JPH05196649A - サンプリング式信号アナライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】被測定入力信号のレベルに応答してトリガーを
発生する高速トリガー回路の必要のないサンプリング式
信号アナライザを提供する。 【構成】本発明の一実施例によれば、被測定入力信号の
周波数がまず確認される。次に適切なサンプリング周波
数が決定され、入力信号の波形を再構築するのに必要な
データが収集されて、入力信号波形が、較正された時間
軸で再構築され、望ましく表示される。本発明による装
置では、入力信号の連続サンプリングを可能にするサン
プラー駆動信号が合成されるので、従来のようなトリガ
ー回路は必要ない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は試験測定機器に関し、よ
り詳細には、電気信号の波形をサンプリングし複製する
方法と装置とに関する。すなわち、本発明は、入力信号
の非過渡的なあるいはゆっくりと変化する成分及び複合
波形を、その入力信号の周波数の確認と適切なサンプラ
駆動信号の内部合成とに基づいて測定し、すなわちサン
プリングし、表示用に再構成し、これによって入力信号
のレベルに直接的に応答する従来の高速トリガー回路を
不要とするサンプリング式信号アナライザを指向してい
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、入力信号の電力の測定には電力計
が用いられてきた。カウンタは入力信号の基本周波数の
測定に用いられてきた。入力信号の基本周波数と振幅お
よび高調波の測定にはスペクトラムアナライザが用いら
れてきた。しかし、これらの機器はいずれも測定される
入力信号の時間領域（電圧対時間）波形を表示する能力
を有しない。

【０００３】１ＧＨｚ以上の信号といった入力信号の非
過渡的なあるいはゆっくりと変化する成分と複合波形の
測定と表示に関して、高速立ち上がり時間（あるいは高
速立ち下がり時間）特性を記録し検討することが必要と
されている。従来採用された技術の一つにこれらの入力
信号の直接測定がある。直接測定には入力信号トリガー
が必要である。残念ながら入力信号のレベルに応じてト
リガーをかける方法はトリガー回路の感度と周波数応答
に制約される。従来用いられてきたアナログオシロスコ
ープには入力信号のレベルに応じたトリガー動作に関連
する周知の問題がある。その最も顕著なものはトリガー
レベル感度、トリガー帯域幅、およびトリガージッタで
ある。一般に、トリガリング技術はサンプリング技術に
立ち遅れている。

【０００４】サンプリングに関していえば、各種のデー
タサンプリング機器が知られている。例として代表的な
逐次サンプリングデジタイジングオシロスコープのブロ
ック図を図１に示す。逐次サンプリングデジタイジング
オシロスコープは高帯域幅を得るためのアーキテクチャ
である。

【０００５】測定データを得るためには、図１に示す周
期Ｔを有する入力信号は二つの異なる電気経路、すなわ
ち高周波（ＨＦ）トリガー回路とサンプラー回路に入力
される。トリガー回路は入力信号のレベルに対して適正
なサンプラー駆動パルスのタイミングを提供する。トリ
ガー事象が検出されると、増分（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａ
ｌ）遅延回路は、実際のサンプラー駆動パルスをトリガ
ーする前に、短時間の遅延を行うことができる。しか
し、初めはトリガリングは通常は遅延されず、サンプラ
ー駆動パルスは第１のサンプルの獲得を開始するために
トリガー事象から直接的に発生する。したがって、サン
プラー回路は短時間の間イネーブルされ、サンプリング
されたアナログ電圧をアナログ／デジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）に供給する。デジタル化された電圧は次にマイクロ
プロセッサ回路によって処理され、表示画面に表示され
る。

【０００６】つまり、図１に示す逐次サンプリングデジ
タイジングオシロスコープによって一つのサンプルデー
タ点（ｓａｍｐｌｅｄ ｄａｔａ ｐｏｉｎｔ）が得ら
れるときに発生する事象のシーケンスは次の通りであ
る。入力信号は所定のトリガー条件を満たしていなけれ
ばならない。条件を満たしていれば、ＨＦトリガー回路
によってトリガーパルスが生成される。サンプラー駆動
回路がサンプラー回路をイネーブルする。次に、サンプ
ラー回路の出力がＡＤＣによってデジタル化される。こ
のシーケンスには例えば０．１ミリ秒の有限の時間を要
する。したがってこのような逐次サンプリングデジタイ
ジングオシロスコープは回路の絶対的な速度限度によっ
て制約を受ける。

【０００７】さらに、波形を表示するためには一つ以上
のサンプルデータ点が必要である。したがって、前述の
シーケンスは以下の変更を加えて繰り返される。始めに
サンプルデータ点がデジタル化された後、増分遅延回路
がトリガー条件が再度満たされた後に遅延を提供する。
図２はこの変更が次のデータ点のサンプリングにどのよ
うに影響するかを示す。図２に示すように、遅延時間が
長くなる度に入力信号波形上の新しいデータ点がサンプ
リングされる。実際には遅延時間は延長されねばなら
ず、さもなければ定常状態の周期的波形の同じ点が繰り
返しサンプリングされることになり、これはこの波形を
再生することができないことを意味する。

【０００８】以上の説明から逐次サンプリングデジタイ
ジングオシロスコープのデータ獲得動作は、特定の入力
信号レベルでトリガし、次に最初のサンプルデータ点を
獲得するために入力信号をサンプリングするものという
ことができる。次のサンプルデータ点を獲得するために
は、逐次サンプリングデジタイジングオシロスコープは
同じレベルでトリガーするが、より長い遅延の後に入力
信号をサンプリングする。

【０００９】ＨＦトリガー回路はデータ獲得を行う際に
有用である。サンプルデータ点のそれぞれが得られるた
びに、入力信号の波形が徐々に再構成される。

【００１０】しかし、逐次サンプリングデジタイジング
オシロスコープの場合には、内部クロック周波数はたと
えば１００ＭＨｚとすることができる。一般に、非同期
トリガーが入力信号周期の約２％の精度でいつ発生する
かを判定しなければならない。２０ＧＨｚの入力信号周
波数に対してトリガリング精度は１．０ピコ秒でなけれ
ばならず、これは代表的な内部クロック周期の１０，０
００の１である。この精度を達成することは困難であ
る。

【００１１】また、データ獲得処理中に入力信号波形の
いくつかのサイクルがサンプルデータ点の間で発生する
ことがある。たとえば、逐次サンプリングデジタイジン
グオシロスコープが１００ＭＨｚの正弦波入力信号を受
けると仮定する。この例では、各データ点をサンプリン
グしデジタル化するのに約０．１ミリ秒を必要とする。
これはサンプリングされた第１のデータ点と第２のデー
タ点の間の時間が０．１ミリ秒あることを意味する。１
００ＭＨｚの正弦波の周期は０．１Ｅ−７秒であるから
図３に示すように各データ点の間に１Ｅ４サイクルの入
力信号が発生する。１０，０００サイクル中に入力信号
の波形に発生するいかなる変化をも測定することができ
ない。

【００１２】したがって、逐次サンプリングデジタイジ
ングオシロスコープには制約があることは明らかであ
る。すなわち、これらは測定すべき入力信号に相当する
かあるいはそれより高い速度で動作する回路を必要とす
ることがあるためである。これは利用可能なデータ獲得
およびデジタル化回路の制約から常に可能なわけではな
いため、従来のトリガー型サンプリングデータ獲得法に
替わるものが必要とされている。

【００１３】また従来カリフォルニア州Ｐａｌｏ Ａｌ
ｔｏを本拠とするＨｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｃ
ｏｍｐａｎｙがＨＰ ５４１００のモデル名で製造する
装置にはランダム繰り返しデータサンプリングが採用さ
れており、これによって、繰り返し波形のトリガーされ
たサンプルを、所定のトリガーレベルに達した場合、２
５ナノ秒毎に獲得する。トリガー補間回路は、トリガー
に対して各サンプルデータ点がどこで発生したか、すな
わちそれがトリガーの前で発生したのか後に発生したの
か、またトリガーからどれだけ前にあるいは後に発生し
たかを判定する。トリガーに対するサンプルデータ点の
発生位置に基づいて、電圧対時間の関係でサンプルデー
タ点の位置を表すドットが、逐次サンプリングデジタイ
ジングオシロスコープ表示画面あるいはプリンタ等の出
力装置に送られる。ここでドットは再構成されたあるい
は合成された波形の要素として記憶もしくは表示され
る。しかし、入力信号のレベルに応じてトリガリングす
る際の精度上の固有の欠点のために、かかる合成波形の
精度には高周波数において限度がある。

【００１４】最後に、米国特許４，９２８，２５１号に
説明するように、デジタル信号処理をサンプルデータ点
から入力信号の周波数を得るのに用いることができ、ま
た波形を複製することができる。この発明の開示内容に
よれば、測定される繰り返し入力信号の信号エッジがサ
ンプリングされ、次に周波数とシーケンスに基づいて分
類され、この入力信号を再構成するために１周期の共通
時間軸に沿って重畳される。より詳細には、高周波数成
分を有する繰り返し入力信号のサンプル列が比較的低い
時間分解能で獲得されこの低い分解能のサンプルから近
似波形が判定され、次にデジタル信号処理、好適には高
速フーリエ変換の形態のデジタル信号処理が入力信号の
再構成された時間記録に加えられ、正確な基本周波数が
得られ、最後に、共通時間基準あるいは位相基準に関し
てサンプリングされた成分を重ねることによってサンプ
リングされた波形が再構成される。たとえば米国特許
４，６８６，４５７号に説明するようなウィンドー機能
に基づくビン補間といった追加処理を用いて基本周波数
の概算を改善することができる。入力信号の数百個のサ
ンプルを表す値を用いることによって、波形およびその
周波数を周知のトリガー型サンプリング技術にまさる精
度で判定することができる。しかし、それにはかなりの
データ獲得およびデジタル信号処理能力が要求される。

【００１５】

【発明の目的】本発明は、被測定入力信号のレベルに応
答して直接的にトリガリングをすることの必要のないサ
ンプリング式信号アナライザを提供することを目的とす
る。

【００１６】

【発明の概要】本発明の一実施例では、測定すべき入力
信号の周波数がまず確認され、次に適当なサンプリング
周波数が判定され、この入力信号の波形の再構成に要す
るデータが獲得され、入力信号波形が表示用に再構成さ
れる、サンプリング式信号アナライザが提供される。こ
のサンプリング式信号アナライザは入力信号の連続的サ
ンプリングを可能とするサンプラー駆動信号を合成する
手段を有し、したがって周知のデータサンプリング式信
号測定機器に対して、測定すべき入力信号のレベルに応
じて直接トリガーされないという利点を有する。かわり
にサンプルタイミングはサンプラーによって生成される
中間周波数（ＩＦ）信号の数値解析に基づく。ＩＦ周波
数は各掃引間で測定データを精度よく整列するためのデ
ジタル化およびデジタル信号処理を可能とする任意の低
い周波数とすることができる。

【００１７】測定すべき入力信号の周波数が未知である
場合、サンプリング式信号アナライザはまず周波数変換
と周波数圧縮、およびファームウエア内でのデジタル信
号処理を用いて入力信号の周波数成分（基本周波数成分
および調波成分）を判定することによって入力信号の周
波数を確認し、入力信号の周波数識別を行わなければな
らない。これはまずＩＦ帯域幅を可能な限り広く設定
し、次にサンプリング信号発振器（これは低位相ノイズ
分数Ｎ合成ソースである）の周波数をＩＦ帯域幅の二倍
より低い周波数に設定することによって行うのが好適で
ある。これによって入力信号のすべての周波数成分がサ
ンプリング信号発振器周波数の櫛の歯から±ＩＦ帯域幅
の範囲に入り、ＩＦに変換（すなわち混合）される。

【００１８】次に、サンプリング式信号アナライザは、
このサンプラーを用いて測定データの第１のセットを獲
得し、サンプルデータをアナログ／デジタル変換器を用
いてデジタル化する。サンプルデータの第１のセットに
は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の形態のデジタル信号処
理を行うのが好適であり、その結果得られる信号応答の
スペクトルの位置と振幅がメモリに記憶される。

【００１９】次に、サンプリング信号発振器周波数が別
の周波数（これもＩＦ帯域幅の二倍より低い）に設定さ
れ、測定データの第２のセットが獲得される。その後、
このサンプルデータの第２のセットはＦＦＴによって処
理され、信号応答がメモリに記憶される。

【００２０】たとえば、サンプリング信号発振器周波数
が１ｋＨｚ移動し、その結果ＩＦ応答が３００ｋＨｚ移
動する場合、信号応答は最終的にサンプリング信号発振
器周波数の３００番目の高調波から混合されているもの
と判定される。ＩＦ応答の移動方向に基づいて入力信号
の周波数が３００番目の櫛の歯のどちら側に位置するか
が判定される。

【００２１】これで入力信号の周波数（調波数×サンプ
リング信号発振器周波数±ＩＦ周波数）がわかる。多数
の入力信号、あるいは多数の調波がある、あるいは入力
信号の変調がある場合、信号応答のすべての相関がとれ
ているかどうかを判定するにはより多くのサンプルデー
タのセットおよびＦＦＴ処理が必要となる。

【００２２】サンプリング式信号アナライザは次に入力
信号の基本周波数とオペレータの選択した表示時間範囲
とに基づいてサンプリング周波数を選択する。サンプリ
ング式信号アナライザは、次に、入力信号を構成し、、
したがって入力信号の波形を再構成し表示することので
きる基本周波数と高調波とを実際に測定するのに用いら
れるサンプリング信号発振器周波数を発生する。すなわ
ち、サンプラーは、可変周波数サンプリング信号発振器
によって生成された信号によって駆動される。

【００２３】サンプリング信号発振器周波数は、入力信
号の基本周波数成分と調波周波数成分とがそれよりはる
かに低いＩＦ周波数の基本周波数成分と調波周波数成分
とに変換されるように選択される。より高い周波数スペ
クトルは、実際には特定の入力信号周波数のＩＦスペク
トルに圧縮される。

【００２４】このとき、ＩＦ帯域幅は、変換された基本
周波数成分と調波周波数成分とを保持し、いかなるサン
プリング信号発振器高調波からも大きく外れた信号応答
を拒絶するように狭められる。この効価は、“櫛形帯域
通過”と呼ばれる。これはＩＦ通過帯域がサンプリング
信号発振器高調波周波数のそれぞれにおいて有効に複製
されるためである。これらの有効帯域通過要素の間に来
る信号は、ＩＦによって拒絶され、したがってデジタル
化されず、表示されることはない。櫛形帯域通過の使用
は、信号対雑音比を改善し望ましくない汚染信号を除去
する非常に有効な技術である。

