JP3311889B2 - サンプリング信号発生回路 - Google Patents
サンプリング信号発生回路Info
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R13/00—Arrangements for displaying electric variables or waveforms
- G01R13/20—Cathode-ray oscilloscopes
- G01R13/22—Circuits therefor
- G01R13/34—Circuits for representing a single waveform by sampling, e.g. for very high frequencies
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデジタルオシロスコー
プ、サンプリングデジタイザ、ＦＦＴアナライザ等の、
被測定信号をデジタル信号に変換し、サンプリングする
装置に関するものである。
プ、サンプリングデジタイザ、ＦＦＴアナライザ等の、
被測定信号をデジタル信号に変換し、サンプリングする
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来からこのようなサンプリング装置で
は、サンプリングの周波数を発振回路の原発振から分周
回路により、分周して発生していた。その従来技術の構
成例を図６に示す。
は、サンプリングの周波数を発振回路の原発振から分周
回路により、分周して発生していた。その従来技術の構
成例を図６に示す。
【０００３】本図において、２は原発振回路、１２は制
御部、１４はサンプリングタイミング制御部、１５は入
力端子、１６は増幅器、１７はＡ／Ｄ変換器、１８はア
クイジションメモリ、１０１はｍ分周回路、１０２はｎ
分周回路、１０３はｐ分周回路、２４は切り換え回路で
ある。
御部、１４はサンプリングタイミング制御部、１５は入
力端子、１６は増幅器、１７はＡ／Ｄ変換器、１８はア
クイジションメモリ、１０１はｍ分周回路、１０２はｎ
分周回路、１０３はｐ分周回路、２４は切り換え回路で
ある。
【０００４】入力端子１５から入力された信号は、サン
プリングタイミング制御部１４からの制御により、Ａ／
Ｄ変換器１７でＡ／Ｄ変換され、アクイジションメモリ
１８に取り込まれる。このＡ／Ｄ変換およびアクイジシ
ョンメモリ１８への取り込みのタイミングは、サンプリ
ングタイミング制御部１４に入力されるサンプリング周
波数により決定されている。
プリングタイミング制御部１４からの制御により、Ａ／
Ｄ変換器１７でＡ／Ｄ変換され、アクイジションメモリ
１８に取り込まれる。このＡ／Ｄ変換およびアクイジシ
ョンメモリ１８への取り込みのタイミングは、サンプリ
ングタイミング制御部１４に入力されるサンプリング周
波数により決定されている。
【０００５】原発振回路２から出力される信号ｆｏは、
ｍ分周回路１０１、ｎ分周回路１０２、・・・、ｐ分周
回路１０３により順次に分周される。ここでｍ分周回路
１０１の出力周波数はｆｏ／ｍ、ｎ分周回路１０２の出
力周波数はｆｏ／（ｍ×ｎ）、さらにｐ分周回路１０３
の出力周波数はｆｏ／（ｍ×ｎ×・・・×ｐ）となる。
ｍ分周回路１０１、ｎ分周回路１０２、・・・、ｐ分周
回路１０３により順次に分周される。ここでｍ分周回路
１０１の出力周波数はｆｏ／ｍ、ｎ分周回路１０２の出
力周波数はｆｏ／（ｍ×ｎ）、さらにｐ分周回路１０３
の出力周波数はｆｏ／（ｍ×ｎ×・・・×ｐ）となる。
【０００６】これらの分周された信号は、切り換え回路
２４に入力される。切り換え回路２４は、制御部１２か
らの制御信号により、どの入力をサンプリング周波数ｆ
ｓとするかを切り換える。ここでｍ、ｎ、・・・、ｐを
正数とするとサンプリング周波数ｆｓは原発振の周波数
ｆｏの１／正数の値しか得られない。
２４に入力される。切り換え回路２４は、制御部１２か
らの制御信号により、どの入力をサンプリング周波数ｆ
ｓとするかを切り換える。ここでｍ、ｎ、・・・、ｐを
正数とするとサンプリング周波数ｆｓは原発振の周波数
ｆｏの１／正数の値しか得られない。
【０００７】ところで、デジタルオシロスコープでは通
常時間軸レンジに従ってサンプリングレートが決まる。
この時間軸レンジはステップ式となっており、中間の値
が設定できないため、波形の周波数、周期等の状況によ
っては観測しにくい場合がある。例えば、図４の被観測
波形の表示例（ａ）に示すように、５ｍｓｅｃ／ｄｉｖ
（ａ）で観測している波形の１周期を管面全体を使い表
示（拡大表示）したいようなとき、時間軸レンジを変更
する。しかし、時間軸レンジはステップ式であるため、
５ｍｓｅｃ／ｄｉｖの次の時間軸レンジは２ｍｓｅｃ／
ｄｉｖであるため、（ｂ）に示す波形のように、波形の
一部が欠けてしまい、１周期を表示することができな
い。
常時間軸レンジに従ってサンプリングレートが決まる。
この時間軸レンジはステップ式となっており、中間の値
が設定できないため、波形の周波数、周期等の状況によ
っては観測しにくい場合がある。例えば、図４の被観測
波形の表示例（ａ）に示すように、５ｍｓｅｃ／ｄｉｖ
（ａ）で観測している波形の１周期を管面全体を使い表
示（拡大表示）したいようなとき、時間軸レンジを変更
