JPH06148245A - 回路素子の定数測定装置 - Google Patents
回路素子の定数測定装置Info
- Publication number
- JPH06148245A JPH06148245A JP31939592A JP31939592A JPH06148245A JP H06148245 A JPH06148245 A JP H06148245A JP 31939592 A JP31939592 A JP 31939592A JP 31939592 A JP31939592 A JP 31939592A JP H06148245 A JPH06148245 A JP H06148245A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 被測定試料に対する正弦波測定信号と、Ａ／
Ｄコンバータのサンプリング信号とを完全に同期させ、
ＣＰＵにてＬ，Ｃ，Ｄ，Ｑなどを演算する際のウィンド
ウ関数処理などを不要にする。 【構成】 基準信号発生手段１０からの基準信号を分周
回路２１，２２にてそれぞれ異なる分周比で分周し、そ
の一方の分周回路２１にて正弦波発生回路２５より正弦
波測定信号を発生させて被測定試料ＤＵＴに印加すると
ともに、他方の分周回路２２によりＡ／Ｄコンバータ２
８，２９のサンプリングクロックを供給する。
Ｄコンバータのサンプリング信号とを完全に同期させ、
ＣＰＵにてＬ，Ｃ，Ｄ，Ｑなどを演算する際のウィンド
ウ関数処理などを不要にする。 【構成】 基準信号発生手段１０からの基準信号を分周
回路２１，２２にてそれぞれ異なる分周比で分周し、そ
の一方の分周回路２１にて正弦波発生回路２５より正弦
波測定信号を発生させて被測定試料ＤＵＴに印加すると
ともに、他方の分周回路２２によりＡ／Ｄコンバータ２
８，２９のサンプリングクロックを供給する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は回路素子の定数測定装
置に関し、さらに詳しく言えば、回路素子のＬ（インダ
クタンス）成分やＣ（キャパシタ）成分などの定数を測
定する回路素子の定数測定装置に関するものである。
置に関し、さらに詳しく言えば、回路素子のＬ（インダ
クタンス）成分やＣ（キャパシタ）成分などの定数を測
定する回路素子の定数測定装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２を参照しながら従来例について説明
すると、この種の定数測定装置は被測定試料としての回
路素子ＤＵＴに正弦波測定信号を供給する周波数可変の
正弦波発生手段１と、同回路素子ＤＵＴに流れる電流を
電圧として検出する電流検出回路２と、同回路素子ＤＵ
Ｔの両端に発生する電圧を検出する電圧検出回路３と、
電流検出回路２および電圧検出回路３の出力電圧をそれ
ぞれディジタルに変換する２つのＡ／Ｄコンバータ４，
５と、同Ａ／Ｄコンバータ４，５の変換動作を制御する
サンプリングクロック発生部６と、上記Ａ／Ｄコンバー
タ４，５にて変換された電流データと電圧データとから
回路素子ＤＵＴのＬ，Ｃ，Ｄ，Ｑなどの定数を演算処理
する演算処理手段（ＣＰＵ）７とを備えている。
すると、この種の定数測定装置は被測定試料としての回
路素子ＤＵＴに正弦波測定信号を供給する周波数可変の
正弦波発生手段１と、同回路素子ＤＵＴに流れる電流を
電圧として検出する電流検出回路２と、同回路素子ＤＵ
Ｔの両端に発生する電圧を検出する電圧検出回路３と、
電流検出回路２および電圧検出回路３の出力電圧をそれ
ぞれディジタルに変換する２つのＡ／Ｄコンバータ４，
５と、同Ａ／Ｄコンバータ４，５の変換動作を制御する
サンプリングクロック発生部６と、上記Ａ／Ｄコンバー
タ４，５にて変換された電流データと電圧データとから
回路素子ＤＵＴのＬ，Ｃ，Ｄ，Ｑなどの定数を演算処理
する演算処理手段（ＣＰＵ）７とを備えている。
【０００３】この場合、サンプリングクロック発生部６
は、Ａ／Ｄコンバータ４，５が積分型の場合には、電源
周波数（５０または６０Ｈｚ）のｎ倍のサンプリング速
度になるような回路構成とされ、これに対してＡ／Ｄコ
ンバータ４，５が逐次比較型の場合には、測定信号に非
同期で無関係な周波数のクロックを発生する回路とさ