【００２５】つまり、サンプリング式信号アナライザ
は、まず、どのような入力信号が存在するかを確認す
る。サンプリンク式信号アナライザは、これを自動的に
行うが、オペレータがたとえば既知の基本入力信号周波
数の高調波を測定するために、測定したい入力信号の周
波数を入力するようにもできる。サンプリング式信号ア
ナライザは次に入力信号周波数のうちの一つを選択し、
オペレータはその周波数とその高調波の周囲に櫛形帯域
通過を構成するよう指令をすることができる。以上のこ
とが起こると、入力信号の帯域幅全体、たとえば直流か
ら４０ＧＨｚがＩＦの帯域幅に正確に圧縮される。最後
に、櫛形帯域通過の出力が好適に表示される。表示され
る波形のサイクル数がオペレータによって好適に選択可
能であり、時間軸が自動的に再スケーリングされて入力
信号周波数の変化にかかわらず、選択された数のサイク
ルが表示される。

【００２６】したがって、サンプリング式信号アナライ
ザは、入力信号測定のための校正された時間軸を有する
安定した、再構成された波形を生成する。サンプリング
式信号アナライザは、従来の逐次サンプリングデジタイ
ジングオシロスコープよりもはるかにすぐれた感度を有
する周波数選択装置である。サンプリング式信号アナラ
イザは、小さく高周波数の入力信号を測定するばかりで
なく、従来のトリガリングを必要とせずに測定を行う。
サンプラーは、合成サンプリング信号発振器によって駆
動され、この合成サンプリング信号発振器の周波数は、
入力周波数とサンプリング式信号アナライザの所望の時
間スケール設定によって定まる。ＩＦ信号あるいは入力
信号の確認された基本周波数の所望に位相に基づいて動
作するトリガー回路は、単に掃引間での測定データの整
列のために用いられ、基本的な測定データの獲得には不
要である。

【００２７】サンプリング式信号アナライザは、パルス
化された、あるいは他の変調信号によって刺激された高
周波装置の応答の測定を可能とする。本発明によるパル
スプロファイリング法は、適当な測定を行うことができ
るように、サンプリング式信号アナライザの回復可能な
変調帯域幅を高周波入力帯域幅と同じ大きさとすること
を可能とする。

【００２８】このサンプリング式信号アナライザは、マ
イクロ波アナログ波形の観察を可能とすることに加え
て、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）集積回路や他の高速ロジ
ック類の設計、試験に対して理想的なものである。これ
は従来の逐次サンプリングデジタイジングオシロスコー
プより製作コストが低い。なぜなら、測定される入力信
号のレベルに直接応答するトリガー回路を必要としない
ためである。

【００２９】

【実施例】本発明の一実施例は、マイクロ波サンプリン
グ式信号アナライザを提供する。このサンプリング式信
号アナライザは、カリフォルニア州、Ｒｏｈｎｅｒｔ
ＰａｒｋのＨｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｃｏｍｐ
ａｎｙのＳｉｇｎａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｄｉｖｉｓ
ｉｏｎから入手可能なＨＰ７００００モジュラー測定シ
ステムに内蔵してこれから説明するマイクロ波遷移アナ
ライザシステムを構成するのが好適である。

【００３０】本発明の一実施例によるサンプリング式信
号アナライザを内蔵するマイクロ波遷移アナライザシス
テムのブロック図を図４の符号９に示す。マイクロ波遷
移アナライザシステム９は、本発明にしたがって設けた
符号１０に示すサンプリング式信号アナライザとメイン
フレーム／表示回路１１からなる。

【００３１】図４に示すように、サンプリング式信号ア
ナライザ１０は入力ポート１２に接続され、サンプラー
１４、好適にはサンプラー駆動用の狭帯域位相ロックル
ープを有する分数Ｎ合成ソースである可変周波数サンプ
リング信号オシレータ（ＳＳＯ）１６、サンプラーによ
って生成されたＩＦ信号に応答する可変帯域幅（通常低
域通過）ＩＦスケーリングおよびフィルタリング回路１
８、ＩＦ信号をＳＳＯの生成する信号と同期させてデジ
タル化するためのアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
２０、このデジタル化されたＩＦ信号に応答するデジタ
ル信号処理（ＤＳＰ）回路２２および制御回路２４から
なる。入力信号はＳＳＯ１６によって駆動されるサンプ
ラー１４の入力ポート１２で受け取られ、ＩＦスケーリ
ングおよびフィルタリング回路１８を介してＡＤＣ２０
に送られる。デジタル化された信号は制御回路２４によ
って、ＤＳＰ回路２２からメインフレーム／表示回路１
１に供給され、その後入力信号波形の複製が表示される
ように表示画面に送られるのが好適である。

【００３２】図５Ａおよび図５Ｂに示すように、サンプ
リング式信号アナライザ１０は少なくとも一つのチャン
ネルを持つことができ、たとえばチャンネル１（ＣＨ
１）およびチャンネル２（ＣＨ２）といった複数のチャ
ンネルを有するのが好適である。各チャンネルは同じ構
成要素からなり、同じ動作をすることができるのが好適
であるから、一つのチャンネルすなわちチャンネル１だ
けを詳細に説明する。対応する構成要素はチャンネル１
中では“Ａ”を付け、チャンネル２中では“Ｂ”を付け
る。

【００３３】図５Ａにおいて、測定すべき入力信号がサ
ンプリング式信号アナライザ１０の入力ポートに供給さ
れる。たとえば、測定すべき入力信号が直流から４０Ｇ
Ｈｚの範囲の周波数の未知あるいは既知の基本周波数お
よび調波を有する場合がある。入力信号は、たとえば、
未知の伝搬電気信号、あるいは、未知の周波数を有する
印加電気的刺激に応じて被試験装置（ＤＵＴ）によって
生成される信号であることができる。

【００３４】入力ポート１２Ａはサンプラー１４Ａの第
１の入力１４Ａ₁ に接続されている。サンプラー１４Ａ
はまた、サンプリング信号発振器（ＳＳＯ）１６（図５
Ｅ）の出力１６Ａ₁ に接続された第２の入力１４Ａ₂ を
備え、このサンプリング信号発振器（ＳＳＯ）１６はサ
ンプリング信号を生成し、サンプリング信号はチャンネ
ル１のサンプラー１４Ａに供給されるだけでなく、図５
Ｂに示すようにチャンネル２のサンプラー１４Ｂにも供
給するのが好適である。

【００３５】サンプラー１４Ａは入力ポート１２Ａに現
れる入力信号をサンプリングするための連続動作するア
ナログ回路である。以下により詳細に説明するように、
サンプリングはＳＳＯ１６に付随する基準発振器の動作
に同期している。サンプラー１４Ａは入力ポート１２Ａ
に現れる入力信号のアナログサンプルをＳＳＯ１６の発
生する信号の周波数で生成し、これらのサンプルが中間
周波数（ＩＦ）信号を構成する。このＩＦ信号はサンプ
ラー１４Ａの出力１４Ａ₃ に現れる。

【００３６】ＳＳＯ信号はＳＳＯ１６によって生成され
る。ＳＳＯ１６はサンプラー１４Ａを駆動する。位相雑
音は未知の入力信号周波数の判定に影響を与える。した
がって、ＳＳＯ１６は以下により詳細に説明するよう
に、サンプラー１４Ａの駆動に用いられる低い位相雑音
を有する狭帯域分数Ｎ位相ロックループから構成するの
が好適である。

【００３７】ＳＳＯ１６は可変周波数信号を発生するよ
うに構成され、この可変周波数信号はサンプラー１４Ａ
に送られて入力ポート１２Ａに現れる入力信号をサンプ
リングするための選択された周波数を設定する。すなわ
ち、ＳＳＯ信号周波数は、後述するように任意のあらゆ
る入力信号周波数をこのサンプリング処理によって測定
しやすいＩＦ信号に変換しうるように１オクターブの範
囲で可変である。ＳＳＯ信号はまたアナログ／デジタル
変換器（ＡＤＣ）２０Ａ（図５Ｇ）にも送られ、アナロ
グ／デジタル変換が入力ポート１２Ａに現れる入力信号
のサンプリングに確実に同期されるようにする。

【００３８】図５Ｄに示すように、ＳＳＯ１６は補助出
力１６Ａ₂ を有することが好適であり、この補助出力１
６Ａ₂ は、出力が入力ポート１２Ａに刺激／応答のセッ
トアップ態様で接続されたＤＵＴを刺激するための（図
示しない）パルス変調器を直接駆動するか、あるいはＤ
ＵＴを刺激するのに用いられる（図示しない）パルス発
生器のトリガー信号としてはたらくかする同期変調ソー
スを提供する。パルス変調器あるいは発生器は後述する
パルスプロファイリング法に関連する刺激を提供するこ
とができる。

【００３９】サンプラー１４Ａの出力１４Ａ₃ は中間周
波数（ＩＦ）スケーリングおよびフィルタリング回路１
８Ａ（図５Ｆ）の入力１８Ａ₁ に接続されるのが好適で
ある。ＩＦスケーリングおよびフィルタリング回路１８
Ａは入力ポート１２Ａに現れる入力信号をサンプリング
するサンプラー１４Ａによって生成されるアナログサン
プルからなるＩＦ信号を増幅およびフィルタリングす
る。ＩＦスケーリングおよびフィルタリング回路１８Ａ
はアナログ／デジタル変換のための所望の信号レベルを
提供し、サンプラー１４Ａによって生成されるＩＦ信号
中のスプリアス周波数成分（エイリアス）を制限する。
アナログサンプルからなるスケーリングされ、フィルタ
リングされたＩＦ信号がＩＦスケーリングおよびフィル
タリング回路１８Ａの出力１８Ａ₂ に供給される。

【００４０】ＩＦスケーリングおよびフィルタリング回
路１８Ａの出力１８Ａ₂ はＡＤＣ２０Ａ（図５Ｇ）の入
力２０Ａ₁ に接続される。サンプリング回路１４Ａによ
って生成されるアナログサンプルからなるＩＦ信号はＡ
ＤＣ２０Ａによるアナログ／デジタル変換用にＩＦスケ
ーリングおよびフィルタリング回路１８Ａによって適当
にスケーリングされる。

【００４１】ＡＤＣ２０ＡはＩＦ信号をデジタル信号に
変換する。上述したように、ＳＳＯ信号はＡＤＣ２０Ａ
に送られて、アナログ／デジタル変換を入力ポート１２
Ａに現れる入力信号のサンプリングに確実に同期させ
る。アナログ／テジタル変換は次により詳細に説明する
ようにＳＳＯ１６に付随する基準発振器の動作に同期さ
れる。ＡＤＣ２０Ａは入力ポート１２Ａに現れる入力信
号のアナログサンプルからなるＩＦ信号をデジタル化す
るための連続動作するアナログ／デジタル変換回路であ
る。ＡＤＣ２０ＡはＳＳＯ信号の周波数に対応する速度
で入力ポート１２Ａに現れる入力信号のデジタルサンプ
ルを生成する。これらのデジタル化された値はＡＤＣ２
０Ａの出力２０Ａ₂ でアクセスすることができる。

【００４２】図５Ｇに示すように、ＡＤＣ２０Ａの出力
２０Ａ₂ はデジタル信号処理（ＤＳＰ）回路２２Ａの入
力２２Ａ₁ に接続されている。ＤＳＰ回路２２Ａはデジ
タル化されたＩＦ信号を処理して入力ポート１２Ａに現
れる入力信号の振幅、位相もしくは周波数特性を判定す
る。ＤＳＰ回路２２Ａはまたさらにデジタル化されたＩ
Ｆ信号にトレース計算を行いその結果得られた測定デー
タを制御回路２４（図５Ｈ）に送出することができる。

【００４３】図５Ｇおよび図５Ｈに示すように、ＤＳＰ
回路２２Ａはバスによって制御回路２４に接続され、制
御回路２４はまたサンプリング式信号アナライザ１０の
フロントパネルの制御スイッチ類に接続されている。こ
れによってマイクロ波遷移アナライザシステム９の動作
の開始が可能となり、また測定データの外部周辺装置へ
の出力もしくはオペレータの制御のもとに行う表示のた
めのメインフレーム／表示回路１１への送出が可能とな
る。

【００４４】さらに詳しく見ていくと、図５Ａに示すよ
うに、サンプラー１４Ａはたとえばここにその開示内容
を参照した米国特許４，６３６，７１７号に説明するカ
リフォルニア州Ｓａｎｔａ ＲｏｓａのＨｅｗｌｅｔｔ
−Ｐａｃｋａｒｄ Ｃｏｍｐａｎｙ，Ｎｅｔｗｏｒｋ
Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ Ｄｉｖｉｓｉｏｎの製造す
るＨＰ８５１０ベクトルネットワークアナライザシステ
ムに組み込まれているサンプラーの改造版のようなサン
プリング回路１４１Ａで構成するのが好適である。ＨＰ
８５１０ベクトルネットワークアナライザサンプラー１
Ｆは帯域通過構造である。図５に示すサンプリング式信
号アナライザ１０に対して、このサンプラーＩＦは低域
通過構成であり、その上の帯域幅はＩＦスケーリングお
よびフィルタリング回路１８Ａ（図５Ｆ）によって設定
される。低減されたＩＦ帯域幅はＩＦスケーリングおよ
びフィルタリング回路１８Ａに加えてあるいはその代わ
りに周波数領域修正あるいはＤＳＰ回路２２Ａによる獲
得時間領域データのデジタル信号処理（図５Ｇ）によっ
て補償することができる。

【００４５】入力ポート１２Ａに現れる測定すべき入力
信号は、サンプリング回路１４１Ａの一つの入力１４１
Ａ₁ に供給され、ＳＳＯ１６によって生成されたＳＳＯ
信号はこのサンプリング回路の他の入力１４１Ａ₂ に供
給される。サンプラー１４Ａは、サンプリング回路１４
１Ａの入力１４１Ａ₂ とＳＳＯ１６（図５Ｅ）の間に接
続されたマイクロ波サンプラードライバ１４２、および
図５Ｂに示す追加のパルス先鋭化回路からなり、これら
はサンプリング回路を駆動するためのＳＳＯ信号に応答
する。

【００４６】サンプラー駆動周波数ｆ_S は例えば１０Ｍ
Ｈｚから２０ＭＨｚの間で変化する。サンプラーバイア
ス電圧（プラス／マイナス対称）はｆ_s に応じて調整さ
れる。図５Ａに示すように、この出力はバッファ増幅器
段を駆動する。直流から約３Ｈｚの情報が第３のサンプ
ラー出力で検出され、合計されてＩＦフィルターの前の
応答に戻る。

【００４７】さらに詳しく述べれば、サンプリング回路
１４１Ａは出力１４１Ａ₃ と１４１Ａ₄ に差分信号を発
生する。この差分出力信号はデジタル／アナログ変換器
（ＤＡＣ）１４３Ａによって生成される信号によって選
択的にバイアスすることができるのが好適である。この
差分出力信号は次に結合コンデンサ１４４Ａと１４５Ａ
に送られる。結合コンデンサ１４４Ａと１４５Ａはサン
プリング回路１４１Ａによって生成される差分出力信号
中の直流成分を除去する。