する。しかし、時間軸レンジはステップ式であるため、
５ｍｓｅｃ／ｄｉｖの次の時間軸レンジは２ｍｓｅｃ／
ｄｉｖであるため、（ｂ）に示す波形のように、波形の
一部が欠けてしまい、１周期を表示することができな
い。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】前述の従来技術では分
周回路で１／正数の分周しかできないため、サンプリン
グ周波数として離散的な値しか設定できず、連続して周
波数を可変することができないという欠点がある。すな
わち、一例として原発振周波数ｆｏ＝１０ＭＨｚとした
場合、ｆｏ／２＝５ＭＨｚ、ｆｏ／３＝３．３３ＭＨ
ｚ、ｆｏ／４＝２．５ＭＨｚ等の周波数を得ることは可
能だが、８ＭＨｚ、７ＭＨｚ、４ＭＨｚ等の周波数は得
られない。
周回路で１／正数の分周しかできないため、サンプリン
グ周波数として離散的な値しか設定できず、連続して周
波数を可変することができないという欠点がある。すな
わち、一例として原発振周波数ｆｏ＝１０ＭＨｚとした
場合、ｆｏ／２＝５ＭＨｚ、ｆｏ／３＝３．３３ＭＨ
ｚ、ｆｏ／４＝２．５ＭＨｚ等の周波数を得ることは可
能だが、８ＭＨｚ、７ＭＨｚ、４ＭＨｚ等の周波数は得
られない。
【０００９】このため、前述のデジタルオシロスコープ
の例では時間軸レンジがステップ式であるため、最適な
時間軸レンジに設定できずに、波形を観測しにくい場合
がある。
の例では時間軸レンジがステップ式であるため、最適な
時間軸レンジに設定できずに、波形を観測しにくい場合
がある。
【００１０】本発明は、このような課題を解決し、連続
してサンプリング周波数を可変できるようにするもので
ある。
してサンプリング周波数を可変できるようにするもので
ある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するために、図１に示すように発振回路の原発振をフ
ェーズロックループ（ＰＬＬと称す）回路により可変
し、この可変した周波数を分周回路により分周し、広範
囲にサンプリング周波数を可変するものである。ＰＬＬ
回路の周波数可変範囲は制御部からの周波数設定データ
により制御され、一方の分周回路の切り換え信号もサン
プリング周波数に対応して制御部より出力される。
成するために、図１に示すように発振回路の原発振をフ
ェーズロックループ（ＰＬＬと称す）回路により可変
し、この可変した周波数を分周回路により分周し、広範
囲にサンプリング周波数を可変するものである。ＰＬＬ
回路の周波数可変範囲は制御部からの周波数設定データ
により制御され、一方の分周回路の切り換え信号もサン
プリング周波数に対応して制御部より出力される。
【００１２】
【作用】その結果、可変ＰＬＬ回路からの連続して可変
された周波数が、分周回路で１／正数に分周されるの
で、この出力は広範囲にわたり連続的に周波数を可変で
きることになる。
された周波数が、分周回路で１／正数に分周されるの
で、この出力は広範囲にわたり連続的に周波数を可変で
きることになる。
【００１３】これは、図５に示すように、可変ＰＬＬ回
路の周波数可変範囲をｆｏ／４〜ｆｏ（Ａの範囲）とす
るとこの間は連続して可変ができる。この周波数を４分
周するとｆｏ／１６〜ｆｏ／４（Ｂの範囲）となり、こ
の間も連続して可変できることになる。全体で見るとｆ
ｏ／１６〜ｆｏの範囲で周波数が連続して可変できるこ
とになる。さらに分周を行うことにより、周波数の可変
範囲をさらに広げることができる。なお、本図におい
て、Ａの範囲とＢの範囲は重複しない場合を示している
が、これらの範囲は重複してもかまわない。
路の周波数可変範囲をｆｏ／４〜ｆｏ（Ａの範囲）とす
るとこの間は連続して可変ができる。この周波数を４分
周するとｆｏ／１６〜ｆｏ／４（Ｂの範囲）となり、こ
の間も連続して可変できることになる。全体で見るとｆ
ｏ／１６〜ｆｏの範囲で周波数が連続して可変できるこ
とになる。さらに分周を行うことにより、周波数の可変
範囲をさらに広げることができる。なお、本図におい
て、Ａの範囲とＢの範囲は重複しない場合を示している
が、これらの範囲は重複してもかまわない。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の全体構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【００１５】本図において１はサンプル制御部、１ａは
周波数設定データ、１ｂは分周比切り換え信号、２は原
発振回路、９は可変ＰＬＬ回路、１０は可変分周回路、
ｆｓは本発明により連続的に可変することができる出力
信号である。
周波数設定データ、１ｂは分周比切り換え信号、２は原
発振回路、９は可変ＰＬＬ回路、１０は可変分周回路、
ｆｓは本発明により連続的に可変することができる出力
信号である。
【００１６】図２は本発明の具体例を示したブロック図
であり、図１における可変ＰＬＬ回路９および可変分周
回路１０をより具体的な回路構成で示したものである。
であり、図１における可変ＰＬＬ回路９および可変分周
回路１０をより具体的な回路構成で示したものである。
【００１７】以下この発明の一実施例を図２により説明
する。
する。
【００１８】１はサンプリングレートを制御するサンプ
ル制御部で、連続的に周波数を変更するための周波数設