れ、通常これにはＣＰＵ７のクロックが分周して用いら
れる。
は、Ａ／Ｄコンバータ４，５が積分型の場合には、電源
周波数（５０または６０Ｈｚ）のｎ倍のサンプリング速
度になるような回路構成とされ、これに対してＡ／Ｄコ
ンバータ４，５が逐次比較型の場合には、測定信号に非
同期で無関係な周波数のクロックを発生する回路とさ
れ、通常これにはＣＰＵ７のクロックが分周して用いら
れる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前者の場合、電源の影
響を受けない高精度な測定が可能であるが、積分動作が
あるため、サンプリング速度を最高でも数１０〜数１０
０ｍｓ程度までしか上げることができない。
響を受けない高精度な測定が可能であるが、積分動作が
あるため、サンプリング速度を最高でも数１０〜数１０
０ｍｓ程度までしか上げることができない。
【０００５】これに対して、後者の場合には、積分時間
が不要であるため比較的高速のサンプリングが可能では
あるが、測定信号とは非同期であるため、ＣＰＵ７にて
Ｌ（インダクタンス）やＣ（キャパシタ）を演算する
際、ウィンドウ関数処理が必要となり、測定速度を向上
させるにはディシタル処理の負担が重くなる。
が不要であるため比較的高速のサンプリングが可能では
あるが、測定信号とは非同期であるため、ＣＰＵ７にて
Ｌ（インダクタンス）やＣ（キャパシタ）を演算する
際、ウィンドウ関数処理が必要となり、測定速度を向上
させるにはディシタル処理の負担が重くなる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この発明は上記従来の事
情に鑑みなされたもので、その構成上の特徴は、所定周
波数の基準信号を発生する基準信号発生手段と、少なく
とも１周期分の正弦波データを有し、被測定試料として
の回路素子に所定周波数の正弦波測定信号を供給する正
弦波発生手段と、上記基準信号を所定の分周比で分周し
て上記正弦波発生手段に与える第１の分周回路と、上記
被測定試料に流れる電流を検出する電流検出回路および
同被測定試料の端子間電圧を検出する電圧検出回路と、
上記電流検出回路および上記電圧検出回路から出力され
る検出信号をそれぞれディジタル信号に変換する２つの
Ａ／Ｄコンバータと、上記基準信号を所定の分周比で分
周して周波数が上記正弦波測定信号の整数倍となる信号
を得、同信号を上記各Ａ／Ｄコンバータにサンプリング
信号として供給する第２の分周回路と、上記各Ａ／Ｄコ
ンバータにて変換された電圧データと電流データとから
上記被測定試料のＬ成分、Ｃ成分などの定数を演算処理
する演算処理手段（ＣＰＵ）とを備えていることにあ
る。
情に鑑みなされたもので、その構成上の特徴は、所定周
波数の基準信号を発生する基準信号発生手段と、少なく
とも１周期分の正弦波データを有し、被測定試料として
の回路素子に所定周波数の正弦波測定信号を供給する正
弦波発生手段と、上記基準信号を所定の分周比で分周し
て上記正弦波発生手段に与える第１の分周回路と、上記
被測定試料に流れる電流を検出する電流検出回路および
同被測定試料の端子間電圧を検出する電圧検出回路と、
上記電流検出回路および上記電圧検出回路から出力され
る検出信号をそれぞれディジタル信号に変換する２つの
Ａ／Ｄコンバータと、上記基準信号を所定の分周比で分
周して周波数が上記正弦波測定信号の整数倍となる信号
を得、同信号を上記各Ａ／Ｄコンバータにサンプリング
信号として供給する第２の分周回路と、上記各Ａ／Ｄコ
ンバータにて変換された電圧データと電流データとから
上記被測定試料のＬ成分、Ｃ成分などの定数を演算処理
する演算処理手段（ＣＰＵ）とを備えていることにあ
る。
【０００７】この場合、上記基準信号発生手段は少なく
とも２つの分周回路を含むＰＬＬを有し、同分周回路を
選択することにより周波数の異なる基準信号が発生する
ように構成されることが好ましい。
とも２つの分周回路を含むＰＬＬを有し、同分周回路を
選択することにより周波数の異なる基準信号が発生する
ように構成されることが好ましい。
【０００８】
【作用】上記構成によれば、正弦波測定信号とＡ／Ｄコ
ンバータのサンプリング信号とが完全に同期するため、
ＣＰＵにてＬ，Ｃ，Ｄ，Ｑなどを演算する際のウィンド
ウ関数処理が不要となる。また、Ａ／Ｄコンバータとし
