mit der Digi­ talsignalverarbeitungsschaltung (22, 24) verbunden ist, um die rekonstruierte Wellenform des Eingangssignals in einem Spannung-über-Zeit-Format anzuzeigen.

6. System nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Digitalsignalverarbeitungsschaltung (22, 24) eine Fourier-Transformations-Routine durchführt.

7. System nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem die Digitalsignalverarbeitungsschaltung (22, 24) wiederholt durch ein Triggersignal aktiviert wird, das von dem Pegel des bandbreitenbegrenzten Zwischenfrequenzsignals ableitbar ist.

8. System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Digitalsignalverarbeitungsschaltung (22, 24) ferner einen Speicher (24) zum Speichern von digitalisierten Abtastwerten umfaßt, in denen die Speicherung von digi­ talisierten Abtastwerten wiederholt durch ein Trigger­ signal freigegeben wird, das von dem bandbreitenbe­ grenzten Zwischenfrequenzsignal abgeleitet wird, um eine Auswahl eines veränderlichen Betrages einer negativen Zeit zu ermöglichen.

9. System nach Anspruch 7, bei dem die Digitalsignalverar­ beitungsschaltung (22, 24) ferner einen Speicher (24) zur Indexierung digitalisierter Abtastwerte auf der Grundlage einer ausgewählten Phase der Grundfrequenz des Eingangssignals umfaßt, um die Anzeige der rekon­ struierten Signalform zu ermöglichen.

10. System nach Anspruch 5 oder 6, das ferner Mittel (28) umfaßt, die auf die Betätigung durch eine Bedienungs­ person ansprechen, um eine ausgewählte Anzahl von Zyk­ len der rekonstruierten Eingangssignal-Wellenform anzu­ zeigen.

11. System nach einem der Ansprüche 1 bis 10, das ferner veränderbare Verstärkungs- und Gleichstrom-Vorspan­ nungs-Mittel umfaßt, um einen optimalen Pegel für das bandbreitenbegrenzte Zwischenfrequenzsignal für die Analog-Digital-Umwandlermittel bereitzustellen.

12. System nach Anspruch 4, bei dem das Zwischenfrequenz- Tiefpaßfilter (18) mit veränderbarer Bandbreite auf eine Bandbreite von weniger als die Hälfte der nie­ drigsten Frequenz der Mehrzahl von periodischen Si­ gnalen verengt ist, um einen Kamm-Bandpaß zu bilden.

13. Verfahren zum Analysieren eines nicht-bandbegrenzten, modulierten Eingangssignals, das eine bekannte Grund­ frequenz aufweist, mit folgenden Schritten:

• a) Bereitstellen eines Abtastertreibersignals mit veränderbarer Frequenz;
• b) Einstellen der Frequenz des Abtastertreibersignals auf eine im wesentlichen genaue Subharmonische der bekannten Grundfrequenz des nicht-bandbegrenzten, modulierten Eingangssignals;
• c) wiederholtes Abtasten des modulierten Eingangssi­ gnals zu einem ersten Abtastzeitpunkt, um eine vor­ bestimmte Anzahl von ersten Datenabtastwerten zu erzeugen;
• d) Beseitigen von Datenabtastwerten aus der vorbe­ stimmten Anzahl von ersten Datenabtastwerten, die auf verrauschten oder anderen nicht-kohärenten Si­ gnalen basieren;
• e) Speichern der verbleibenden ersten Datenabtastwerte als einen ersten Datenpunkt;
• f) schrittweises Verschieben der Phase des Abtaster­ treibersignals, um einen nächsten Abtastzeitpunkt festzulegen, an dem das modulierte Eingangssignal abgetastet wird;
• g) wiederholtes Abtasten des modulierten Eingangssi­ gnals zu dem nächsten Abtastzeitpunkt, um eine vor­ bestimmte Anzahl von nächsten Datenabtastwerten zu erzeugen;
• h) Beseitigen von Datenabtastwerten aus der vorbe­ stimmten Anzahl von nächsten Datenabtastwerten, die auf verrauschten oder anderen nicht-kohärenten Si­ gnalen basieren;
• i) Speichern der verbleibenden nächsten Datenabtast­ werte als einen nächsten Datenpunkt; und
• j) Wiederholen der Schritte f), g), h) und i), bis ei­ ne vorgewählte Anzahl von Datenpunkten gespeichert worden ist, um eine zeitliche Darstellung des mo­ dulierten Eingangssignals zu liefern.