定データ１ａとステップ的にサンプリング周波数を変更
するための分周比切り換え信号１ｂ（複数の設定が必要
な場合はｎ種類）を出力する。
ル制御部で、連続的に周波数を変更するための周波数設
定データ１ａとステップ的にサンプリング周波数を変更
するための分周比切り換え信号１ｂ（複数の設定が必要
な場合はｎ種類）を出力する。
【００１９】例えば、後に詳細に説明するデジタルオシ
ロスコープにおいては分周切り換え信号１ｂは時間軸レ
ンジ情報（１ｍｓ／ｄｉｖ等のステップ的に変化する設
定情報：例えば１−２−５ステップの２１段切り換え
等）で、周波数設定データ１ａは時間軸バリアブル情報
（すなわち、管面上に表示された信号波形をどの程度圧
縮して表示するかの情報）となる。
ロスコープにおいては分周切り換え信号１ｂは時間軸レ
ンジ情報（１ｍｓ／ｄｉｖ等のステップ的に変化する設
定情報：例えば１−２−５ステップの２１段切り換え
等）で、周波数設定データ１ａは時間軸バリアブル情報
（すなわち、管面上に表示された信号波形をどの程度圧
縮して表示するかの情報）となる。
【００２０】デジタルオシロスコープの場合、時間軸レ
ンジ情報が高速の設定の場合は、当然、サンプル周波数
ｆｓは高い周波数（例えば１００ＭＨｚ）が必要とな
る。一方、時間軸バリアブル情報が例えば２／３の場
合、（すなわち、管面上の波形を時間軸方向に２／３に
圧縮して表示する場合）、サンプル周波数ｆｓは設定さ
れている時間軸レンジ情報における周波数の２／３の周
波数となる。 ２は原発振回路であり、基準となる周波
数ｆｏを出力する。この原発振回路は、本発明のサンプ
リング周波数発生回路を用いる装置（例えばデジタルオ
シロスコープ）内部で発生してもよいし、外部から入力
された周波数を用いてもよく、サンプリングするための
なんらかの基準となっていればよい。第１のＮ分周器４
および第２のＭ分周器３は、それぞれ入力された周波数
をＭおよびＮ分周する回路（Ｍ、Ｎは最適な例として正
の整数で、Ｍ、Ｎの大小関係は限定されない）である。
これらの出力はそれぞれｆＭおよびｆＮの周波数であ
る。５は位相比較器であり、２つの入力信号の位相差を
検出し、その差分をＶ ＤＥＴ信号として出力する。６
は積分回路であり、Ｖ ＤＥＴ信号を直流に変換する働
きをする。７の電圧制御発振器は入力電圧に対応した周
波数ｆ ＯＵＴを出力するものである。１０は可変分周
回路で８は分周器、２１は分周器８の選択スイッチであ
る。、これら分周器８、選択スイッチ２１は分周する割
り合いに応じて複数個が用いられる場合もあるし、それ
ぞれの分周器８内の分周比を切りかえることもありう
る。
ンジ情報が高速の設定の場合は、当然、サンプル周波数
ｆｓは高い周波数（例えば１００ＭＨｚ）が必要とな
る。一方、時間軸バリアブル情報が例えば２／３の場
合、（すなわち、管面上の波形を時間軸方向に２／３に
圧縮して表示する場合）、サンプル周波数ｆｓは設定さ
れている時間軸レンジ情報における周波数の２／３の周
波数となる。 ２は原発振回路であり、基準となる周波
数ｆｏを出力する。この原発振回路は、本発明のサンプ
リング周波数発生回路を用いる装置（例えばデジタルオ
シロスコープ）内部で発生してもよいし、外部から入力
された周波数を用いてもよく、サンプリングするための
なんらかの基準となっていればよい。第１のＮ分周器４
および第２のＭ分周器３は、それぞれ入力された周波数
をＭおよびＮ分周する回路（Ｍ、Ｎは最適な例として正
の整数で、Ｍ、Ｎの大小関係は限定されない）である。
これらの出力はそれぞれｆＭおよびｆＮの周波数であ
る。５は位相比較器であり、２つの入力信号の位相差を
検出し、その差分をＶ ＤＥＴ信号として出力する。６
は積分回路であり、Ｖ ＤＥＴ信号を直流に変換する働
きをする。７の電圧制御発振器は入力電圧に対応した周
波数ｆ ＯＵＴを出力するものである。１０は可変分周
回路で８は分周器、２１は分周器８の選択スイッチであ
る。、これら分周器８、選択スイッチ２１は分周する割
り合いに応じて複数個が用いられる場合もあるし、それ
ぞれの分周器８内の分周比を切りかえることもありう
る。
【００２１】以下この動作について説明する。
【００２２】サンプル制御部１からの周波数設定データ
１ａは第１の分周器、Ｎ分周器４および第２の分周器Ｍ
分周器３それぞれの分周比を設定する。この分周器によ
り分周された周波数ｆＭおよびｆＮはそれぞれｆＭ＝ｆ
ＯＵＴ／Ｍ、ｆＮ＝ｆｏ／Ｎとなる。
１ａは第１の分周器、Ｎ分周器４および第２の分周器Ｍ
分周器３それぞれの分周比を設定する。この分周器によ
り分周された周波数ｆＭおよびｆＮはそれぞれｆＭ＝ｆ
ＯＵＴ／Ｍ、ｆＮ＝ｆｏ／Ｎとなる。
【００２３】ｆＭおよびｆＮは位相比較器５に入力さ
れ、ここでｆＭとｆＮの位相差に担当するパルス幅の信
号Ｖ ＤＥＴが出力され、積分回路６でこれが直流電圧
に変換され、この電圧変化により、電圧制御発振器７か
らの出力周波数ｆ ＯＵＴが変化する。このｆ ＯＵＴ
が再びＭ分周器３に入力されることによりｆ ＯＵＴは
ｆｏ×Ｍ／Ｎの周波数でフェーズロックされる。
れ、ここでｆＭとｆＮの位相差に担当するパルス幅の信
号Ｖ ＤＥＴが出力され、積分回路６でこれが直流電圧
に変換され、この電圧変化により、電圧制御発振器７か
らの出力周波数ｆ ＯＵＴが変化する。このｆ ＯＵＴ