ては逐次比較型、フラッシュコンバータなどが用いられ
るため、高速の測定が可能となる。
ンバータのサンプリング信号とが完全に同期するため、
ＣＰＵにてＬ，Ｃ，Ｄ，Ｑなどを演算する際のウィンド
ウ関数処理が不要となる。また、Ａ／Ｄコンバータとし
ては逐次比較型、フラッシュコンバータなどが用いられ
るため、高速の測定が可能となる。
【０００９】
【実施例】以下、図１を参照しながら、この発明の実施
例について説明する。まず、この測定装置は、所定周波
数の基準信号を発生する基準信号発生手段１０を備えて
いる。この場合、同基準信号発生手段１０は発振周波数
２．０４８ＭＨｚの水晶発振器１１と、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２と、同ＶＣＯ１２の出力を分周する分周
比５の分周回路１３および同ＶＣＯ１２の出力を分周す
る分周比６の分周回路１４と、分周回路１３，１４のい
ずれかを選択するスイッチ１５と、同スイッチ１５にて
分周された信号と水晶発振器１１からの信号との位相を
比較する位相比較回路１６と、同位相比較回路１６にて
検出される位相差に応じてＶＣＯ１２に対する制御電圧
を印加するローパスフィルタ１７とを備え、これらによ
ってＰＬＬ（位相同期ループ）が構成されている。
例について説明する。まず、この測定装置は、所定周波
数の基準信号を発生する基準信号発生手段１０を備えて
いる。この場合、同基準信号発生手段１０は発振周波数
２．０４８ＭＨｚの水晶発振器１１と、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２と、同ＶＣＯ１２の出力を分周する分周
比５の分周回路１３および同ＶＣＯ１２の出力を分周す
る分周比６の分周回路１４と、分周回路１３，１４のい
ずれかを選択するスイッチ１５と、同スイッチ１５にて
分周された信号と水晶発振器１１からの信号との位相を
比較する位相比較回路１６と、同位相比較回路１６にて
検出される位相差に応じてＶＣＯ１２に対する制御電圧
を印加するローパスフィルタ１７とを備え、これらによ
ってＰＬＬ（位相同期ループ）が構成されている。
【００１０】また、基準信号発生手段１０の出力側に
は、上記スイッチ１５と連動するスイッチ１９にて選択
される２つの切替え端子１９Ａ，１９Ｂが用意されてお
り、その一方の切替え端子１９Ｂ側には分周比１０の分
周回路１８が接続されている。
は、上記スイッチ１５と連動するスイッチ１９にて選択
される２つの切替え端子１９Ａ，１９Ｂが用意されてお
り、その一方の切替え端子１９Ｂ側には分周比１０の分
周回路１８が接続されている。
【００１１】これによれば、スイッチ１５，１９をとも
にその端子１５Ａ，１９Ａ側にすることにより、１０．
２４ＭＨｚの基準信号が得られ、これに対して同スイッ
チ１５，１９をともにその端子１５Ｂ，１９Ｂ側にする
ことにより、１．２２８８ＭＨｚの基準信号が得られ
る。
にその端子１５Ａ，１９Ａ側にすることにより、１０．
２４ＭＨｚの基準信号が得られ、これに対して同スイッ
チ１５，１９をともにその端子１５Ｂ，１９Ｂ側にする
ことにより、１．２２８８ＭＨｚの基準信号が得られ
る。
【００１２】この基準信号は分周回路２１と２２とに与
えられる。この場合、一方の分周回路２１の後段には、
少なくとも１周期分の正弦波データを有する正弦波発生
回路２３が接続されており、同分周回路２１にて分周さ
れた信号によってその正弦波データが順次読み出され
る。
えられる。この場合、一方の分周回路２１の後段には、
少なくとも１周期分の正弦波データを有する正弦波発生
回路２３が接続されており、同分周回路２１にて分周さ
れた信号によってその正弦波データが順次読み出され
る。
【００１３】この実施例において、分周回路２１の分周
比は４０とされており、したがって上記の基準信号１
０．２４ｋＨｚは２５６ｋＨｚに、基準信号１．２２８
８ｋＨｚは３０．７２ｋＨｚに分周される。
比は４０とされており、したがって上記の基準信号１
０．２４ｋＨｚは２５６ｋＨｚに、基準信号１．２２８
８ｋＨｚは３０．７２ｋＨｚに分周される。
【００１４】また、正弦波発生回路２３はＲＯＭなどの
メモリからなり、同回路２３には２５６ポイントの正弦
波データが予め格納されている。この正弦波データはＤ