【００４８】さらに説明すれば、サンプリング回路のコ
ンデンサは個々のサンプラー駆動パルスによって完全に
充電あるいは放電することはできない。その充電効率は
低い。これはそれ自体がサンプラーＩＦ周波数応答にお
いて極をなすことを示し、サンプリング回路の出力電圧
はこの極以上のＩＦ周波数において−６ｄＢ／オクター
ブでだけ落ちる。この極の位置はサンプリング速度が低
下するにつれて低下する。好適にはこの結果はプログラ
ム可能なゼロで打ち消される。必要とするゲイン帯域幅
が大きいため、これは二段階で補償するのが好適であ
る。第１段階は１ＭＨｚで落ちるプログラム可能なゼロ
であり、第２段階は１ＭＨｚから１０ＭＨｚの固定ゼロ
である。

【００４９】より詳細には、結合コンデンサ１４４Ａと
１４５Ａはサンプラー信号を平坦化するように構成され
た周波数応答整形増幅器１４６Ａの入力１４６Ａ₁ に結
合されている。すなわち、整形増幅器１４６Ａはサンプ
ラーＩＦ周波数応答の極においてゼロを有する。整形増
幅器１４６Ａは直列接続の固定周波数整形増幅器１４７
Ａ、低域通過フィルター１４８Ａ、およびプログラム可
能な周波数整形増幅器１４９Ａからなる。サンプリング
回路１４１ＡのＩＦ周波数応答中の極を打ち消すゼロは
サンプリング回路の極がずれるとき調整できることが好
適である。

【００５０】図５Ａに示すように、結合コンデンサ１４
４Ａと１４５Ａとサンプリング増幅器１４６Ａの間に高
インピーダンス総和器１５１Ａを介装することが好適で
ある。より詳細には、結合コンデンサ１４４Ａと１４５
Ａは総和器１５１Ａの入力１５１Ａ₁ に接続されてい
る。総和器１５１Ａの一つの出力１５１Ａ₂ は整形増幅
器１４６Ａの入力１４６Ａ₁ に接続されている。

【００５１】入力ポート１２Ａに現れる測定すべき入力
信号の直流レベルは、サンプリング回路１４１Ａの追加
出力１４１Ａ₅ から負帰還直流総和器１５２Ａから総和
器１５１Ａの入力１５１Ａ₁ に供給されて測定すべき入
力信号の直流成分をサンプリング回路１４１Ａによって
生成されるＩＦ信号に再注入する。

【００５２】またフィードフォワードＤＡＣ１５４Ａと
反転増幅器１５５Ａからなる信号補正回路１５３Ａがサ
ンプリング回路１４１Ａの追加出力１４１Ａ₅ と総和器
１５１Ａの入力１５１Ａ₁ の間に接続されている。フィ
ードフォワードＤＡＣ１５４Ａはプログラム可能なゲイ
ンを提供する。補正回路１５３Ａはサンプリング回路中
の漏れによってサンプリング時間の間に発生するサンプ
リング回路１４１Ａの出力１４１Ａ₃ と１４１Ａ₄ に現
れる信号に対応する測定すべき信号の周波数成分を打ち
消すはたらきをする。

【００５３】より詳細には、入力信号全体がサンプリン
グ処理を受けなければならない。しかし、サンプリング
回路のダイオードの小さな寄生容量が入力信号の一部が
ＩＦに直接送られることを可能とする容量性分割器を形
成する。ＩＦフィルターのカットオフ周波数以上の周波
数について、漏れ信号が除かれる。しかし、ＩＦ帯域幅
に入っている周波数については漏れ信号は望ましくない
応答である。この望ましくない信号を除去するために、
同様の信号がサンプリング回路１４１Ａの追加出力１４
１Ａ₅ から抽出され、補正回路１５３Ａによって１８０
度位相ずれするよう反転され、次に合計されてこの望ま
しくない応答が打ち消される。

【００５４】図５Ｃ、図５Ｄおよび図５Ｅに示すよう
に、サンプリング信号発振器（ＳＳＯ）１６はチャンネ
ル１とチャンネル２の両方のサンプリング信号を生成す
る。ＳＳＯ１６は変更された狭帯域分数Ｎ合成ソース１
６１（図５Ｃ）からなる。分数Ｎ合成ソース１６１は基
準発振器１６２に接続された入力１６１Ａ₁ からなる。
例えば、基準発振器１６２は１０ｋＨｚ基準発振器とす
ることができる。基準発振器１６２はサンプリング式信
号アナライザの内部基準発振器とすることができる。あ
るいは外部基準発振器とすることもできる。

【００５５】図５に示す回路構成において、基準発振器
１６２によって生成された信号は１２５ｋＨｚ分数Ｎ基
準周波数信号を生成する８０分周カウンター回路１６３
（図５Ｄ）に供給される。分数Ｎ基準周波数信号は分数
Ｎ合成ソース１６１を基準発振器１６２に位相ロックす
る第１の位相ロックループ１６４に送られる。より詳細
には、分数Ｎ基準周波数信号は位相／周波数検出器１６
５の入力の一つに供給され、この位相／周波数検出器１
６５の他の入力はＮ分周カウンター回路１６６に接続さ
れている。Ｎ分周カウンター回路１６６は値Ｎを設定す
るための分数Ｎ制御回路１６７によって制御される。

【００５６】分数Ｎ合成ソース１６１によつて生成され
る信号に応じて、分数Ｎ制御回路１６７は積分回路１６
８の合計入力において位相／周波数検出器信号と結合さ
れるバイアス電流と累積位相電流（ＡＰＩ）を生成し、
積分回路によって生成された電圧はサンプル／ホールド
回路１６９によってサンプリングされ、ホールドされて
分数Ｎ合成ソースの出力中のスプリアス出力が除去され
る。

【００５７】積分回路１６９によって生成された信号は
同調電圧増幅器１７０を駆動し、同調電圧増幅器１７０
を駆動し、同調電圧増幅器１７０はフィルター回路１７
１（図５Ｅ）を介して高周波電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１７２の同調電圧入力に接続される。たとえば、ＶＣＯ
１７２は４２０ＭＨｚから４４０ＭＨｚの周波数範囲で
動作することができる。ＶＣＯ１７２の出力はＮ分周カ
ウンター回路１７３に接続されてＳＳＯ信号を提供す
る。たとえば、ＮはＳＳＯ１６の周波数が１０ＭＨｚか
ら２０ＭＨｚの範囲になるように２２から４２に設定す
ることができる。

【００５８】分数Ｎ合成ソース１６１はまた３９０ＭＨ
ｚ発振器をロックするために従来の位相ロックループで
基準発振器１６２に接続された３９０ＭＨｚ発振器１７
４（図５Ｄ）で構成するのが好適である。ＶＣＯ１７２
の出力（図５Ｅ）はミキサー１７５（図５Ｄ）の入力の
一つに接続され、ミキサー１７５の他の入力は３９０Ｍ
Ｈｚ発振器１７４の出力に接続されている。ミキサー１
７５の出力は混合イメージを除去する低域通過フィルタ
ー１７６を介して分数Ｎ合成ソース１６１（図５Ｃ）に
接続されている。これによってＳＳＯ１６は精密な周波
数分解能を持つことができ、またＶＣＯ１７２等の高周
波発振器を用いることによって、また、たとえばＮ分周
カウンター回路１７３を用いてこの周波数をより低い周
波数に分周することによって、ＳＳＯ１６の位相雑音が
低減される。また、選択可能なフィルター１７７（図５
Ｅ）をＮ分周カウンター１７３とＳＳＯの出力１６Ａ₁
の間でＳＳＯ１６に組み込んで５０％のデューティサイ
クルを提供し分周器の位相雑音を低減することが好適で
ある。

【００５９】分数Ｎ合成ソースのプリント回路基板は、
Ｈｅｗｌｅｔｔ−ＰａｃｋａｒｄＣｏｍｐａｎｙ、Ｓｉ
ｇｎａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｄｉｖｉｓｉｏｎから入
手可能なＨＰ７０９００局部発振器のプリント回路基板
と同様であることが好適である。これはサンプラー駆動
周波数を１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの間でミリヘルツ分
解能に設定する。分数Ｎ合成ソース１６１は以下により
詳しく説明するように、プロセッサプリント回路基板上
の制御回路２４（図５Ｈ）によって制御および設定され
る。ＳＳＯ１６プリント回路基板（７０８２０−６００
２５）は分数Ｎ合成ソース基板とともに用いて適当な分
解能を有する適正なサンプラー駆動周波数を発生する完
全な位相ロックループ回路を形成する。

【００６０】図５Ｆに示すように、ＩＦスケーリングお
よびフィルタリング回路１８Ａは直流オフセットＤＡＣ
１８０Ａ、減衰器１８１Ａ、および可変ステップ利得増
幅器１８２Ａからなる。さらに、ＩＦスケーリングおよ
びフィルタリング回路１８Ａはエイリアス除去とサンプ
ラー１４Ａのフィードスルー除去のための低域通過フィ
ルター１８３Ａと１８４Ａからなる。ＩＦスケーリング
およびフィルタリング回路１８Ａは別のＩＦ低域通過フ
ィルター１８５Ａと別のステップ利得増幅器を有する。
またＩＦスケーリングおよびフィルタリング回路１８Ａ
は好適にはステップ利得増幅器と結合され、追加の低域
通過フィルター１８６Ａから構成することもでき、これ
はオシロスコープ型測定のようなさまざまな測定アプリ
ケーションにおいて雑音を低減するためにＩＦスケーリ
ングおよびフィルタリング回路に選択的に切り換えるこ
とができる。

【００６１】より詳細には、フィルターの設計はｆ_s ／
２に固定されており、次の櫛の歯からの応答を完全に除
去するのに十分な逃げ（ｆ_s 離れている）を有する。Ｉ
Ｆスケーリングおよびフィルタリング回路１８Ａは１６
ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、７ＭＨｚ、および１００ｋＨｚの
低域通過フィルターを有する。１００ｋＨｚの低域通過
フィルター１８６Ａはある種の測定では雑音の低減に用
いられる。１００ｋＨｚのＩＦ帯域幅を２０ＭＨｚのサ
ンプラー駆動とともに用いると、信号対雑音比は約２９
ｄＢ向上する。この感度を得るために、２４ｄＢの追加
のプログム可能なステップ利得がＩＦに組み込まれる。

【００６２】サンプリング式信号アナライザ１０のダイ
ナミックレンジはＩＦスケーリングおよびフィルタリン
グ回路１８Ａに追従する１０ビットＡＤＣ２０Ａによっ
て制限される。可変ステップ利得を設けることによって
入力信号のより広い振幅範囲を測定することができる。
１０ＭＨｚの通路は一つの０−６ｄＢ減衰器と三つの０
−１２ｄＢ利得段を有する。１００ＭＨｚの通路は０−
２４ｄＢの追加利得を有する。

【００６３】図５Ｇに示すように、ＡＤＣ２０Ａは従来
のサンプル／ホールド回路２０１Ａからなる。ＡＤＣ２
０Ａの入力２０Ａ₃ はＳＳＯ１６（図５Ｅ）の出力１６
Ａ₁ に接続されてＳＳＯ信号がサンプル／ホールド回路
２０１Ａに供給されるようになっており、サンプル／ホ
ールド回路２０１ＡはＳＳＯ信号に応答してＳＳＯ信号
の周波数でサンプラー１４Ａによって行われるサンプリ
ングに同期してサンプリングを行う。サンプル／ホール
ド回路２０１Ａに含まれるコンデンサに記憶されるアナ
ログ信号は、従来のアナログ／デジタル変換（ＡＤＣ）
回路２０２Ａによって１０ビットのデジタル値に変換さ
れ、この１０ビットのデジタル値は直列／並列インター
フェース２０３Ａを介して測定データランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）２０４Ａに書き込まれる。

【００６４】ＡＤＣ２０Ａプリント回路基板（７０８２
０−６００３９）とＡＤＣ２０Ｂプリント回路基板（７
０８２０−６００４０）は、Ｈｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋ
ａｒｄ Ｃｏｍｐａｎｙ、Ｓｉｇｎａｌ Ａｎａｌｙｓ
ｉｓ Ｄｉｖｉｓｉｏｎから入手可能なＨＰ７０７００
デジタイザに組み込まれたアナログ／デジタル変換器の
プリント回路基板（７０７００−６０００３）と同様で
ある。ＨＰ７０７００デジタイザの変換器基板とサンプ
リング式信号アナライザ１０内のＡＤＣ２０Ａおよび２
０Ｂの基板との主たる相違点は各変換器基板にはＭｏｔ
ｏｒｏｌａ ＤＳＰ ５６００１デジタル信号処理チッ
プとＤＳＰ ＲＡＭ（３２ｋ×２４）が追加されている
点である。

【００６５】ＡＤＣ回路２０１Ａのサンプリング周波数
は、ＳＳＯ１６プリント回路基板（７０８２０−６００
２５）によって生成されるＡＤＣクロックによって制御
される。ＡＤＣ２０Ａのクロック周波数はサンプラーの
駆動周波数に等しい。重要なことはサンプラー１４Ａと
ＡＤＣ２０Ａは同じ周波数でクロックされ、したがって
入力ポート１２Ａに現れるサンプリングされる入力信号
の位相は、回路の時間遅延やその他の回路上の制約を補
償する校正とデジタル信号処理によって取り出すことが
できる。

【００６６】測定データＲＡＭ２０４Ａのアドレス指定
と読みだし／書き込み制御は、そのメモリアクセス速度
をＮ分周カウンター回路２０６によって制御することの
できる読みだし／書き込みアドレス制御回路２０５（図
５Ｈ）によって提供される。これによってデジタル化さ
れたサンプルの分解が可能となり、したがってデジタル
値がＳＳ０信号の周期に等しいあるいはそれより長い周
期的時間間隔で測定データＲＡＭ２０４Ａに記憶され
る。アドレスプリント回路基板（７０７００−６００３
７）はＡＤＣ回路２０２Ａからのデジテルデータの収集
を制御するのに用いられる。

【００６７】サンプリング式信号アナライザ１０は波形
を電圧対時間トレースとして複製するために用いられる
ことができるため、トリガリングは重要である。しか
し、サンプリング式信号アナライザ１０は入力信号のレ
ベルに直接応答する従来のトリガー回路を必要とせず、
入力ポート１２Ａに現れる入力信号を測定する。