が再びＭ分周器３に入力されることによりｆ ＯＵＴは
ｆｏ×Ｍ／Ｎの周波数でフェーズロックされる。
【００２４】ここで、ＮおよびＭの値は周波数設定デー
タ１ａにより決定され、ＮおよびＭの分解能が高いほど
連続性がよくなる（この実施例においてはこれらの設定
データ等はデジタル的な処理であるため、厳密には完全
な連続とは言えないがアナログ的な処理で行えば連続可
変も可能となる）。しかし、分周数が大きくなると応答
も遅くなり、また、位相比較器５、積分回路６、電圧制
御発振器７も一般にそれほど分解能がとれないので、広
範囲にわたる周波数の可変は困難となる。
タ１ａにより決定され、ＮおよびＭの分解能が高いほど
連続性がよくなる（この実施例においてはこれらの設定
データ等はデジタル的な処理であるため、厳密には完全
な連続とは言えないがアナログ的な処理で行えば連続可
変も可能となる）。しかし、分周数が大きくなると応答
も遅くなり、また、位相比較器５、積分回路６、電圧制
御発振器７も一般にそれほど分解能がとれないので、広
範囲にわたる周波数の可変は困難となる。
【００２５】すなわち、ｆＯＵＴ＝ｆｏ×Ｍ／Ｎにおい
て、例えば原発振回路２の周波数ｆｏ＝１０ＭＨｚ固定
としＭおよびＮが１〜３２（５ビット相当）の値をとる
とすると、ｆＯＵＴはｆｏ×１／３２、ｆｏ×１／３
１、ｆｏ×１／３０、・・・、ｆｏ×１／１７、ｆｏ×
１／１６（＝ｆｏ×２／３２）、ｆｏ×２／３１、ｆｏ
×２／３０（＝ｆｏ×１／１５）、・・・、ｆｏ×３０
／１、ｆｏ×３１／１、ｆｏ×３２／１のいずれかの値
となる。
て、例えば原発振回路２の周波数ｆｏ＝１０ＭＨｚ固定
としＭおよびＮが１〜３２（５ビット相当）の値をとる
とすると、ｆＯＵＴはｆｏ×１／３２、ｆｏ×１／３
１、ｆｏ×１／３０、・・・、ｆｏ×１／１７、ｆｏ×
１／１６（＝ｆｏ×２／３２）、ｆｏ×２／３１、ｆｏ
×２／３０（＝ｆｏ×１／１５）、・・・、ｆｏ×３０
／１、ｆｏ×３１／１、ｆｏ×３２／１のいずれかの値
となる。
【００２６】このとき（ｆｏ×１／３１）／（ｆｏ×１
／３２）≒１．０３となり約３％の非連続部分がある。
また、ＭおよびＮが１〜１，０００（１０ビット相当）
の値をとるとするとｆＯＵＴはｆｏ×１／１，０００、
ｆｏ×１／９９９、ｆｏ×１／９９８、・・・ｆｏ×
１，０００／１となりｆｏ×１／９９９／ｆｏ×１／
１，０００≒１．００１で約０．１％となり、連続性が
よくなると同時に可変範囲も広くなる。しかし、デジタ
ルオシロスコープのように時間軸レンジの範囲が非常に
広い場合（たとえば５μｓ／ｄｉｖ〜５０ｓ／ｄｉｖの
場合は１〜１０7の範囲）は、これだけではカバーしき
れない。例えば場合によってはサンプリング周波数は
０．１Ｈｚから１００ＭＨｚにも及ぶ。
／３２）≒１．０３となり約３％の非連続部分がある。
また、ＭおよびＮが１〜１，０００（１０ビット相当）
の値をとるとするとｆＯＵＴはｆｏ×１／１，０００、
ｆｏ×１／９９９、ｆｏ×１／９９８、・・・ｆｏ×
１，０００／１となりｆｏ×１／９９９／ｆｏ×１／
１，０００≒１．００１で約０．１％となり、連続性が
よくなると同時に可変範囲も広くなる。しかし、デジタ
ルオシロスコープのように時間軸レンジの範囲が非常に
広い場合（たとえば５μｓ／ｄｉｖ〜５０ｓ／ｄｉｖの
場合は１〜１０7の範囲）は、これだけではカバーしき
れない。例えば場合によってはサンプリング周波数は
０．１Ｈｚから１００ＭＨｚにも及ぶ。
【００２７】そこで、本発明では分周比切り換え信号１
ｂで、選択スイッチ２１を操作し、分周器８を切り換
え、ｆＯＵＴの信号の分周比を切り換えることで、図５
に示すように広範囲に可変されたサンプリング周波数ｆ
ｓの出力を可能としている。
ｂで、選択スイッチ２１を操作し、分周器８を切り換
え、ｆＯＵＴの信号の分周比を切り換えることで、図５
に示すように広範囲に可変されたサンプリング周波数ｆ
ｓの出力を可能としている。
【００２８】同図において、幅Ａ、Ｂは可変ＰＬＬ回路
９による連続的な周波数可変範囲を示す。さらに、可変
分周回路１０の分周比を切り換えることによりＡ−１
（ｆｏ／４（Ｍ分周器３のＭ、Ｎ分周器４のＮがＮ／Ｍ
＝４）〜ｆｏ（Ｍ分周器３のＭ、Ｎ分周器４のＮがＮ／
Ｍ＝１））、Ａ−２（ｆｏ／１６〜ｆｏ／４）の周波数
を得ることができる。
９による連続的な周波数可変範囲を示す。さらに、可変
分周回路１０の分周比を切り換えることによりＡ−１
（ｆｏ／４（Ｍ分周器３のＭ、Ｎ分周器４のＮがＮ／Ｍ
＝４）〜ｆｏ（Ｍ分周器３のＭ、Ｎ分周器４のＮがＮ／
Ｍ＝１））、Ａ−２（ｆｏ／１６〜ｆｏ／４）の周波数
を得ることができる。
【００２９】また、分周器８を増加することにより、連
続的な周波数可変範囲をより広くすることができる。な
お、本図の可変範囲は一例を示したものであることはい
うまでもない。
続的な周波数可変範囲をより広くすることができる。な
お、本図の可変範囲は一例を示したものであることはい
うまでもない。
【００３０】ここで、分周器８、選択スイッチ２１は、
分周比を任意に切り換えるための一つの方法を示したも
ので、複数種の分周が可能なものならどのような構成で
も差し支えない。
分周比を任意に切り換えるための一つの方法を示したも
ので、複数種の分周が可能なものならどのような構成で
も差し支えない。
【００３１】つぎに、本発明をデジタルオシロスコープ