／Ａコンバータ２４にてアナログの正弦波測定信号に変
換された後、ローパスフィルタ２５を介して被測定試料
（回路素子）ＤＵＴに供給される。
メモリからなり、同回路２３には２５６ポイントの正弦
波データが予め格納されている。この正弦波データはＤ
／Ａコンバータ２４にてアナログの正弦波測定信号に変
換された後、ローパスフィルタ２５を介して被測定試料
（回路素子）ＤＵＴに供給される。
【００１５】なお、分周回路２１の出力信号が２５６ｋ
Ｈｚの場合、正弦波測定信号の周波数は１ｋＨｚとな
り、同出力信号が３０．７２ｋＨｚの場合には、この正
弦波測定信号の周波数は１２０Ｈｚとなる。
Ｈｚの場合、正弦波測定信号の周波数は１ｋＨｚとな
り、同出力信号が３０．７２ｋＨｚの場合には、この正
弦波測定信号の周波数は１２０Ｈｚとなる。
【００１６】被測定試料ＤＵＴに流れる電流は電流検出
回路２６にて検出されるとともに、同被測定試料ＤＵＴ
の両端に発生する電圧は電圧検出回路２７にて検出さ
れ、それらの検出信号はＡ／Ｄコンバータ２８，２９に
てそれぞれディジタルデータに変換される。
回路２６にて検出されるとともに、同被測定試料ＤＵＴ
の両端に発生する電圧は電圧検出回路２７にて検出さ
れ、それらの検出信号はＡ／Ｄコンバータ２８，２９に
てそれぞれディジタルデータに変換される。
【００１７】Ａ／Ｄコンバータ２８，２９は逐次比較型
であって、他方の分周回路２２からそのサンプリングク
ロックが供給される。この実施例では、分周回路２２の
分周比は５１２であり、したがって上記の基準信号１
０．２４ｋＨｚは２０ｋＨｚに、基準信号１．２２８８
ｋＨｚは２．４ｋＨｚに分周される。これにより、いず
れの場合も電圧、電流の検出波形はともに２０ポイント
でサンプリングされることになる。
であって、他方の分周回路２２からそのサンプリングク
ロックが供給される。この実施例では、分周回路２２の
分周比は５１２であり、したがって上記の基準信号１
０．２４ｋＨｚは２０ｋＨｚに、基準信号１．２２８８
ｋＨｚは２．４ｋＨｚに分周される。これにより、いず
れの場合も電圧、電流の検出波形はともに２０ポイント
でサンプリングされることになる。
【００１８】このようにして、Ａ／Ｄ変換された電流デ
ータおよび電圧データは演算処理手段としてのＣＰＵ３
０に入力され、これに基づいて被測定試料ＤＵＴのＬ，
Ｃ，Ｄ，Ｑなどが測定される。
ータおよび電圧データは演算処理手段としてのＣＰＵ３
０に入力され、これに基づいて被測定試料ＤＵＴのＬ，
Ｃ，Ｄ，Ｑなどが測定される。
【００１９】この例ではＡ／Ｄコンバータ２８，２９の
サンプリングクロックの周波数を正弦波測定信号の２０
倍としているが、分周比を変えることにより任意の整数
倍とすることができる。また、基準信号に関してもＰＬ
Ｌの分周回路を追加することにより、それに応じて周波
数の異なる基準信号が得られることになる。
サンプリングクロックの周波数を正弦波測定信号の２０
倍としているが、分周比を変えることにより任意の整数
倍とすることができる。また、基準信号に関してもＰＬ
Ｌの分周回路を追加することにより、それに応じて周波
数の異なる基準信号が得られることになる。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、同一の基準信号を別々に分周し、その一方の信号に
て正弦波測定信号を発生させるとともに、他方の信号を
Ａ／Ｄコンバータのサンプリング信号としたことによ
り、被測定試料に印加される測定信号と、電流、電圧の
検出波形とが完全に同期するため、ＣＰＵにてＬ，Ｃ，
Ｄ，Ｑなどを演算する際のウィンドウ関数処理が不要と
なり、また、基準信号の分周比を変えることにより、種
々周波数での測定が可能になる、などの効果が奏され
る。
ば、同一の基準信号を別々に分周し、その一方の信号に
て正弦波測定信号を発生させるとともに、他方の信号を
Ａ／Ｄコンバータのサンプリング信号としたことによ
り、被測定試料に印加される測定信号と、電流、電圧の
検出波形とが完全に同期するため、ＣＰＵにてＬ，Ｃ，
Ｄ，Ｑなどを演算する際のウィンドウ関数処理が不要と
なり、また、基準信号の分周比を変えることにより、種
々周波数での測定が可能になる、などの効果が奏され
る。
【図１】この発明の一実施例に係るブロック線図。