【００６８】かわりに、ＡＤＣ２０ＡはＩＦ信号のレベ
ルに応答して測定データ掃引間で適切に整列されるよう
にＲＡＭ２０４Ａへの測定データの記憶を開始するトリ
ガー回路２０７Ａからなる。したがって、このトリガー
は入力ポート１２Ａに現れる入力信号のサンプリングを
制御しない。これはこの処理は入力信号が連続的にサン
プリングされるよう連続的に行われる。トリガーされる
ものはサンプルデータが測定データＲＡＭ２０４Ａに記
憶される順次の時間であり、これはＳＳＯ信号の周期と
同じであるかあるいはそれより長い時間とすることがで
きる。トリガーレベルは好適に調整することができる。
図５に示す実施例において、トリガー回路２０７Ａはこ
のトリガーレベルのあるいはそれより上のＩＦ信号レベ
ルを検出する。重要なことは、トリガー回路２０７Ａの
動作は周知の直接的にトリガーされるデータサンプリン
グ信号測定機器に比べ、周波数と振幅に対する依存性が
低い。これはトリガー回路はＳＳＯ信号周波数あるいは
それより低い周波数で動作すればよく、典型的な場合で
はそれよりはるかに高いたとえば３桁（４，０００倍）
も高い、測定すべき入力信号の基本周波数あるいは調波
で動作する必要はないためである。また−６０ｄＢｍと
いった低い入力信号レベルを得ることができるが、トリ
ガー回路２０７Ａは−２０ｄＢｍまで動作すればよく、
これは周知の直接トリガーされるデータサンプリング信
号測定機器より２桁高く、その能力に対する大幅な改善
である。

【００６９】図５Ｇに示すように、ＤＳＰ２２Ａはバス
によって測定データＲＡＭ２０４Ａに接続されたＤＳＰ
マイクロプロセッサ２２１Ａからなる。ＤＳＰマイクロ
プロセッサ２２１Ａは別のバスによって局所データ記憶
に用いられるＤＳＰ ＲＡＭ２２２Ａに接続される。命
令が制御回路２４（図５Ｈ）からＤＳＰマイクロプロセ
ッサ２２１Ａの内部のプログラムＲＡＭにダウンロード
される。ファームウエアルーチンがＤＳＰマイクロプロ
セッサ２２１Ａによって実行され、ＲＡＭ２０４ＡとＤ
ＳＰ ＲＡＭ２２２Ａに記憶された測定データが操作さ
れる。

【００７０】図５Ｈに示すように、制御回路２４はバス
によってＤＳＰマイクロプロセッサ２２１Ａ（図５Ｇ）
に接続された主マイクロプロセッサ２４１からなる。主
マイクロプセッサ２４１は、測定データをメインフレー
ム／表示回路１１に送出し、またＣＲＴ表示に送る、あ
るいはＨＰ−ＩＢ接続（ＩＥＥＥ−４８８インターフェ
ースのＨｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｃｏｍｐａｎ
ｙによる実施態様）を介して利用可能な周辺装置のアレ
ーのいずれかへオフロードすることができるようにＤＳ
Ｐマイクロプロセッサ２２１Ａに接続される。

【００７１】プロセッサのプリント回路基板（７０８２
０−６００２６）もまた主システムコントローラであ
る。これは５１２ｋ×１６のＲＯＭと２５６ｋ×１６の
スタティツクＲＡＭを有するＭｏｔｏｒｏｌａ６８００
０中央処理装置（ＣＰＵ）を含む。プロセッサ基板はサ
ンプリング式信号アナライザ１０とメインフレーム／表
示回路１１の間のＨＰ−ＩＢ通信を制御する。また、プ
ロセッサ基板は測定の開始と制御パネル２８を用いたオ
ペレータによって入力された制御情報のダウンローディ
ングに用いられるＨＰ−ＭＳＩＢバス上のサンプリング
式信号アナライザ１０とメインフレーム／表示回路１１
の間のＨＰ−ＭＳＩＢ通信（米国特許第４，７６８，１
４５号参照）を制御する。

【００７２】プロセッサ基板は３２ｋ×１６のバッテリ
ーバックアップＲＡＭおよび１６ｋ×８のＥＰＲＯＭを
含む。プロセッサ基板はまた時刻を提供する実時間クロ
ックチップを制御する。プロセッサ基板はプロセッサ基
板によって制御される三線シリアルインターフェースバ
ス上で他のプリント回路基板と通信する。汎用インター
フェースアダプター（ＶＩＡ）が分数Ｎ合成ソース１６
１（図５Ｃ）とプロセッサ基板の間の通信に用いられ
る。

【００７３】メインフレーム／表示回路１１は入力ポー
ト１２Ａに現れる入力信号に対する各種の測定を選択
し、またサンプリング式信号アナライザ１０の動作のた
めの各種の制御信号を指定するためのフロントパネル上
のスイッチ類からなる制御パネル２８とインターフェー
スする。メインフレーム／表示回路１１は制御回路２４
とインターフェースしてこの制御情報をサンプリング式
信号アナライザ１０に送出する。この制御情報はサンプ
リング式信号アナライザ１０の制御用に主マイクロプロ
セッサ２４１に送られる。メインフレーム／表示回路１
１としては、Ｈｅｗｌｅｔｔ−Ｐａｃｋａｒｄ Ｃｏｍ
ｐａｎｙ Ｓｉｇｎａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ Ｄｉｖｉ
ｓｉｏｎから入手可能なＨＰ７０００４Ａメインフレー
ム／表示装置が好適である。

【００７４】動作中、サンプリング式信号アナライザ１
０に対してオペレータは制御パネル２８を用いて入力ポ
ート１２Ａに現れる未知の入力信号を識別するように指
令することができる。たとえば、サンプリング式信号ア
ナライザ１０は入力ポート１２Ａにおける直流から４０
ＧＨｚの範囲のランダムな周波数の入力信号を受けるこ
とがある。するとサンプリング式信号アナライザ１０は
入力ポート１２Ａに現れるこの未知の入力信号の基本周
波数を識別する。未知の入力信号の正確な基本周波数を
判定することは、このサンプリング式信号アナライザ１
０の動作能力の重要な一側面であり、これについては以
下により詳細に説明する。

【００７５】また、オペレータは制御パネル２８上のキ
ーボードの数字キーを用いて周波数を入力することがで
き、サンプリング式信号アナライザ１０は、これを入力
ポート１２Ａに現れる入力信号の基本周波数とみなす。
たとえば、オペレータは、その出力が入力ポート１２Ａ
に刺激／応答セットアップ態様で接続されたＤＵＴの入
力に印加される既知の入力信号の基本周波数を入力する
ことができる。

【００７６】サンプリング式信号アナライザ１０は入力
ポート１２４Ａに現れる未知の入力信号を識別する要求
を受けると、異なるサンプリング周波数でいくつかの時
間記録を獲得し、この時間データを処理し、基本周波数
を判定する。このとき、あるいは入力信号の基本周波数
がすでにオペレータによって入力済みであるとき、サン
プリング式信号アナライザ１０は測定すべき入力信号
を、入力信号の波形を構成された時間軸に関して再構成
することを可能とするような方法で周波数変換するサン
プリング周波数を選択する。

【００７７】すなわち、主マイクロプロセッサ２４１は
ＳＳＯ１６のＮ分周カウンター１７３をあらかじめ設定
することによって１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの範囲のサ
ンプリング周波数を選択する。サンプリング回路１４１
Ａは次に入力ポート１２Ａに現れる入力信号をサンプリ
ングし、この入力信号をＩＦ信号に周波数変換する。入
力信号の基本周波数成分および調波周波数成分は直流か
ら１０ＭＨｚのＩＦ帯域幅を有するＩＦ信号スペクトル
に周波数圧縮され、これらの周波数成分は入力信号の波
形が完全に複製されるように適切なスペクトルシーケン
スに並べられ、それによって信号の直接測定が可能とな
る。

【００７８】帯域幅制限されたＩＦ信号は十分なステッ
プ利得で増幅され、ＡＤＣ２０Ａに適当なＩＦ信号レベ
ルを提供する。ある実施例では、サンプリング式信号ア
ナライザ１０のトリガリングはこのＩＦ信号に基づき、
測定データがある掃引から次の掃引への校正された時間
軸に対して整列するように測定データをＲＡＭ２０４Ａ
中に記憶するのに用いられる。また、トリガリングは入
力信号の基本周波数の所望の位相を基準として行うこと
もできる。オペレータとトリガリングと測定データの記
憶の間の遅延を調整し、それによって可変量の負時間を
選択することができる。

【００７９】ＤＳＰマイクロプロセッサ２２１Ａのファ
ームウエアを採用するデジタル信号処理はさらに、サン
プラーのロールオフや周波数の相関的要素としてのＩＦ
振幅および位相の変動、またサンプル／ホールド回路２
０１Ａの行うサンプリングによって発生するエイリアス
等の回路上の制約を補償することができる。すなわち、
ＩＦ通路はファームウエアによってさらに修正されてフ
ラットな信号応答（直流から１０ＭＨｚ）を提供するこ
とが好適である。ＩＦ帯域幅を小さくすることによって
より良い選択性が得られる。これは別途のアナログフィ
ルタリングによって、あるいはＡＤＣ２０Ａの生成した
測定データをデジタルフィルタリングすることによって
達成することができる。これらは等価であるが、ＡＤＣ
２０Ａが制約要素としてはたらくことを防止するにはあ
る種のアナログフィルタリングが必要なことがある。

【００８０】データを表示用にフォーマット化する前
に、ＤＳＰ回路２２Ａによって測定データにデジタルフ
ィルタリング、平均化、復調、もしくは平滑化を行うこ
とができる。最後に、ＤＳＰ回路２２Ａおよび制御回路
２４が入力信号の波形をオペレータが制御パネル２８の
数字キーを用いて前に入力した時間範囲にわたって表示
させる。入力信号が幾分不安定である場合、サンプリン
グ式信号アナライザ１０はその不安定をＣＲＴ表示画面
２６上に拡大して見せる。たとえば、ＩＦ周波数が１Ｍ
Ｈｚ、入力ポート１２Ａに現れる入力信号が１００ｋＨ
ｚドリフトする２０ＧＨｚ信号であると仮定する。実際
の入力信号は１００ｋＨｚ／２０ＧＨｚあるいは１／２
００，０００だけドリフトしている。サンプリング式信
号アナライザ１０に対しては、入力信号が１００ｋＨｚ
動くと入力信号は合成調波に１００ｋＨｚだけ近づき、
ＩＦ周波数は１００ｋＨｚ／１ＭＨｚあるいは１／１０
だけ働く。したがって、表示される波形の分割当たり時
間誤差は０．０００５％の実際のドリフトに対して１０
％である。しかし、周波数ドリフトは追跡することがで
き、少なくとも部分的にはデジタル信号処理で補償する
ことができる。

【００８１】入力信号の測定データを得るために用いら
れるサンプリング式信号アナライザ１０の動作を詳細に
説明する。サンプリング式信号アナライザ１０はさまざ
まな動作モードを提供する。動作モードには“時間掃引
モード”、“周波数掃引モード”および“電力掃引モー
ド”が含まれる。

【００８２】オペレータは好適にはメインフレーム／表
示回路１１の制御パネル２８のソフトキーによって提供
される一連のキーストロークによって時間掃引モードを
呼び出すことができる。たとえばオペレータは“ＳＷＥ
ＥＰ”および“ＴＩＭＥ”のラベルの付いた表示された
ソフトキーを順次押すことによって時間掃引モードを呼
び出すことができる。時間掃引モードでは、サンプリン
グ式信号アナライザ１０の行うことのできる動作が二つ
ある。これらの動作は入力信号の基本周波数がわかって
いるかどうかによる。

【００８３】一方、入力ポート１２Ａに現れる入力信号
の基本周波数がわかっている場合、たとえば入力信号
が、その出力が入力ポート１２Ａに接続されたＤＵＴの
入力に印加される場合、オペレータは制御パネル２８上
に表示される“ＳＩＧＮＡＬＦＲＥＱＵＥＮＣＹ”のラ
ベルの付いたソフトキーを押し、続けて制御パネルの数
字キーを用いて基本周波数の値を入力し、また入力信号
の波形の表示を行う時間範囲を入力する。サンプリング
式信号アナライザ１０は次に入力信号の波形をオペレー
タが入力した時間範囲に表示させる動作を実行する。

【００８４】一方、入力信号の基本周波数がわかってい
ない場合、サンプリング式信号アナライザ１０はこの入
力信号の基本周波数を識別する必要がある。この識別手
順はオペレータ制御パネル２８上に表示された“ＦＩＮ
Ｄ ＳＩＧＮＡＬ”ソフトキーを押し、制御パネル上の
数字キーを用いて入力信号の波形の表示を行う時間範囲
を入力することによって開始される。“ＦＩＮＤ ＳＩ
ＧＮＡＬ”ソフトキーが押し下げられるのに応じて、サ
ンプリング式信号アナライザ１０は入力ポート１２Ａに
現れる入力信号の周波数成分を判定する。これはＩＦ帯
域幅を設定できる最多の幅に設定し、次にＳＳＯ１６の
周波数をこの帯域幅の二倍より小さい周波数に設定する
ことによって達成される。これによっていかなる入力信
号周波数もＳＳＯ信号の櫛の歯からプラスマイナスＩＦ
帯式幅の範囲内にありＩＦに混合することが確実とな
る。

【００８５】次に、サンプリング式信号アナライザ１０
はＡＤＣ２０Ａで第１の時間記録を獲得する。この第１
の時間記録は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって処理
され、信号応答の位置と振幅が記憶される。ＦＦＴの処
理利得は４０ＧＨｚの雑音を多数のＦＦＴ出力に均一に
分散し、一方で信号の振幅は一定のままであるという利
点がある。これによって信号対雑音比（感度）が向上す
る。次にＳＳＯ１６は他の周波数（これもＩＦ帯域幅の
２倍より小さい）に設定され、第２の時間記録が獲得さ
れる。この第２の時間記録もまたＦＦＴによって処理さ
れ、信号応答が記憶される。

【００８６】たとえば、合成周波数が１ｋＨｚ動かさ
れ、ＩＦ応答が３００ｋＨｚ動くと、この応答にはＳＳ
Ｏ１６の周波数の３００番目の調波が含まれる。ＩＦ応
答の動く方向から入力信号周波数が３００番目の櫛の歯
のどちら側に位置するかを判定することができる。これ
で入力信号の周波数（調波数×合成周波数±ＩＦ周波
数）が最終的に判定される。多数の入力、あるいは多数
の調波、あるいは入力信号に変調がある場合、すべての
信号応答がどのように相関されるかを判定するにはより
多くの時間記録とＦＦＴ処理を必要とする。サンプリン
グ式信号アナライザ１０は次に入力信号の基本周波数と
入力信号の波形が表示される、オペレータによって前に
入力された表示時間範囲に基づいて入力信号に混合すべ
きサンプリング信号周波数を判定する。

【００８７】より詳細には、サンプリング式信号アナラ
イザ１０は以下のように動作して入力ポート１２Ａに現
れる既知の周波数入力信号を測定する。すなわち、この
既知の入力信号周波数はオペレータによって入力され
る。主マイクロプロセッサ２４１はＳＳＯ１６の周波数
を入力信号周波数の分数調波の近くに設定する。ＳＳＯ
１６の周波数はサンプル点が図６に示すように入力信号
中で前方にインクリメントするように選択するのが好適
である。サンプリング回路１４１Ａがイネーブルされる
度に入力信号の異なる点がサンプリングされる。