において実施した場合の一例を図３により説明する。１
３は前述のサンプリング可変周波数発生回路、１１は操
作部でデジタルオシロスコープの機能を操作する各種の
スイッチ等で構成される。そして、ここで操作された時
間軸レンジ情報やバリアブル情報（時間軸レンジにかか
わらず時間軸を連続的に可変する）などは、１２のオシ
ロスコープ制御部に入力される。制御部１２では、操作
部１１の操作にしたがって、入力回路１６の増幅度、減
衰度を変え、また、時間軸レンジやバリアブル情報によ
り、サンプル制御部１にサンプル周波数を可変するため
のデータを送出する。
において実施した場合の一例を図３により説明する。１
３は前述のサンプリング可変周波数発生回路、１１は操
作部でデジタルオシロスコープの機能を操作する各種の
スイッチ等で構成される。そして、ここで操作された時
間軸レンジ情報やバリアブル情報（時間軸レンジにかか
わらず時間軸を連続的に可変する）などは、１２のオシ
ロスコープ制御部に入力される。制御部１２では、操作
部１１の操作にしたがって、入力回路１６の増幅度、減
衰度を変え、また、時間軸レンジやバリアブル情報によ
り、サンプル制御部１にサンプル周波数を可変するため
のデータを送出する。
【００３２】この実施例においては分周比切り換えデー
タ１ｂがステップ式の時間軸レンジ情報、周波数設定デ
ータ１ａが連続的なバリアブル情報である。
タ１ｂがステップ式の時間軸レンジ情報、周波数設定デ
ータ１ａが連続的なバリアブル情報である。
【００３３】ここで発生したサンプル周波数ｆｓは、サ
ンプリングタイミング制御部１４に入力され、Ａ／Ｄ変
換するタイミングとアクイジションメモリの書き込みタ
イミングに適した信号を発生する。
ンプリングタイミング制御部１４に入力され、Ａ／Ｄ変
換するタイミングとアクイジションメモリの書き込みタ
イミングに適した信号を発生する。
【００３４】本発明のサンプリング以外のオシロスコー
プの動作は周知のもので、入力端子１５から入力された
波形信号は入力回路１６を通過し、適当なレベルに調整
され、Ａ／Ｄ変換器１７に入力し、サンプリング信号に
応じてデジタル信号に変換され、アクイジションメモリ
１８に取り込まれる。
プの動作は周知のもので、入力端子１５から入力された
波形信号は入力回路１６を通過し、適当なレベルに調整
され、Ａ／Ｄ変換器１７に入力し、サンプリング信号に
応じてデジタル信号に変換され、アクイジションメモリ
１８に取り込まれる。
【００３５】ここでＡ／Ｄ変換する周波数は、図２の説
明で述べたようにｆｓの周波数に対応した連続的に可変
された周波数である。アクイジションメモリ１８に取り
込まれたデジタル信号は、制御部１２の制御により、表
示メモリ１９に転送され、表示器２０に表示される。
明で述べたようにｆｓの周波数に対応した連続的に可変
された周波数である。アクイジションメモリ１８に取り
込まれたデジタル信号は、制御部１２の制御により、表
示メモリ１９に転送され、表示器２０に表示される。
【００３６】図４により、図３の実施例、すなわち、デ
ジタルオシロスコープにおける波形の表示について説明
する。
ジタルオシロスコープにおける波形の表示について説明
する。
【００３７】図４（ａ）は５ｍｓ／ｄｉｖの時間軸レン
ジで２周期の波形表示を行っているが、これをもっと拡
大して観測するため、時間軸レンジを２ｍｓ／ｄｉｖに
変更すると、（ｂ）のように１周期を観測できない。こ
のような場合、本実施例においては、時間軸のバリアブ
ル調整により、サンプリング周波数を可変し、（ｃ）の
ようにちょうど１画面に１周期の波形を表示することが
できる。 このような操作は任意の周期の入力波形に対
して可能である。このバリアブルの設定をさらに操作す
ることにより、時間軸レンジを変えずに任意に波形の拡
大／縮小が可能となり、希望する目盛りに合致させるこ
とができ、波形の観測の容易性が向上する。
ジで２周期の波形表示を行っているが、これをもっと拡
大して観測するため、時間軸レンジを２ｍｓ／ｄｉｖに
変更すると、（ｂ）のように１周期を観測できない。こ
のような場合、本実施例においては、時間軸のバリアブ
ル調整により、サンプリング周波数を可変し、（ｃ）の
ようにちょうど１画面に１周期の波形を表示することが
できる。 このような操作は任意の周期の入力波形に対
して可能である。このバリアブルの設定をさらに操作す
ることにより、時間軸レンジを変えずに任意に波形の拡
大／縮小が可能となり、希望する目盛りに合致させるこ
とができ、波形の観測の容易性が向上する。
【００３８】なお、以上の説明では原発振回路の出力
は、初めに可変ＰＬＬ回路９に入力し、その出力を可変
分周回路１０に入力しているが、これは初めに可変分周
回路１０により時間軸レンジに応じて原発振周波数を分
周し、次段に可変ＰＬＬ回路９を設けて、バリアブル設
定に応じて分周するようにしてもよいことは言うまでも
ない。
は、初めに可変ＰＬＬ回路９に入力し、その出力を可変
分周回路１０に入力しているが、これは初めに可変分周
回路１０により時間軸レンジに応じて原発振周波数を分
周し、次段に可変ＰＬＬ回路９を設けて、バリアブル設
定に応じて分周するようにしてもよいことは言うまでも
ない。
【００３９】先に述べたように、バリブル時間軸設定は