14. Verfahren zum Analysieren eines modulierten Eingangssi­ gnals, das eine bekannte Tägerfrequenz aufweist, mit folgenden Schritten:

• a) Bereitstellen eines Abtastertreibersignals mit veränderbarer Frequenz;
• b) Einstellen der Frequenz des Abtastertreibersignals auf eine im wesentlichen genaue Subharmonische der bekannten Trägerfrequenz;
• c) wiederholtes Abtasten des modulierten Eingangssi­ gnal zu einem vorausgewählten Abtastzeitpunkt, um eine vorbestimmte Anzahl von ersten Datenabtast­ werten zu erzeugen;
• d) Beseitigen von Datenabtastwerten aus der vorbe­ stimmten Anzahl von ersten Datenabtastwerten, die auf verrauschten oder anderen nicht-kohärenten Si­ gnalen basieren;
• e) Speichern der verbleibenden ersten Datenabtastwerte als einen ersten Datenpunkt;
• f) schrittweises Erhöhen der Trägerfrequenz des Ein­ gangssignals, um ein abgeändertes, moduliertes Ein­ gangssignal zu erzeugen;
• g) wiederholtes Abtasten des abgeänderten, modulierten Eingangssignals zu dem vorausgewählten Abtastzeit­ punkt, um eine vorbestimmte Anzahl von nächsten Da­ tenabtastwerten zu erzeugen;
• h) Beseitigen von Datenabtastwerten aus der vorbe­ stimmten Anzahl von nächsten Datenabtastwerten, die auf verrauschten oder anderen nicht-kohärenten Signalen basieren;
• i) Speichern der verbleibenden nächsten Datenabtast­ werte als einen nächsten Datenpunkt; und
• j) Wiederholen der Schritte f), g), h) und i), bis ei­ ne vorgewählte Anzahl von Datenpunkten gespeichert worden ist, um eine Aufzeichnung der modulierten Amplitude über der Trägerfrequenz bezüglich des vorausgewählten Zeitpunktes zu liefern.

15. Verfahren zum Analysieren eines modulierten Eingangs­ signals, das eine bekannte Grundfrequenz und einen ver­ änderbaren Leistungspegel aufweist, mit folgenden Schritten:

• a) Bereitstellen eines Abtastertreibersignals mit veränderbarer Frequenz;
• b) Einstellen der Frequenz des Abtastertreibersignals auf eine im wesentlichen genaue Subharmonische der bekannten Grundfrequenz;
• c) wiederholtes Abtasten des modulierten Eingangssi­ gnals zu einem vorausgewählten Abtastzeitpunkt, um eine vorbestimmte Anzahl von ersten Datenabtast­ werten zu erzeugen;
• d) Beseitigen von Datenabtastwerten aus der vorbe­ stimmten Anzahl von ersten Datenabtastwerten, die auf verrauschten oder anderen nicht-kohärenten Si­ gnalen basieren;
• e) Speichern der verbleibenden ersten Datenabtastwerte als einen ersten Datenpunkt;
• f) schrittweises Erhöhen der Leistung des modulierten Eingangssignals, um ein abgewandeltes, moduliertes Eingangssignal bereitzustellen;
• g) wiederholtes Abtasten des abgeänderten, modulierten Eingangssignals zu dem vorausgewählten Zeitpunkt, um eine vorbestimmte Anzahl von nächsten Datenab­ tastwerten zu erzeugen;
• h) Beseitigen von Datenabtastwerten aus der vorbe­ stimmten Anzahl von nächsten Datenabtastwerten, die auf verrauschten oder anderen nicht-kohärenten Si­ gnalen basieren;
• i) Speichern der verbleibenden nächsten Datenabtast­ werte als einen nächsten Datenpunkt; und
• j) Wiederholen der Schritte f), g), h) und i), bis ei­ ne vorgewählte Anzahl von Datenpunkten gespeichert worden ist, um eine Aufzeichnung der modulierten Amplitude über der Leistung bezüglich des voraus­ gewählten Zeitpunktes und der bekannten Grundfre­ quenz zu liefern.