【００８８】たとえば、入力信号周波数が１００ＭＨｚ
であると仮定する。正確に２０ＭＨｚのサンプリング信
号周波数が選択された場合、サンプリング回路１４１Ａ
はサンプリング回路がイネーブルされる度に入力信号波
形の同じ点をサンプリングし、入力信号の波形をサンプ
リングすることができない。したがって、サンプリング
信号周波数は２０ＭＨｚよりわずかに低く（すなわち、
サンプル間の同期が５０ナノ秒よりわずかに大きく）選
択される。したがって、サンプリング回路１４１Ａがイ
ネーブルされる度に図６に示すように入力信号波形の異
なる点がサンプリングされる。図６に示すように、サン
プル点は入力信号中を前方にゆっくりと移動する。ま
た、サンプリング周波数が２０ＭＨｚよりわずかに選択
された場合、サンプル点は図７に示すように入力信号波
形中を後方にゆっくりと移動する。

【００８９】サンプリング式信号アナライザ１０が既知
の入力信号を測定する態様をより良く理解するために、
入力信号に一つの周波数しかない場合、たとえば入力信
号周波数が１００ＭＨｚである場合を仮定する。主マイ
クロプロセッサ２４１はＳＳＯ１６を１９ＭＨｚといっ
た既知の周波数に設定する。この周波数のサンプリング
信号は図８に示すような間隔を有するインパルスの周波
数スペクトルを発生する。１００ＭＨｚ入力信号周波数
がサンプリングされるとき、その結果得られる周波数は
図９に示すようなものとなる。

【００９０】図９に示すように、１００ＭＨｚの信号が
５ＭＨｚのＩＦ信号として現れる。この５ＭＨｚのＩＦ
信号は１００ＭＨｚと９５ＭＨｚの差の結果（ＳＳＯ１
６の周波数の５番目の調波）である。しかし、サンプリ
ング式信号アナライザ１０のＩＦの帯域幅はＩＦ低域通
過フィルターによって１０ＭＨｚの最小値に制限される
ため、生成される１０ＭＨｚより大きい周波数は除かれ
る。したがって、図９に示す５ＭＨｚのＩＦ信号だけが
サンプリング式信号アナライザ１０のＩＦで測定され
る。つまり、このＩＦ信号は５ＭＨｚに等しい。

【００９１】前の例では、入力信号は調波の存在しない
純粋な信号音からなると仮定した。もちろんこれはまれ
な場合である。サンプリング式信号アナライザ１０はま
た入力ポート１２Ａに現れる未知の入力信号を測定でき
るものでなければならない。さらに、サンプリング式信
号アナライザ１０は未知の入力信号の基本調波数とその
調波を正しく識別しなければならないだけではなく、入
力信号中の他の基本波とその調波をも識別しなければな
らない。このため未知の入力信号については以下の入力
信号識別法ガとられる。

【００９２】ＤＳＰマイクロプロセッサ２２１Ａは、制
御パネル２８上の“ＦＩＮＤ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ”ソ
フトキーが押されるとき、入力ポート１２Ａに現れるす
べての入力信号の周波数成分を識別する常駐ファームウ
エアを実行する。ここに説明する入力信号識別法は識別
することのできる周波数成分の数については制限されな
いが、あらゆる周波数成分を発見するように最適化され
たファームウエアルーチンの分析（処理）時間はそれに
対応して増大する。すなわち、この方法はそれぞれが三
つあるいは四つの調波を有する三つあるいは四つの調波
的に関連のない信号（基本波）の識別が可能となるよう
に最適化することができる。この入力信号識別法に対す
る変更については網羅的な識別と分析時間との妥協を示
すために適宜説明する。

【００９３】この入力信号識別法はファームウエアルー
チンを四つの主要なサブルーチンに分割することによっ
て簡略化することができる。これらのサブルーチンは、
１）可能な入力信号周波数の発生、２）周波数の排除、
３）基本周波数成分の判定、４）基本周波数の正確な測
定、である。これらのサブルーチンを図１９のフローチ
ャートを参照して説明する。

【００９４】可能な入力信号周波数の発生のためのサブ
ルーチンは次のように実行される。図１０Ａの参照符号
３０２と３０４に示すように異なるサンプリング信号周
波数で二つの測定が行われる。すなわち、二つの掃引が
異なるサンプリング周波数で行われてそれぞれのサンプ
リング周波数における時間記録が獲得される。例えば、
第１の測定はステップ３０２に示すように約２０ＭＨｚ
のサンプリング周波数で行うことができ、第２の測定は
ステップ３０４に示すように１０ＭＨｚ低いサンプリン
グ周波数（１９．９９０ＭＨｚ）で行うことがきる。速
度上の理由から、たとえば２５６データ点といったごく
小さな追跡規模を獲得するのが好適であるが、より包括
的な入力信号識別が必要である場合、データ点の数は増
やすことができる。

【００９５】第１の測定からの時間記録からなるデジタ
ル化されたサンプルはＦＦＴを用いて周波数領域に変形
され、すべての信号ピークのＩＦ信号が測定データメモ
リ２０４Ａに記憶される。同じ手順が第２の測定につい
ても行われる。ＦＦＴ変換の結果からなる二つの周波数
リストは必ずしも特定の順序に分類されるわけではな
く、振幅によって分類される実施例もある。このとき入
力信号中に複数の基本周波数が識別されない限り、振幅
情報は通常無視することができる。二つの測定から得ら
れた周波数リストは次に信号ピークのＩＦ周波数に対応
する、入力ポート１２Ａに現れる基本周波数を含むすべ
ての可能な周波数のはるかに大きなリストを生成するの
に用いられる。

【００９６】ここでＮ１を信号ピークの数、すなわち第
１の測定から発見されるＩＦ信号周波数の数とし、Ｎ２
を第２の測定から発見されるＩＦ信号周波数の数とす
る。一般に、発生する可能な入力信号周波数の数は４・
Ｎ１・Ｎ２である。それらがどのようにして生成される
かを次に説明する。

【００９７】第１の測定からの第１のＩＦ信号周波数ｆ
₁ について考察する。ｆ₁ のＩＦ信号周波数に対して入
力信号周波数はＮ・ｆ_S ＋ｆ₁ あるいはＮ・ｆ_S −ｆ₁
でなければならず、ｆ_S は第１の測定のサンプリング周
波数であり、ｎはゼロより大きいかゼロに等しい未知の
整数である。ｆ₁ の符号（すなわちプラスかマイナス
か）のあいまいさを処理する簡便な方法は、ｆ₁ と−ｆ
₁ の両方を第１の測定の周波数リストに含めることであ
る。このようにすると、負のＩＦ信号周波数は入力信号
周波数がサンプリング周波数の最寄りの調波より小さい
ことを示し、正のＩＦ信号周波数は最寄りの調波より大
きい入力信号周波数を示す。

【００９８】発見されたすべてのＩＦ信号周波数の負数
が、ステップ３０２と３０４に示すように第１および第
２の測定値に加えられると、第１の測定からの考慮すべ
きＩＦ信号周波数の数は２・Ｎ１に増え、第２の測定か
らの考慮すべきＩＦ信号周波数の数は２・Ｎ２に増え
る。０Ｈｚの測定ＩＦ信号周波数あるいはサンプリング
周波数÷２（ナイキスト周波数）の負を加える必要はな
い。ここで各入力信号周波数は方程式ｎ・ｆ_S ＋ｆ_i の
うちの一つの形式で表され、ｆ_i は第１の測定からの約
２・Ｎ１のＩＦ信号周波数のうちの一つであり、ｆ_S は
第１の測定のためのサンプリング周波数であり、ｎはゼ
ロより大きいかそれに等しい未知の整数である。第２の
測定の結果は各ＩＦ周波数ｆ_i に対する可能なｎの値を
発生するのに用いられ、それによってすべての可能な入
力信号周波数のリストの計算を可能とする。これがどの
ように行われるかを次に説明する。

【００９９】図１０Ａの符号３０６、３０８、３１０、
３１２および３１４に示すように、第１の測定からのＩ
Ｆ周波数（ｆ_i ）と第２の測定からの約２・Ｎ２のＩＦ
信号周波数のそれぞれとを対にする。これらの対のそれ
ぞれに対して、ｎの値とそれに続いて可能な入力信号周
波数が生成される。これによって第１の測定からの約２
・Ｎ１のＩＦ信号周波数のそれぞれに対する約２・Ｎ２
の可能な入力信号周波数の計算が行われて、総計で約４
・Ｎ１・Ｎ２の可能な入力信号周波数が得られる。たと
えば、二つの測定のそれぞれからのある特定のＩＦ周波
数を考えてみる。第１の測定からのものをＦ₁ 、第２の
測定からのものをＦ₂ とする。これらのＩＦ応答はそれ
ぞれ同じ入力信号周波数に対するものであると仮定す
る。したがって、入力信号周波数はｎ・ｆ_S ＋Ｆ₁ とし
て計算でき、Ｆ_S は第１の測定に用いられるサンプリン
グ周波数であり、ｎはサンプリング周波数が第２の測定
については１０ｋＨｚ低下する例では次のように計算さ
れる。

【０１００】 Ｆ₂ ≧Ｆ₁ のとき、ｎ＝（Ｆ_{2 -}Ｆ₁ ）／１０ｋＨｚ あるいは、 ｎ＝（Ｆ₂−Ｆ₁ ＋Ｆ_S−１０ｋＨｚ）／１０ｋＨｚ 第２の測定が行われたときにはサンプリング周波数が１
０ｋＨｚ低下したため、ＩＦ信号周波数はｎ・１０ｋＨ
ｚ増大しなければならない。ＩＦ信号周波数が明らかに
低下するのは入力信号周波数がＦ_S マイナス１０ｋＨｚ
のｎ番目の調波よりも（ｎ＋１）番目の調波により近く
なる結果である。

【０１０１】サンプリング周波数の１０ｋＨｚステップ
は入力信号の周波数が４０ＧＨｚ以下である場合に限
り、入力信号に１サンプリング周波数調波以下のＩＦの
いずれを発生させる。したがって、次に説明するよう
に、ｎはＩＦ信号周波数Ｆ₁ およびＦ₂ によって固有に
決定される。ただしＦ₁ がＦ₂ とほとんど同じである場
合を除く。入力信号周波数範囲が４０ＧＨｚを越える場
合、より小さな初期サンプリング周波数ステップが採用
されるか、あるいは“ｎ”が多数の値をとれるようにし
なければならない。

【０１０２】Ｆ₁ がＦ₂ にほとんど等しい場合、上記の
ｎの計算式の両方が用いられ、ふたつの可能な入力信号
周波数が発生する。これは、入力信号識別範囲（直流あ
るいは４０ＧＨｚの近く）の両端の入力信号周波数が、
（サンプリングレートが２０ＭＨｚ近い場合）サンプリ
ング周波数中の１０ｋＨｚステップにわたってほとんど
同じＩＦ周波数をもたらすためである。低周波数のＩＦ
ずれはゼロに近く（あるいは等しく）、高周波数のＩＦ
ずれはサンプリング周波数調波に近い（あるいは等し
い）。

【０１０３】可能な入力信号周波数を発生する上述した
手順の一例として、識別すべき入力信号周波数が１５Ｇ
Ｈｚである場合を想定する。さらに、第１の測定のサン
プリング周波数を１９．１２３ＭＨｚ、第２の測定のサ
ンプリング周波数をそれより１０ｋＨｚ小さい、すなわ
ち１９．１１３ＭＨｚと仮定する。

【０１０４】１５ＧＨｚの入力信号周波数は、１９．１
２３ＭＨｚでサンプリングした場合、７．５６８ＭＨｚ
のＩＦ周波数を発生する（すなわちこれは１９．１２３
ＭＨｚの７８４番目の調波から７．５６８ＭＨｚ離れて
いる）。１５ＧＨｚを１９．１１３ＭＨｚでサンプリン
グした場合、得られるＩＦ信号周波数は３．７０５ＭＨ
ｚである（すなわち、７８４番目の調波から３．７０５
ＭＨｚ離れている）。

【０１０５】この入力信号識別法の機能はＩＦ信号周波
数をさまざまなサンプリング周波数で測定した結果から
入力信号周波数（１５ＧＨｚ）を予想することである。
上に計算したように、第１の測定からは７．５６８ＭＨ
ｚのＩＦ周波数が得られる。したがって、第１の周波数
リストは７．５６８ＭＨｚと−７．５６８ＭＨｚの周波
数からなる。第２の周波数リストは３．７０５ＭＨｚと
−３．７０５ＭＨｚを含む。四つの可能な入力信号周波
数をもたらす四つの可能な組合せがある。

【０１０６】 Ｆ₁ ＝７．５６８ＭＨｚ、Ｆ₂ ＝３．７０５ＭＨｚ ｎ＝（３．７０５−７．５６８＋１９．１１３）ＭＨｚ
／１０ｋＨｚ＝１５２５ また、第１の可能な入力信号周波数＝ｎ・１９．１２３
ＭＨｚ＋Ｆ₁ ＝２９．１７０１４３ＧＨｚ、 あるいは、 Ｆ₁ ＝７．５６８ＭＨｚ、Ｆ₂ ＝−３．７０５ＭＨｚ ｎ＝（−３．７０５−７．５６８＋１９．１１３）ＭＨ
ｚ／１０ｋＨｚ＝７８４ また、第２の可能な入力信号周波数＝ｎ・１９．１２３
ＭＨｚ＋Ｆ₁ ＝１５．００００００ＧＨｚ あるいは、 Ｆ₁ ＝−７．５６８ＭＨｚ、Ｆ₂ ＝３．７０５ＭＨｚ ｎ＝（３．７０５−［−７．５６８］）ＭＨｚ／１０ｋ
Ｈｚ＝１１２７また、 第３の可能な入力信号周波数＝ｎ・＝１９．１２３ＭＨ
ｚ＋Ｆ₁ ＝２１．５５９１８９ＧＨｚ、 あるいは、 Ｆ₁ ＝−７．５６８ＭＨｚ、Ｆ₂ ＝−３．７０５ＭＨｚ ｎ＝（−３．７０５−［−７．５６８］）ＭＨｚ／１０
ｋＨｚ＝３８６また、 第４の可能な入力信号周波数＝ｎ・１９．１２３ＭＨｚ
＋Ｆ₁ ＝７．３８９０４６ＧＨｚ、

【０１０７】その後、周波数を排除するサブルーチンが
実行される。この時点で潜在的な入力信号周波数の大き
なリストが存在する。周波数排除サブルーチンにしたが
って、この大きなリストへのエントリはそれぞれのリス
トされた周波数を後続の測定のＩＦ信号周波数リストと
照合することによって排除される。