厳密な意味での連続ではない。たとえば、デジタルオシ
ロスコープでは表示画面の解像度（特に水平方向（時間
軸）の表示画素数例えば３００ドットから１０００ドッ
ト）で制限されるため、それ以上の分解能により連続性
を向上させてもその効果がない。しかしながら、例えば
図２の積分器６にバイアス電圧を加えるような構成にす
ることにより、より連続性をよくした設定も可能にな
る。しかし、この場合、時間軸制度の点で、分周器３と
４のみで可変設定する場合に比べ、時間軸精度は、はる
かに劣化する。
厳密な意味での連続ではない。たとえば、デジタルオシ
ロスコープでは表示画面の解像度（特に水平方向（時間
軸）の表示画素数例えば３００ドットから１０００ドッ
ト）で制限されるため、それ以上の分解能により連続性
を向上させてもその効果がない。しかしながら、例えば
図２の積分器６にバイアス電圧を加えるような構成にす
ることにより、より連続性をよくした設定も可能にな
る。しかし、この場合、時間軸制度の点で、分周器３と
４のみで可変設定する場合に比べ、時間軸精度は、はる
かに劣化する。
【００４０】
【発明の効果】本発明の効果は、サンプリング周波数を
任意に連続的に変化することができることにあり、これ
により、サンプリングした波形を画面上に表示するデジ
タルオシロスコープ等の場合、特に有効となる。すなわ
ち、図４で説明したように、バリアブル操作によりサン
プリング周波数を可変し、ちょうど１画面に１周期の波
形を表示することができる。このようにデジタルオシロ
スコープではバリアブルの設定操作により、時間軸レン
ジを変えずに任意に波形の拡大／縮小が可能となり、希
望する目盛りに合致させることができ、波形の観測、目
視による分析が容易になり、使い勝手が大幅に向上す
る。
任意に連続的に変化することができることにあり、これ
により、サンプリングした波形を画面上に表示するデジ
タルオシロスコープ等の場合、特に有効となる。すなわ
ち、図４で説明したように、バリアブル操作によりサン
プリング周波数を可変し、ちょうど１画面に１周期の波
形を表示することができる。このようにデジタルオシロ
スコープではバリアブルの設定操作により、時間軸レン
ジを変えずに任意に波形の拡大／縮小が可能となり、希
望する目盛りに合致させることができ、波形の観測、目
視による分析が容易になり、使い勝手が大幅に向上す
る。
【図１】本発明の全体構成を示すブロック図。
【図２】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図３】本発明のデジタルオシロスコープでの一実施例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図４】本発明をデジタルオシロスコープへ実施した場
合の管面表示説明図。
合の管面表示説明図。
【図５】本発明の説明図。
【図６】従来例の全体構成を示すブロック図。
１ サンプル制御部、２ 原発振回路、３ Ｍ分周器、
４ Ｎ分周器、５ 位相比較器、６ 積分回路、７ 電
圧制御発振器、８ 分周器、９ 可変ＰＬＬ回路、１０
可変分周回路、２１ 選択スイッチ、１ａ 周波数設
定データ、１ｂ分周切り換え信号
４ Ｎ分周器、５ 位相比較器、６ 積分回路、７ 電
圧制御発振器、８ 分周器、９ 可変ＰＬＬ回路、１０
可変分周回路、２１ 選択スイッチ、１ａ 周波数設
定データ、１ｂ分周切り換え信号
Claims (4)
- 【請求項１】 基準となる周波数を出力する原発振回路
と、該源発振回路から出力される該基準となる周波数を
Ｎ分周する第１の分周器（Ｎは正の整数）と、入力され
る周波数ｆ0utをＭ分周する第１の分周器（Ｍは正の整
数）と、該Ｎ分周された信号と該Ｍ分周された信号の位
相差を検出しその差分をＶ ＤＥＴ信号として出力する
位相比較器と、該Ｖ ＤＥＴ信号を直流に変換する積分
回路と、該直流に変換された信号の電圧に対応した前記
周波数ｆ0utを出力する電圧制御発振器と、該電圧制御
発振器から出力される前記周波数ｆ0utをステップ的に
変更する第３の分周器と、前記第１と第２の分周器のそ
れぞれの分周比を設定するための第１の周波数設定デー
タと前記第３の分周器の分周比をステップ的に変更する
ための第２の周波数設定データとを出力するサンプル制
御部とを備え、 前記第１の周波数設定データによって前記基準となる周
波数を連続的に可変し、前記第２の周波数設定データに
よって前記周波数ｆ0utをステップ的に変更することに
よって、前記原発振回路の発振周波数を連続的に可変す
ることを特徴とするサンプリング信号発生回路 - 【請求項２】 請求項１記載のサンプリング信号発生回
路において、前記第３の分周器は、前記電圧制御発振器
から出力される前記周波数ｆ0utを分周する互いに並列
に接続した複数の分周器と、これら各分周器の出力の中
から前記サンプル制御部からの前記第２の周波数設定デ
ータにより１つの分周器の出力を選択する選択スイッチ
により構成することを特徴とするサンプリング信号発生
回路 - 【請求項３】 入力信号をサンプリングし記憶し更に波
形として表示するデジタルオシロスコープにおいて、基
準となる周波数を出力する原発振回路と、該源発振回路
から出力される該基準となる周波数をＮ分周する第１の
分周器（Ｎは正の整数）と、入力される周波数ｆ0utを
Ｍ分周する第１の分周器（Ｍは正の整数）と、該Ｎ分周