【図２】従来例のブロック線図。
１０ 基準信号発生手段 １１ 水晶発振器 １２ 電圧制御発振器 １３，１４，１８，２１，２２ 分周回路 ２３ 正弦波発生回路 ２６ 電流検出回路 ２７ 電圧検出回路 ２８，２９ Ａ／Ｄコンバータ ３０ ＣＰＵ ＤＵＴ 被測定試料
Claims (2)
- 【請求項１】 所定周波数の基準信号を発生する基準信
号発生手段と、少なくとも１周期分の正弦波データを有
し、被測定試料としての回路素子に所定周波数の正弦波
測定信号を供給する正弦波発生手段と、上記基準信号を
所定の分周比で分周して上記正弦波発生手段に与える第
１の分周回路と、上記被測定試料に流れる電流を検出す
る電流検出回路および同被測定試料の端子間電圧を検出
する電圧検出回路と、上記電流検出回路および上記電圧
検出回路から出力される検出信号をそれぞれディジタル
信号に変換する２つのＡ／Ｄコンバータと、上記基準信
号を所定の分周比で分周して周波数が上記正弦波測定信
号の整数倍となる信号を得、同信号を上記各Ａ／Ｄ変換
コンバータにサンプリング信号として供給する第２の分
周回路と、上記各Ａ／Ｄコンバータにて変換された電圧
データと電流データとから上記被測定試料のＬ成分、Ｃ
成分などの定数を演算処理する演算処理手段とを備えて
いることを特徴とする回路素子の定数測定装置。 - 【請求項２】 上記基準信号発生手段は、少なくとも２
つの分周回路を含むＰＬＬを有し、同分周回路を選択す
ることにより周波数の異なる基準信号を発生することを
特徴とする請求項１に記載の回路素子の定数測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31939592A JPH06148245A (ja) | 1992-11-04 | 1992-11-04 | 回路素子の定数測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31939592A JPH06148245A (ja) | 1992-11-04 | 1992-11-04 | 回路素子の定数測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06148245A true JPH06148245A (ja) | 1994-05-27 |
Family
ID=18109701
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31939592A Pending JPH06148245A (ja) | 1992-11-04 | 1992-11-04 | 回路素子の定数測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06148245A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11326408A (ja) * | 1998-04-21 | 1999-11-26 | Illinois Tool Works Inc <Itw> | 電圧増倍器回路を有する抵抗測定メ―タ |
| US8370988B2 (en) | 2004-02-26 | 2013-02-12 | Robert Bosch Gmbh | Windshield wiping device, especially for a motor vehicle |
-
1992
- 1992-11-04 JP JP31939592A patent/JPH06148245A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11326408A (ja) * | 1998-04-21 | 1999-11-26 | Illinois Tool Works Inc <Itw> | 電圧増倍器回路を有する抵抗測定メ―タ |
| US8370988B2 (en) | 2004-02-26 | 2013-02-12 | Robert Bosch Gmbh | Windshield wiping device, especially for a motor vehicle |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010404 |