【０１０８】したがって図１０Ｂの符号３１６に示すよ
うに、さらに１０から１４の測定が行われる。しかし、
より網羅的な入力信号識別が必要とされる場合は、追加
の測定の数を増やすことができる。それに対応して周波
数リストが生成される。しかし、これらの追加の測定の
ために選択されたサンプリング周波数は元のサンプリン
グ周波数ｆ_S から累進的に離れていく。たとえば、上述
したように、第１の測定はｆ_S のサンプリング周波数で
行った。第２の測定はｆ_S −１０ｋＨｚのサンプリング
周波数で行った。これらが大きな周波数リストを生成し
た二つの測定である。

【０１０９】第１の後続の測定はｆ_S −２０ｋＨｚのサ
ンプリング周波数で行われ、次の測定はｆ_S −４０ｋＨ
ｚで、またその次はｆ_S −８０ｋＨｚでというように続
けて行われる。後続の測定のそれぞれに関して、ステッ
プ３１６に示すように、可能な入力信号周波数のそれぞ
れについて予想ＩＦ信号周波数が計算される。これらは
図１０Ｂの符号３１８と３２０に示すように、測定され
た実際のＩＦ信号周波数と照合される。

【０１１０】一致しない場合、図１０Ｂの符号３２２に
示すようにその可能な入力信号周波数は考慮対象から除
外される。測定値に近い場合、図１０Ｂの符号３２４に
示すように始めの大きな周波数リストの周波数が最新の
測定を反映してわずかに修正される。予想ＩＦ周波数が
一つ以上の実際のＩＦ周波数に近い場合、追加の可能な
入力信号周波数が生成され、リストに加えられる。図１
０Ｂの符号３２６と３２８に示すように、この手順が残
りすべての可能な入力信号周波数からの予想ＩＦ信号応
答が後続の測定データのセットのそれぞれの測定ＩＦ周
波数と比較されるまでくり返される。

【０１１１】周波数排除の過程を示すために、上の例を
さらに続けると、潜在的な入力信号周波数のリストは、
２９．１７０１４３ＧＨｚ、１５．０ＧＨｚ（実際の入
力信号周波数）、２１．５５９１８９ＧＨｚおよび７．
３８９０４６ＧＨｚを含む。第３の測定には１９．１２
３ＭＨｚ−２０ｋＨｚあるいは１９．１０３ＭＨｚのサ
ンプリング周波数が用いられる。１５ＧＨｚの入力信号
周波数をこのサンプリグレートでサンプリングすると
４．１４５ＭＨｚのＩＦ周波数が得られる。この入力信
号識別法ではこの手順の始めの部分で発生したそれぞれ
の可能な入力信号周波数をチェックし、測定された４．
１４５ＭＨｚの所定の範囲内でＩＦ信号周波数を予報し
ないものを排除する。

【０１１２】２９．１７０１４３ＧＨｚは１９．１０３
ＭＨｚでサンプリングすると１３８ｋＨｚのＩＦ周波数
を生成する。また１５．００００００ＧＨｚは１９．１
０３ＭＨｚでサンプリングすると４．１４５ＭＨｚのＩ
Ｆ周波数を生成する。さらに、２１．５５９１８９ＧＨ
ｚは１９．１０３ＭＨｚでサンプリングすると８．０９
８ＭＨｚのＩＦ周波数を生成する。さらに、７．３８９
０４６ＧＨｚは１９．１０３ＭＨｚでサンプリングする
と３．８１５ＭＨｚのＩＦ周波数を生成する。

【０１１３】１５ＧＨｚが測定ＩＦ周波数に対応するリ
スト中の唯一の周波数であるため、他の三つの周波数が
排除され、入力信号周波数識別法が完了する。多重入力
信号もしくはその多重調波は通常生成された大きな周波
数リスト上の可能な周波数から真の入力信号周波数を完
全に取り出すためにより多くの測定を必要とする。その
後基本周波数成分を判定するためのサブルーチンが実行
される。上記の過程の後に残った周波数はまず（ある範
囲内の）重複についてチェックされ、次に図１０８の符
号３３０に示すように互いに比較されて調波関係が調べ
られる。一つ以上の基本周波数が識別される際には、サ
ンプリング式信号アナライザ１０が最大の振幅を有する
ものを選択して残りの基本周波数を分析しリスト化して
その分析を後でオペレータが選択することができるよう
にするのが好適である。動作モードによっては基本周波
数のみが表示用に保持されることもある。他の動作モー
ドは調波関係にかかわりなく最大の振幅を有する周波数
成分を保持することに基づく。

【０１１４】最後に基本周波数の精密測定のためのサブ
ルーチンが実行される。非常に小さな基本調波数のリス
ト（通常一つ）を用いて、図１０Ｂの符号３３２に示す
ようなもう一つの付加的測定が行われる。この測定につ
いてはＦＦＴの分解能を高くするために測定サイズは非
常に大きく、たとえば４０９６データ点とされる。ＦＦ
Ｔの分解能を米国特許第４、６８６、４５７号に説明す
るようなビン補間によってさらに増強して周波数予測の
精度を向上させるのが好適である。この入力信号識別法
を実行するためのファームウエアの一例を添げる。これ
はＤＳＰマイクロプロセッサ２２１Ａが主マイクロプロ
セッサ２４１の制御のもとに実行するアッセンブリー言
語ファームウエアのＣ言語バージョンである。

【０１１５】既知あるいは未知の入力信号のいずれかの
場合、サンプリング式信号アナライザ１０は次に入力信
号の周波数とオペレータが制御パネル２８上の数字キー
を用いてサンプリング式信号アナライザ用に選択した表
示時間範囲に基づいてＩＦのどこに入力信号を混合する
かを判定する。サンプリング式信号アナライザ１０は次
に入力信号を構成する、したがって入力信号の波形を再
構成する基本周波数と調波周波数の測定に用いられるサ
ンプリング信号発振器周波数を発生する。このサンプリ
ング信号発振器周波数は表示することができる。

【０１１６】サンプリング周波数は入力信号の基本調波
数成分と調波周波数成分がはるかに低いＩＦ周波数の基
本周波数成分と調波周波数成分に変換されるように選択
される。より高い周波数スペクトルが実際には特定の入
力信号のＩＦスペクトルに周波数変換される。このと
き、ＩＦ帯域幅は変換された基本周波数成分と調波周波
数成分を保持し、ＳＳＯ１６の調波周波数から大きく離
れた信号応答を拒絶するように狭めることができる。こ
の効果は“櫛形帯域通過”と呼ばれる。これはＩＦ通過
帯域が図１１に示すように、ＳＳＯ１６のそれぞれの調
波周波数において効果的に複製されるためである。これ
らの有効帯域通過要素の間の信号はＩＦ低域通過フィル
ター１８５ＡのＩＦフィルターによって拒絶され、した
がってデジタル化されず、また表示もされない。櫛形帯
域通過の使用は信号対雑音比を増大させ望ましくない汚
染信号を除去する効果的な技術である。

【０１１７】たとえば、所望のＩＦ周波数を１ｋＨｚと
仮定する。サンプリング式信号アナライザ１０はＳＳＯ
１６の周波数を計算する。この周波数はその調波の一つ
が対象となる入力信号周波数の基本周波数から１ｋＨｚ
離れている。この基本周波数が３００番目の節の歯と混
合して１ｋＨｚが発生する場合、この信号の第２の調波
は６００番目の櫛の歯と混合して２ｋＨｚを発生する。
櫛形帯域通過の制御は合成周波数とＩＦ帯域幅の関係を
選択することによって達成される。ＩＦ帯域幅に対する
合成周波数の比率によって節形帯域通過の量が決まる。

【０１１８】たとえば、ＩＦ帯域幅を１０ＭＨｚと仮定
する。ＳＳＯ１６の周波数が２０ＭＨｚである場合、２
０ＭＨｚから２０ＧＨｚまで２０ＭＨｚの間隔で２０Ｍ
Ｈｚの通過帯域がある（それぞれの櫛の歯の両側に１０
ＭＨｚ）。実際に、いかなる入力信号周波数もどこかで
ＩＦに混合する。この時点でＩＦ信号はＩＦ低域通過フ
ィルター１８６Ａ（１００ｋＨｚ）でフィルタリングし
て０Ｈｚから４０ＧＨｚまで２０ＭＨｚの間隔で２００
ｋＨｚの通過帯域を提供することができ、この通過帯域
をはずれるいかなる信号も無視される。

【０１１９】前述したように、トリガー回路２０７Ａは
ＲＡＭ２０４Ａにおける測定データ記憶をトリガーす
る。トリガー回路２０７ＡによるトリガリングはＡＤＣ
２０Ａに供給される帯域幅を制限されたＩＦ信号のレベ
ル（電圧）に応答する。したがって、従来の逐次サンプ
リングデジタイジングオシロスコープと対照的に、サン
プリング式信号アナライザ１０は適切なタイムスケール
で波形を獲得するのに入力信号のレベルに直接応答する
トリガー回路を必要としない。サンプリング式信号アナ
ライザ１０における波形獲得はＳＳＯ１６の発生する信
号によって連続的に駆動されるサンプリング回路１４１
Ａによって達成される。トリガー回路２０７Ａは帯域幅
を制限されたＩＦ信号に応答し、測定データを各掃引間
で整列させ構成された時間軸を提供するためのみ用いら
れる。このタスクは帯域幅の制限されたＩＦ信号の電圧
に応答する低周波数アナログトリガー回路を用いて実時
間で行われる。

【０１２０】従来の逐次サンプリングデジタイジングオ
シロスコープは波形を獲得するのに入力信号に直接応答
して生成されるトリガー信号を必要とする。このトリガ
ー信号に雑音があると、逐次サンプリングデジタイジン
グオシロスコープは雑音がない場合よりはるかに少ない
波形しか獲得することができない。入力ポート１２Ａに
現れる入力信号中の雑音は同様にサンプリング式信号ア
ナライザ１０中のトリガー回路の効果を潜在的に低下さ
せるものである。

【０１２１】したがって、本発明によれば、帯域幅の制
限されたＩＦ信号の電圧の代わりに、入力信号の基本周
波数の位相に基づく、オペレータによるＲＡＭ２０４Ａ
への測定データの記憶のためのトリガー位置の入力に基
づいてトリガリングを行うことができる。これは“位相
トリガリング”と呼ばれる。より詳細には、サンプリン
グ式信号アナライザ１０は図１２の符号４０２に示すよ
うに、測定データのメモリアレーの初期記憶位置におけ
る入力ポート１２Ａに現れる入力信号の基本周波数成分
の位相の判定にＦＦＴを採用している。入力信号の一つ
以上の周期がこのメモリアレーに記憶されるため、開始
位相がわかれば波形のいかなる部分でもそれを読みだ
し、ＣＲＴ表示画面２６に送出することができる。しか
し、各掃引間では波形はランダムな位相でメモリアレー
に記憶されることがある。

【０１２２】位相トリガリングが採用されているとき、
オペレータは入力信号の基本調波数成分に対して所望の
トリガー位相を入力し、図１２の符号４０４に示すよう
にこの位相トリガー点が主マイクロプロセッサ２４１に
よって読み出されてＤＳＰマイクロプロセッサ２２１Ａ
に送られる。位相を測定し図１２の符号４０６に示すよ
うに波形の所望の位相を含むメモリアレーの記憶場所に
索引を付けることによって、表示された信号は所望のト
リガー位相に位置合わせされて図１２の符号４０８に示
すように一定の位相トリガー点が維持される。

【０１２３】位相トリガリングを用いて掃引間で測定デ
ータの整列を行うタスクはＦＦＴによる後処理としてバ
ッチモードで行うことができる。バッチモードの利点は
位相トリガー情報の抽出に多量の処理ゲイン（雑音低
減）を加えることができることである。次に周知の平均
化技術を用いて信号対雑音比を向上させることができ
る。位相トリガリングには掃引間でトレースを整列する
ための数値処理が採用される。掃引が整列されると、平
均化はコヒーレントとなり、雑音が低減される。時間波
形の平均化は入力信号の雑音を低減する有効な方法であ
る。サンプリング式信号アナライザ１０は位相トリガリ
ングが用いられる場合波形を獲得するのに電圧に基づく
トリガーを必要としないため、雑音のある波形でも正確
に複製することができる。

【０１２４】位相トリガリングを行うためのファームウ
エアの一例を添げる。これは主マイクロプロセッサ２４
１の実行するファームウエアのＣ言語バージョンであ
る。たとえば、疑似ランダム２値シーケンス（ＰＲＢ
Ｓ）信号のような容易に識別することのできない入力信
号が時間領域と周波数領域の両方で雑音を有するように
することができる。従来の逐次サンプリングデジタイジ
ングオシロスコープはアイ（ｅｙｅ）図を観察するため
にクロックをオフにすることができる。サンプリング式
信号アナライザ１０の場合は単にそのクロック周波数を
ロードするだけでアイ図を観察するためのＳＳＯ１６の
周波数を設定することができる。クロックは必要としな
い。ＰＲＢＳクラスの入力信号については、アイ図を生
成することはできるが回復されたクロックが他のチャン
ネルをトリガーするのに用いられない場合、掃引間でＣ
ＲＴ表示画面２６上の同じ位置に現れない。しかし、概
念的には基本位相を整列させるための上述したのと同様
のバッチ処理を用いて掃引間でトレースを整列すること
ができる。

【０１２５】時間掃引モードにおいても、オペレータは
ＣＲＴ表示画面２６に現れる表示測定データのためのフ
ォーマット情報を入力する。利用可能な表示フォーマッ
トには実部対時間、位相対時間、大きさ対時間、および
ログの大きさ対時間、等がある。さらに、スペクトル測
定のためのＦＦＴを介した時間から周波数領域への数値
変換をフォーマット選択の一つとして用いることができ
る。また、本発明によればサンプリング式信号アナライ
ザ１０には分割あたりの時間が入力信号周波数とともに
変化してＣＲＴ表示画面２６上に同数のサイクルを維持
することを確実にする方法を設けることができる。これ
は“サイクルモード”と呼ばれる。

【０１２６】より詳細には、従来の逐次サンプリングデ
ジタイジングオシロスコープが用いられるとき、所望の
分割あたりの時間が入力され、オシロスコープは測定さ
れる入力信号の周波数にかかわらずその分割あたりの時
間を保持する。たとえば、分割あたりの時間を１ナノ秒
と設定し、１ＧＨｚの入力信号を測定する場合、この波
形の１０の周期が表示画面上に現れる（画面上には１０
の区分があると仮定する）。その後入力信号周波数が５
００ＭＨｚに変わる場合、表示画面上には５つの周期が
現れる。同様に、周波数領域測定に関してはスペクトラ
ムアナライザが測定される入力信号の周波数にかかわら
ず開始および停止周波数調整を維持する。たとえば、開
始周波数が０Ｈｚ（直流）に設定され、停止周波数が５
ＧＨｚに設定され、入力信号が５００ＭＨｚの周波数を
有する場合、入力信号の始めの１０の調波が表示画面上
に現れる。入力信号が１ＧＨｚ信号に変わる場合、始め
の５の調波のみが表示画面上に現れる。オペレータは所
望のスパン（時間あるいは周波数）を得るために入力信
号周波数を入力する必要がない。

【０１２７】対照的に、サイクルモードにおいてはサン
プリング式信号アナライザ１０は入力信号周波数に（直
接的にあるいは間接的に）比例してスパンを調整する。
このサイクルモードは、刺激／応答セットアップ、すな
わちサンプリング式信号アナライザがその信号がＤＵＴ
の入力に刺激として与えられる可変周波数源を直接制御
し、ＤＵＴの出力が入力ポート１２Ａに接続されている
場合におけるサンプリング信号アナライザ１０の動作を
参照すると最も良くわかるのであろう。

【０１２８】時間掃引モードに関しては、分割当たりの
時間を入力する代わりにたとえば２サイクルといった多
数のサイクルがオペレータによって入力される。これに
よって波形の二つの周期が入力信号周波数と無関係にＣ
ＲＴ表示画面２６上に現れる。したがって、時間軸を固
定しておき波形を入力信号周波数の変化に伴って拡大あ
るいは収縮させるかわりに、サイクルモードでは、周期
の数が固定されたままで時間軸が入力信号周波数が変化
するにつれて変化する。サイクルモードはオペレータが
入力信号の波形の形状変化を、時間軸を常に再スケーリ
ングすることなく、周波数の相関的要素として観察する
ことを可能とする。すなわち、再スケーリングが自動的
に行われる。

【０１２９】軸の再スケーリングのためのサイクルモー
ドはＦＦＴを介して時間掃引のフーリエ変換として計算
される。開始および停止周波数を絶対ヘルツで入力する
代わりに、入力パラメータは開始および停止調波であ
る。たとえば、調波０での開始、調波１０での停止であ
る。入力信号周波数が変化するにつれて、周波数軸が変
化する（依然として“Ｈｚ”で読む）が、波形（この場
合スペクトル表示）は収縮も拡大もしない。これによっ
てオペレータはＤＵＴの調波を周波数軸を常に再スケー
リングすることなく周波数の相関的要素として観察する
ことができる。さらに、サンプリング式信号アナライザ
１０は周波数掃引モードを有するのが好適である。この
モードはオペレータが“ＳＷＥＥＰ”のソフトキーと、
次に“ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ”のソフトキーを順次押すこ
とによって呼び出される。

【０１３０】周波数掃引モードでは、サンプリング式信
号アナライザ１０はベクトルネットワークアナライザシ
ステムと同様に動作する。ベクトルネットワークアナラ
イザシステムの動作は米国特許４，６３６，７１７号に
より詳細に説明されている。周波数掃引モードは可変周
波数源がマイクロ波遷移アナライザシステム９に接続さ
れてこの周波数源が基準発振器１６２に位相ロックされ
ていることを必要とする。この周波数源のステップ掃引
はサンプリング式信号アナライザ１０によって制御され
る。

【０１３１】可変周波数源によって生成される信号はＤ
ＵＴの入力に刺激として加えられ、さらにサンプリング
式信号アナライザ１０の入力ポート１２Ｂにも加えられ
て基準信号としてはたらく。ＤＵＴの出力はサンプリン
グ式信号アナライザ１０の入力ポート１２Ａに接続され
ている。したがってサンプリング式信号アナライザ１０
はＤＵＴの絶対応答（チャンネル１）あるいは比率応答
（チャンネル÷チャンネル２）を測定することができ
る。“ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ”のソフトキーを押した後、
オペレータは可変周波数源の掃引の開始および停止周波
数を入力することができる。オペレータは“ＳＴＲＡ
Ｔ”のソフトキーを押し、次に制御パネル２８上の数字
キーを用いて停止周波数値を入力する。あるいは、オペ
レータは、“ＣＥＮＴＥＲ ＦＲＥＱＵＥＮＣＹ”を入
力し、次に適当なソフトキーと数字キーを用いを用いて
“ＳＰＡＮ”を入力して掃引範囲を決めることができ
る。

【０１３２】周波数掃引モードではオペレータはまた、
ＣＲＴ表示画面２６上に現れる表示される測定のための
フォーマット情報を入力する。利用可能なフォーマット
には、実部対周波数、位相対周波数、大きさ対周波数、
およびログの大きさ対周波数、などがある。さらに、リ
フレクトメトリ測定のためのＦＦＴを介した周波数から
時間領域への数値変換をフォーマット選択として採用す
ることができる。

【０１３３】最後に、サンプリング式信号アナライザ１
０は電力掃引モードを提供することが好適である。この
モードは可変周波数源の代わりに可変電源が、またオペ
レータの設定するパラメータが周波数ではなく電力に関
係するという点を除いて周波数掃引モードと同様であ
る。電力掃引モードではオペレータはまたＣＲＴ表示画
面２６に現れる表示のためのフォーマット情報を入力す
る。利用可能なフォーマットには実部対電力、位相対電
力、大きさ対電力、およぶログの大きさ対電力、などが
ある。ＦＦＴを介した数値変換はこのモードでは選択で
きないフォーマットである。

【０１３４】サンプリング式信号アナライザ１０のデー
タ獲得動作の理解を助けるために、このサンプリング式
信号アナライザのブロック図とデータ獲得動作を二つの
周知のデータサンプリング信号測定機器、すなわち、逐
次サンプリングデジタイジングオシロスコープとベクト
ルネットワークアナライザシステムのブロック図と比較
対照する。サンプリング式信号アナライザ１０はこれら
二つの機器の両方の属性を有し、またそのどちらにもな
い別の属性をも有する。まず、このサンプリング式信号
アナライザ１０のブロック図と従来の逐次サンプリング
デジタイジングオシロスコープのブロック図の間にはさ
まざまな類似点がある。類似点の主要なものは次の通り
である。

【０１３５】この二つのブロック図における入力信号の
通路は同様である。入力信号はサンプラーに送られ、サ
ンプリングされた入力信号はＡＤＣに供給される。サン
プラーは特殊なサンプラー駆動回路によって駆動され
る。したがって、このサンプリング式信号アナライザ１
０のブロック図と従来の逐次サンプリングデジタイジン
グオシロスコープのブロック図の間には三つの基本的な
類似点がある。すなわち、測定すべき入力信号がサンプ
ラーに直接供給される点、サンプラーの出力がＡＤＣに
送られる点、そしてサンプラーが特殊なサンプラー駆動
回路によって駆動される点である。しかし、図４に示す
サンプリング式信号アナライザ１０の簡略化したブロッ
ク図を見ると、このサンプリング式信号アナライザは入
力にトリガー回路がなく、したがって入力信号に対して
はただ一つの通路があるだけである。これがこのサンプ
リング式信号アナライザ１０と逐次サンプリングデジタ
イジングオシロスコープの第１の主要な相違点である。
すなわち、サンプリング式信号アナライザ１０の高周波
数入力路にはトリガー回路がなく、一方、トリガー回路
はオシロスコープの重要な構成要素である点である。

【０１３６】サンプリン式信号アナライザ１０と従来の
逐次サンプリングデジタイジングオシロスコープのもう
一つの相違点は、サンプリング式信号アナライザはＳＳ
Ｏ１６を用いてサンプラー駆動回路にタイミングを取っ
たパルスを提供する。さらに、サンプリング式信号アナ
ライザ１０はサンプラー駆動パルスの周波数をたとえば
１０ＭＨｚから２０ＭＨｚというように変化させる。こ
の種のサンプラー駆動を用いると、サンプリング式信号
アナライザ１０は逐次サンプリングデジタイジングオシ
ロスコープに比べはるかに良好なトリガージッタを達成
することができる。したがって、サンプリング式信号ア
ナライザ１０と従来の逐次サンプリングデジタイジング
オシロスコープの第２の主要な相違点は、サンプリング
式信号アナライザ１０はＳＳ０１６を用いてサンプラー
を駆動し、またサンプラー駆動の周波数は１０ＭＨｚか
ら２０ＭＨｚの間で変化するが、オシロスコープでのサ
ンプリングはトリガリングレベルとサンプル間でインク
リメンタルに増大する遅延の検出に基づくものである点
である。

【０１３７】さらに、サンプリング式信号アナライザ１
０と従来の逐次サンプリングデジタイジングオシロスコ
ープのもつ一つの相違点は、獲得されたデータをＡＤＣ
に与える方法である。逐次サンプリングデジタイジング
オシロスコープがトリガーされると、単一のデータ点が
サンプリングされ、ＡＤＣに供給される。逐次サンプリ
ングデジタイジングオシロスコープは次に別のデータ点
を獲得すために次のトリガーを待つ。各データ点を獲得
する処理には約０．１ミリ秒を要する。したがって、
１，０００のデータ点を獲得するには約０．１秒あるい
は約１００，０００マイクロ秒を要する。

【０１３８】対照的に、サンプリング式信号アナライザ
１０がデータの獲得を開始するときは、データ点の全体
の時間記録が獲得される。ＳＳＯ１６の周波数はたとえ
ば１０ＭＨｚから２０ＭＨｚの間の周波数に設定され
る。１０ＭＨｚの最低周波数においてさえ、１００ナノ
秒ごとに一つのデータ点が獲得される。したがって、サ
ンプリング式信号アナライザ１０が逐次サンプリングデ
ジタイジングオシロスコープと同じ１，０００のデータ
点を獲得するには１００Ｅ−９×１Ｅ３あるいは１００
Ｅ−６秒（１００マイクロ秒）を要するのみである。こ
の結果サンプリング式信号アナライザ１０の更新速度は
より速くなる。したがってサンプリング式信号アナライ
ザ１０と逐次サンプリングデジタイジングオシロスコー
プの間の第３の主要な相違点は、サンプリング式信号ア
ナライザは時間記録全体を獲得し、オシロスコープは単
一の点を獲得することである。サンプリング式信号アナ
ライザ１０とネットワークアナライザシステムのデータ
獲得動作を比較対照する。ネットワークアナライザシス
テムでは可変周波数源の信号はＤＵＴと基準チャンネル
に入力される。この周波数源によって生成される信号に
応答するＤＵＴの出力が基準チャンネル信号と比較され
る。

【０１３９】あるネットワークアナライザシステムでは
局部発振器周波数が基準入力によって決まる一定のＩＦ
周波数を維持するように設定される。このＩＦ周波数が
基準周波数から変化し始めると、位相ロック回路が局部
発振器周波数を変更してＩＦ周波数を一定に保つ。ＤＵ
Ｔ応答の測定の間、ソース周波数は固定の開始周波数か
ら固定の停止周波数の範囲にわたり、ＤＵＴをある与え
られた周波数範囲で試験する。ソース周波数が変化し始
めると、位相ロック回路がそれに応答してＩＦ周波数を
一定に保つ。

【０１４０】また、別のネットワークアナライザシステ
ムでは局部発振器周波数は開始周波数から停止周波数ま
でスリューするように設定される。局部発振器周波数が
変化するにつれて位相ロック回路がソース周波数を変化
させてＩＦ周波数を一定に保つ。いずれのネットワーク
アナライザシステムにおいてもＩＦ周波数は一定に保た
れる。したがって、ネットワークアナライザシステム中
のＩＦ通路は１０ｋＨｚ以下の帯域幅を有する通過帯域
と考えることができる。ネットワークアナライザシステ
ムを用いた測定は周波数変換を採用して達成される。す
なわち、測定すべき入力信号の周波数がＩＦの周波数に
変換され、帯域幅が制限される。

【０１４１】対照的に、サンプリング式信号アナライザ
１０においてはＩＦは０Ｈｚ（直流）から１０ＭＨｚあ
るいはそれ以下の低域通過と考えることができる。さら
にサンプリング式信号アナライザ１０を用いた測定は周
波数圧縮の採用を追加して達成される。すなわち、サン
プリング式信号アナライザ１０は直流から４０ＧＨｚま
での周波数帯域全体をＩＦの帯域幅に周波数圧縮する。
サンプリング式信号アナライザ１０とベクトルネットワ
ークアナライザシステムの主要な相違点は、サンプリン
グ式信号アナライザがその測定に周波数変換と周波数圧
縮を採用した低域通過、広帯域のＩＦ信号測定装置であ
り、ベクトルネットワークアナライザシステムはその測
定に周波数変換のみを採用した帯域通過、狭帯域のＩＦ
信号測定装置であることである。

【０１４２】想定の領域においては、マイクロ波入力信
号を信号パラメータが測定あるいは観察されるより低い
周波数に変換する周知のデータサンプリング信号測定機
器は測定帯域幅と同じ大きさの処理帯域幅（ＩＦ帯域
幅）を要する。しかし、繰り返しサンプリング技術で入
力信号を周波数変換および周波数圧縮するサンプリング
式信号アナライザ１０は同じ測定を行うのに非常に小さ
な処理帯域幅しか必要としない。

【０１４３】たとえばサンプリング信号の調波を１ＧＨ
ｚの基本周波数から１ｋＨｚだけずらすサンプリングレ
ートで１ＧＨｚの持続波（ＣＷ）信号（調波を有する基
本周波数）をサンプリングすると、始めの４０の調波
（４０ＧＨｚの測定帯域幅）が４０ｋＨｚの処理帯域幅
に周波数変換および周波数圧縮される。さらに、より広
い処理帯域幅を利用できる場合、ＩＦ信号をフィルタリ
ング（通常低域通過）して入力信号が周波数変換および
周波数圧縮された領域の外側のＩＦ周波数に変換される
汚染信号あるいは雑音を除去することができる。

【０１４４】ここで繰り返しサンプリング技術はパルス
化された無線周波数（ＲＦ）信号等の変調された入力信
号に対しても同等に有効である。従来のようにトリガー
される逐次サンプリングデジタイジングオシロスコープ
については、トリガー信号は変調繰り返し速度に対応す
る速度で発生しなければならない。サンプリング式信号
アナライザ１０の場合にはサンプリング周波数はそのサ
ンプリング周波数の調波（あるいは基本周波数）が変調
繰り返し速度からその周波数がわずかにずれるように選
定しなければならない。ここでも、逐次サンプリングデ
ジタイジングオシロスコープに対してサンプリング式信
号アナライザ１０が優れている点は、信号対雑音比の向
上もしくは汚染信号の除去のためにＩＦ周波数をフィル
タリングする（櫛形帯域通過）ことができることであ
る。

【０１４５】サンプリング式信号アナライザ１０はパネ
ル化されたＲＦ信号をさらに処理するためにＩＦ帯域幅
に周波数変換および周波数圧縮するため、パルス化され
たＲＦ装置の特徴付けを従来のパルス化ネットワークア
ナライザシステムで可能であったものよりはるかに大き
い変調帯域幅を用いて行うことができる。これは従来の
パルス化ネットワークアナライザシステムは周波数変換
技術のみによるためである。サンプリング式信号アナラ
イザ１０のための復元可能な変調帯域幅はＲＦ入力帯域
幅と同じ大きさとすることができ、一方、パルス化ネッ
トワークアナライザシステムは復元可能な変調帯域幅は
ネットワークアナライザのＩＦ帯域幅に制限される。

【０１４６】パルス化ＲＦ装置の高速ターンオンあるい
はターンオフ特性の測定には広い帯域幅変調の忠実な再
生が必要である。これはサンプリング式信号アナライザ
１０が大きな利点を発揮する測定である。従来のパルス
化ネットワークアナライザシステムと同様、サンプリン
グ式信号アナライザ１０もまたキャリア周波数あるいは
キャリア電力をパルスへの（選択可能な）特定の時間遅
延で掃引するように構成することができる。しかし、パ
ルス化ネットワークアナライザシステムと違い、測定を
非常に高速なＲＦ装置のターンオンのあるいはターンオ
フ遷移中に行うことができる。前述したように、サンプ
リング式信号アナライザ１０は入力信号周波数を知るか
あるいは識別することによって、また所望の時間増分で
入力信号のサンプリングの瞬間を歳差運動させるサンプ
リング信号発振器周波数を合成することによって所望の
時間範囲にわたってトレースを獲得する。“パルスプロ
ファイリング法”と呼ばれる別のデータ獲得法もまたサ
ンプリング式信号アナライザ１０で可能であり、これに
ついて次に説明する。

【０１４７】ＳＳＯ１６の周波数が図１３の符号５０２
に示すように入力信号周波数の正確な分数調波となるよ
うに合成されると、サンプリングの瞬間は入力信号中で
歳差運動しないが、図１３の符号５０４、５０６、５０
８、５１０および５１２に示すように入力信号の特定の
瞬間のサンプリングを継続する。連続するデータサンプ
ルは離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）でフィルタリングさ
れ、ノイズからの瞬時信号電圧その他の非干渉性の信号
が抽出される。フィルタリングされた結果は図１３の符
号５１４に示すようにその結果得られる時間表示上の一
つのデータ点を表す。フィルタリングの量はオペレータ
制御パネル２８上の数字キーを用いて相当するフィルタ
ー帯域幅を入力することによって調節可能とすることが
好適である。このフィルター帯域幅の値によってステッ
プ５１０に示すようにＤＦＴによって演算されるサンプ
のル所望の数が決まる。

【０１４８】次に、時間掃引モードにおける入力信号上
のある瞬間から次の瞬間ヘの歳差運動が図１３の符号５
１６に示すようにＳＳＯ１６の制御された位相ずれによ
って達成される。この位相ずれはサンプリングの瞬間を
入力信号に対してある既知の量だけ遅延させるのに用い
られる。サンプリングの瞬間が遅延されると、このフィ
ルタリング処理を再度開始することができ、その結果得
られるフィルタリングされた値は次に表示すべき点とし
て記憶することができる。この処理は図１３の符号５２
２に示すようにトレース全体が獲得されるまでくり返さ
れる。ＳＳＯ１６と入力信号との間の初期の位相ずれは
わかっていない。したがって、電圧が所定の“ＩＦトリ
ガー電圧”を越える入力信号上の瞬間にサンプリング点
を移動させるようにＳＳＯ１６の生成する信号の位相を
位置合わせする手順がステップ５０６に示すように実行
される。これはそれぞれのサンプリングの瞬間の測定電
圧が“ＩＦトリガー電圧”と比較され、そのときＳＳＯ
１６の位相が少量増分あるいは減分されてサンプリング
の瞬間を入力信号に対して時間的に前方あるいは後方に
移動される反復サーチとして実行することができる。

【０１４９】このパルスプロファイリング法はパルス化
されたＲＦ信号、あるいは一般に変調信号によって刺激
される装置を特性化するのに有効である。これらの信号
に対しては、ＳＳＯ１６の周波数が入力繰り返し速さ
（変調速さ）の正確な分数調波となるように合成され
る。これによってサンプリングの瞬間は変調包絡線上の
特定の点に固定されたままとなる。このパルスプロファ
イリング法ではキャリア周波数が変調周波数の正確な調
波ではないことが要求される。サンプリング式信号アナ
ライザ１０が刺激／応答セットアップの合成ソースで構
成されるとき、ステップ５０４に示すように、キャリア
周波数はこの条件が維持されるように自動的に調整され
る。

【０１５０】キャリアが変調速さの正確な倍数（あるい
は調波）である周波数である場合、サンプリングの瞬間
はキャリア波形の同じ位相を繰り返しサンプリングす
る。これは事実ではないため、キャリア周波数の位相
は、ＳＳＯ１６にってイネーブルされたサンプリングの
瞬間の間で歳差運動する。したがって、サンプリングの
瞬間は変調包絡線に関して時間的に固定されたままであ
るが、連続的なデータサンプルはキャリア上の位相の固
定歳差運動を反映する。

【０１５１】次にこの正弦波の大きさと位相が判定され
る。これはステップ５１４に示すようにサンプリングさ
れたデータ値にＤＦＴを実行することによって達成され
る。時間掃引モードでは、キャリア周波数の大きさと位
相が変調包絡線に関して特定の時点で判定されると、Ｓ
ＳＯ１６の位相は制御された量だけ移動してサンプリン
グの瞬間が変調包絡線にそって所望の量だけ移動され
る。

【０１５２】ＤＦＴに加えられるデータサンプル（Ｎ）
の数（すなわち、データに加えられるフィルタリングの
量）はオペレータによって調整可能であることが好適で
ある。ＤＦＴはキャリア周波数の大きさと位相特性の判
定のためにのみ採用されなければならないのではなく、
その代わりにキャリア周波数の調波（調波掃引）あるい
は（ベースバンド漏れあるいはパルス上の“ビデオフィ
ードスルー”を測定するために）直流に同調することも
できることを指摘しておかねばならない。またＤＦＴは
フィルタリング動作であるため、このパルスプロファイ
リング法は望ましくない人工物の除去にも有効であるこ
とを指摘しておかねばならない。たとえば、通常の逐次
サンプリングデータ獲得法に見られるベースバンド漏れ
やキャリア調波が除去される。

【０１５３】パルスプロファイリング動作モードはまた
パルス化されたＲＦ信号が刺激として用いられるとき、
周波数掃引モードや電力掃引モードにも用いることがで
きる。動作上の唯一の相違点は、大きさと位相の判定の
終了時にＳＳＯ１６の位相が変化しないことである。時
間掃引モードで位相が変化する理由はサンプリングの瞬
間を変調包絡線に対して移動させるためである。周波数
および電力掃引モードではサンプリングの瞬間は変調包
絡線に対して一定に保たれる。かわりに図１３の符号５
１８あるいは５２０に示すように、キャリア周波数ある
いはキャリア電力が大きさと位相の判定の終了時に増分
（あるいは減分）される。

【０１５４】パルスプロファイリングを実行するための
ファームウエアの一例を挙げる。この組合せファームウ
エアは主マイクロプロセッサ２４１の実行するファーム
ウエアＤＳＰマイクロプロセッサ２２１Ａの実行するア
ッセンブリーファームウエアのＣ言語バージョンであ
る。つまり、マイクロ波信号の分析に用いられるツール
はごくわずかしかない。電力計、カウンター、スペクト
ラムアナライザ、および逐次サンプリングデジタイジン
グオシロスコープである。三つもの調波を有する６ＧＨ
ｚの入力信号の分析について、また既存のツールがこの
入力信号についてなにを判定できるかを考えてみる。こ
れらの機器は４０ＧＨｚの帯域幅を有するものと仮定す
る。

【０１５５】電力計は入力にどれだけの総電力があるか
を基本周波数と調波の双方について測定する。これは調
波やあるいは波形が存在する場合基本周波数を判定する
ことができない。雑音が帯域幅に比例し、したがってこ
の電力計はその入力において４０ＧＨｚの雑音に応答す
るため感度が悪い。カウンターは入力が６ＧＨｚである
ことを判定することができる。しかし、振幅、すなわち
調波や波形の存在を表示できない。このカウンターはま
た４０ＧＨｚの雑音に応答するため感度が悪い。

【０１５６】スペクトラムアナライザは振幅対周波数の
表示を提供する。このためには、入力信号の基本周波数
が何であるかの判定を行うことができる、すなわち調波
の存在とその振幅を判定することができる。これは波形
を表示しない。なぜなら基本周波数と調波を同時に測定
することも、また位相を測定することもできないためで
ある。これが応答する雑音はその分解能帯域幅にある雑
音だけであり、これは小さくできるため、感度は良好で
ある。逐時サンプリングデジタイジングオシロスコープ
は波形を表示することができる。このために、最近のモ
デルは周波数を判定することができる。またＦＦＴを用
いて調波とその振幅を示すこともできる。しかし、入力
感度がわるい。これはその入力で４０ＧＨｚの雑音に応
答するためである。さらに悪いことは、逐時サンプリン
グデジタイジングオシロスコープは大きなトリガー入力
を必要とし、それでもなお高周波数入力ではトリガーし
ないことである。

【０１５７】しかし、この状況が入力に５ＧＨｚの信号
が加わることによって複雑になる場合を想定する。電力
計はこの結合電力を読み取る。これは無意味である。カ
ウンターは大きいほうの信号の周波数を読み取る、ある
いは全く意味のない表示をする。スペクトラムアナライ
ザはこの追加の入力に応答して始めの信号に加えてそれ
を表示する。しかし依然として波形は表示できない。逐
時サンプリングデジタイジングオシロスコープは意味の
ある表示を提供できない。それは多数の入力信号ではト
リガーできないためである。

【０１５８】対照的に、サンプリング式信号アナライザ
１０は、（スペクトラムアナライザを除く）すべての機
器のように感度を悪化させる２０ＧＨｚの雑音にさらさ
れず、スペクトラムアナライザのように帯域通過フィル
ターを一つしか持たず、そのために波形を得るための調
波の相対位相の獲得が妨げられるということもなく、す
べての基本周波数とその調波を含む入力信号を有効に獲
得し、波形を表示する。下の表はこれらの機器の特性比
較をまとめたものである。

【０１５９】

【表１】

【０１６０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いるこ
とにより、被測定入力信号のレベルに応答して直接的に
トリガ信号を発生する高速トリガー回路が不必要とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】既知の逐次サンプリングデジタイジングオシロ
スコープのブロック図である。

【図２】図１の装置による入力信号のサンプリングを示
す図である。

【図３】図１の装置によるサンプリング間の高周波入力
信号の多数サイクルの発生を示す図である。

【図４】本発明の一実施例を組み込んだマイクロ波遷移
アナライザシステムのブロック図である。

【図５】図４に示す装置の概略回路図である。

【図６】サンプルデータ点が入力信号波形を通して歳差
運動をするように選択されたサンプリング信号発振器周
波数を示す図である。

【図７】サンプルデータ点が入力信号波形を通して逆戻
りするように選択されたサンプリング周波数を示す図で
ある。

【図８】サンプリング信号の周波数スペクトラムを示す
図である。

【図９】中間周波信号の周波数スペクトラムを示す図で
ある。

【図１０】本発明による入力信号識別方法の一実施例の
流れ図である。

【図１１】本発明に従って構成された櫛形帯域を示す図
である。

【図１２】本発明による位相トリガリング方法の一実施
例の流れ図である。

【図１３】本発明によるパルスプロファイリング方法の
一実施例の流れ図である。

【符号の説明】

１１：メインフレーム／表示回路、１４：サンプラー １６：可変周波数サンプリング信号発振器 １８：ＩＦスケーリングおよびフィルタリング回路 ２０：アナログ／デジタル変換器、２２：デジタル信号
処理回路 ２４：制御回路

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【手続補正書】

【提出日】平成４年１２月２４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図１】既知の逐次サンプリングデジタイジングオシロ
スコープのブロック図である。

【図２】図１の装置による入力信号のサンプリングを示
す図である。

【図３】図１の装置によるサンプリング間の高周波入力
信号の多数サイクルの発生を示す図である。

【図４】本発明の一実施例を組み込んだマイクロ波遷移
アナライザシステムのブロック図である。

【図５Ａ】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｂ．１】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｂ．２】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｃ】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｄ】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｅ】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｆ．１】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｆ．２】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｇ．１】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｇ．２】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｈ．１】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｈ．２】図４に示す装置の概略回路図である。

【図５Ｈ．３】図４に示す装置の概略回路図である。

【図６】サンプルデータ点が入力信号波形を通して歳差
連動をするように選択されたサンプリング信号発振器周
波数を示す図である。

【図７】サンプルデータ点が入力信号波形を通して逆戻
りするように選択されたサンプリング周波数を示す図で
ある。

【図８】サンプリング信号の周波数スペクトラムを示す
図である。

【図９】中間周波信号の周波数スペクトラムを示す図で
ある。

【図１０Ａ】本発明による入力信号識別方法の一実施例
の流れ図である。

【図１０Ｂ】本発明による入力信号識別方法の一実施例
の流れ図である。

【図１１】本発明に従って構成された櫛形帯域を示す図
である。

【図１２】本発明による位相トリガリング方法の一実施
例の流れ図である。

【図１３】本発明によるパルスプロファイリング方法の
一実施例の流れ図である。

【符号の説明】 １１：メインフレーム／表示回路、１４：サンプラー １６：可変周波数サンプリング信号発振器 １８：ＩＦスケーリングおよびフィルタリング回路 ２０：アナログ／デジタル変換器、２２：デジタル信号
処理回路 ２４：制御回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョン・エー・ウェンドラー アメリカ合衆国カリフォルニア州サンタ・ ローザ・ダンベック・アベニュー 1009 (72)発明者 スティーブン・アール・ピーターソン アメリカ合衆国カリフォルニア州サンタ・ ローザ・ラスティー・ドライブ 438 (72)発明者 ロナルド・ジェー・ホーガン アメリカ合衆国カリフォルニア州サンタ・ ローザ・ブレイク・プレイス 1711

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号を受信する手段と、 前記入力信号の受信に依存しない複数の周期的信号を発
   生する手段と、 前記複数の周期的信号の各々に応答して前記入力信号を
   サンプリングし、前記入力信号の周波数成分が適正なス
   ペクトル順で順序づけられるよう前記入力信号を中間周
   波信号に周波数変換し、周波数圧縮する手段と、 前記中間周波信号に応答して前記中間周波信号を所定の
   帯域幅に帯域幅制限する手段と、 前記帯域幅制限された中間周波信号に応答して、前記入
   力信号の前記波形を再構築するために前記中間周波信号
   に含まれる、基本波と調波関係にある周波数成分との間
   の位相関係を保持しつつ、前記帯域幅制限された中間周
   波信号を処理する手段と、 を備えて成る繰り返し信号を解析する装置。