された信号と該Ｍ分周された信号の位相差を検出しその
差分をＶ ＤＥＴ信号として出力する位相比較器と、該
Ｖ ＤＥＴ信号を直流に変換する積分回路と、該直流に
変換された信号の電圧に対応した周波数ｆ0utを出力す
る電圧制御発振器と、該電圧制御発振器から出力される
該周波数ｆ0utをステップ的に変更する第３の分周器
と、前記第１と第２の分周器のそれぞれの分周比を設定
し前記デジタルオシロスコープの時間軸レンジを連続的
に設定する第１の周波数設定データと前記第３の分周器
の分周比をステップ的に変更し前記デジタルオシロスコ
ープの時間軸レンジをステップ的に設定するための第２
の周波数設定データとを出力するサンプル制御部とを備
え、 前記第１の周波数設定データによって前記基準となる周
波数を連続的に可変し、前記第２の周波数設定データに
よって前記周波数ｆ0utをステップ的に変更することに
よって、前記デジタルオシロスコープの時間軸バリアブ
ル情報に対応して前記原発振入力周波数を連続的に可変
することによりサンプリング信号を生成することを特徴
とするデジタルオシロスコープのサンプリング信号発生
回路 - 【請求項４】 請求項３記載のデジタルオシロスコープ
のサンプリング信号発生回路において、前記第３の分周
器は、前記電圧制御発振器から出力される前記周波数ｆ
0utを分周する互いに並列に接続した複数の分周器と、
これら各分周器の出力の中から前記サンプル制御部から
の前記第２の周波数設定データにより１つの分周器の出
力を選択する選択スイッチにより構成することを特徴と
するサンプリング信号発生回路
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02260395A JP3311889B2 (ja) | 1995-02-10 | 1995-02-10 | サンプリング信号発生回路 |
| US08/597,407 US5914592A (en) | 1995-02-10 | 1996-02-08 | Sampling signal generating circuit for sampling apparatus and digital oscilloscope |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02260395A JP3311889B2 (ja) | 1995-02-10 | 1995-02-10 | サンプリング信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08220144A JPH08220144A (ja) | 1996-08-30 |
| JP3311889B2 true JP3311889B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=12087424
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02260395A Expired - Fee Related JP3311889B2 (ja) | 1995-02-10 | 1995-02-10 | サンプリング信号発生回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5914592A (ja) |
| JP (1) | JP3311889B2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| GB2337882B (en) * | 1998-05-26 | 2001-10-31 | Lsi Logic Corp | Method of testing analog to digital converters |
| US6166673A (en) * | 1998-09-29 | 2000-12-26 | National Instruments Corporation | Data acquisition system and method with a selectable sampling rate |
| JP2000284002A (ja) * | 1999-03-29 | 2000-10-13 | Ando Electric Co Ltd | ピーク検出装置、および、ピーク検出方法 |
| CN1175695C (zh) * | 2000-01-12 | 2004-11-10 | 三菱电机株式会社 | 移动通信终端 |
| US6823031B1 (en) * | 2000-01-20 | 2004-11-23 | Wavtrace, Inc. | Automated frequency compensation for remote synchronization |
| US6459256B1 (en) * | 2000-05-17 | 2002-10-01 | Tektronix, Inc. | Digital storage oscilloscope |
| US6566921B1 (en) * | 2000-08-03 | 2003-05-20 | International Business Machines Corporation | Apparatus and method for high resolution frequency adjustment in a multistage frequency synthesizer |
| FR2822616B1 (fr) * | 2001-03-21 | 2003-08-01 | St Microelectronics Sa | Recepteur de signaux modules en frequence avec demodulateur numerique |
| US20030218612A1 (en) * | 2002-05-22 | 2003-11-27 | Dobyns Kenneth P. | True dual-timebase arrangement for an oscilloscope |
| US7519874B2 (en) | 2002-09-30 | 2009-04-14 | Lecroy Corporation | Method and apparatus for bit error rate analysis |
| US7437624B2 (en) | 2002-09-30 | 2008-10-14 | Lecroy Corporation | Method and apparatus for analyzing serial data streams |
| US7434113B2 (en) | 2002-09-30 | 2008-10-07 | Lecroy Corporation | Method of analyzing serial data streams |
| US6915218B2 (en) * | 2003-02-25 | 2005-07-05 | Tektronix, Inc. | Method of constraints control for oscilloscope timebase subsection and display parameters |
| US7155355B2 (en) * | 2003-02-25 | 2006-12-26 | Tektronix, Inc. | Method of constraints control for oscilloscope vertical subsection and display parameters |
| JP4220836B2 (ja) * | 2003-05-28 | 2009-02-04 | 三菱電機株式会社 | マルチバンド発振器 |
| US7110898B2 (en) * | 2004-07-26 | 2006-09-19 | Agilent Technologies, Inc. | Method for digitally acquiring and compensating signals |
| US7831855B2 (en) * | 2007-04-12 | 2010-11-09 | Harris Corporation | System and method for generating a reset signal for synchronization of a signal |
| CN101320054B (zh) * | 2007-06-08 | 2011-05-18 | 王悦 | 信号发生器输出示波器所采集信号的方法和装置 |
| US7602325B2 (en) * | 2007-12-28 | 2009-10-13 | General Electric Company | Sigma delta analog to digital converter with internal synchronous demodulation |
| US10481179B2 (en) * | 2015-06-30 | 2019-11-19 | Tektronix, Inc. | Automatic frequency prescaler |
| JP7379057B2 (ja) * | 2019-10-02 | 2023-11-14 | 日本電波工業株式会社 | 発振装置 |
| TWI805238B (zh) * | 2022-02-23 | 2023-06-11 | 律芯科技股份有限公司 | 動態採樣率調整系統 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5162723A (en) * | 1991-02-11 | 1992-11-10 | Hewlett-Packard Company | Sampling signal analyzer |
-
1995
- 1995-02-10 JP JP02260395A patent/JP3311889B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-02-08 US US08/597,407 patent/US5914592A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5914592A (en) | 1999-06-22 |
| JPH08220144A (ja) | 1996-08-30 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |