DE1952235C2

DE1952235C2 - Frequenzmesser zur Messung der Differenz zweier unbekannter Eingangsfrequenzen

Info

Publication number: DE1952235C2
Application number: DE1952235A
Authority: DE
Inventors: Daniel Clelles Correard; Emmanuel Meylan Friess; Antoine Fontaine Salvi; Roger Rueil Malmaison Tregoures
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1969-09-22
Filing date: 1969-10-16
Publication date: 1982-06-24
Also published as: PL80788B1; IL33200A; GB1282640A; FR2058678A5; SE353965B; JPS5429386B1; BE740386A; DK131523B; YU259969A; CH514847A; US3681689A; DE1952235A1; NL164673C; ES372594A1; CS167264B2; LU59653A1; NO132659B; CA930025A; NO132659C; DK131523C

Description

Die Erfindung betrifft einen Frequenzmesser nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Bei einem bekannten Frequenzmesser dieser Art (vgl. DE-AS 12 08 402) werden die beiden Eingangsfrequenzen mit einem konstanten Faktor multipliziert, um so kleine Abweichungen der Istfrequenz einer Ton- bzw. HoL'hfrequenzspanniing mn einer Sollfrequenz bestimmen zu können. Mit diesem bekannten Frequenzmesser ist aber keine sehr hohe Genauigkeit zu erzielen, die in besonderen Fällen gewünscht wird, da mit jeder Multiplikation ein Rauschen eingeführt wird.

Weiterhin ist eine Vorrichtung zur Messung der Frequenz der Schwingungen eines Oszillators bekannt (DE-PS 12 65 864). bei der die zu messende Frequenz mit einer Vergleichsfrequenz gemischt wird, um eine Differenzfrequenz zu erzeugen, die in eine propnrtiona Ie Spannung umgesetzt wird. Diese Vorrichtung ist aber ungee'gnet, die Differenz zweier unbekannter Eingangsfrequenzen zu messen.

Das Phänomen dt-r Spinresonanz von Protonen wird bekanntlich in Einrichtungen ausgenutzt, die ein Magnetfeld //in die von den Präzessionsschwingungen der Protonen bestimmte sogenannte I.armorfrequenz f umsetzen:

2,-

wobei γ das gyromagnetische Moment der Protonen bezeichnet. Die Messung eines Magnetfelds oder einer Differenz der Kennwerte von Magnetfeldern führt daher zur Messung der Frequenz eines elektrischen Signals bzw. der Differenz der Frequenzen von zwei elektrischen Signalen. Da die Magnetometer häufig an Bord von Flugzeugen verwendet werden, muß das Streufeld des Flugzeugs kompensiert werden. Das Verfahren zur automatischen Kompensation dieses Streufelds benutzt die Messung der Differenz der Kennwerte der Magnetfelder zwischen zwei Köpfen, die entlang der Flugzeugachse getrennt angeordnet sind. Das läuft auf die Messung der Differenz von zwei Frequenzen elektrischer Signale hinaus, die durch zwei Spinpräzessionsresonanzoszillatoren erzeug: werden. Diese Differenzmessung muß unabhängig vom Betrag des Gesamtmagnetfelds reproduzierbar sein. Sie muß auch eine ziemlich kleine Ansprechzeit haben, um beispielsweise die Kompensation schne'l ablaufender transienter Vorgänge zu ei möglichen. Die beiden Präzessionsoszillatoren können in ein Magnetfeld gesetzt werden, dessen Induktion 22 000-70 000)· (1 γ= 1 Nano-Tesla) betragen kann, was einem Fre quenzbereich von etwa 1000-3000Hz für einen Protonenoszillator entspricht.

Die direkte Frequenzmessung durch Überlagerung der beiden Frequenzen der von den Präzessionsoszillatoren abgegebenen Signale erfordert eine viel zu lange Zeit. Wenn nämlich lie Differenz zwischen den beiden Frequenzen 10 ²W/ beträgt, sind 100 s zur Erfassung einer Periode notwendig. Während dieser Zeit können Frequenzschwankungen auftreten, diese werden dann nicht erfaßt, und die automatische Kompensation findet nicht statt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Frequenzmesser anzugeben, der besser eine genaue, empfindliche und schnelle Differenzmessung von Frequenzen elektrischer Signale vornimmt, wobei die Messung sich über einen sehr ausgedehnten Frequenzbereich erstrecken und in Gegenwart von Rauschsignalen stattfinden kann.

Diese Aufgabe wird bei einem Frequenzmesser der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Der erfindungsgemäße Frequenzmesser ist besonders gut für die Messung von zwei normalerweise eng

benachbarten Frequenzen von zwei elektrischen Signalen geeignet, die/. B von zwei Spinpräzessionsoszillato ren abgegeben werden, leder der Oszillatoren bildet den aktiven Hauptteil eines Magnetonieters, also einer Vorrichtung zur Messung der Feldstärke eines Magnetfelds. Der erfindungsgemäße Frequenzmesser erlaubt daher auch die Messung der Differenz der Kennwerte von Magnetfeldern.

Vorteilhafte Weiterbildungen der F.rfindung ergeben sich aus den "atentansprüchen 2 bis 5.

Es gibt allerdings bereits einen Digital-Analog Wandler, der einen Impulsgeber aus einem frequenzstabilen Taktoszillator und einer Impulsformerstufe sowie eine Kette von Kippgliedern aufweist (vgl. GB-PS 11 50 664).

Der erfindungsgemäße Frequenzmesser kann insbe sondere in einem System zur Kompensation von Streumagnetfeldern in einen Flugzeug verwendet werden. Die beiden Präzessionsoszillatoren zur Spinre sonanze-zeugung dienen dann zur Messung der Differenz der Kennwerte von Magnetfeldern. Die beiden Oszillatoren sprechen dann mit einer bedeutend kürzeren Ansprechzeit an als dies bei einem System mit einem solchen Oszillator und einem Filter d^r Fall ist.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert, in der ein Ausführungsbeispiel des Frequenzmessers abgebildet ist, das besonders zur Differenzmessung von zwei sehr benachbarten Frequenzen geeignet ist. die von zwei Spinpräzessionsoszillatoren eines Differenzmagnetometers abgegeben werden. Es zeigt

Fig. 1 eine Übersicht über den gesamter Frequenzmesser und

Fig. 2 —4 Einzelheiten gewisser Stufen des f're quenzmessers von Fig. !.nämlich

Fig. 2 das Schaltbild eines Multiplizierers, der \·\τ beide Kanäle des Frequenzmessers von Fig. 1 verwendet werden kann.

F ι g. 3 das Prinzipschaltbild eines dritten Multiplizie rers der eine dritte Frequenzumsetzung im Frequenzmesser von F i g. 1 gewährleistet und

Fig.4 das Blockschaltbild einer Impulsformerstufe zur Erzeugung konstanter Impulse, der für den Frequenzmesser von F i g. I geeignet ist.

Sinussignale mit den Frequenzen F\ u^d F>. die von zwei Spinpräzessionsoszillatoren abgegeben werden, werden in Eingange 1 bzw. 2 von identischen Kanälen 3 bzw. 4 eingespeist. Die Kanäle haben jeweils einen Mischer, der durch einen Multiplizierer 5 bzw. 6 gebildet ist, dem ein Tiefpaßfilter 7 bzw.8 nachgeschaltet ist.

Bezugssignale mit bekannten Frequenzen />, und /"«?, die von Generatoren 5' bzw 6 erzeugt werden, gelangen in die Multiplizierer 5 bzw. 6 Die Bezugsfrequenzen (r ι und (r ι können durch Wahl von Oberwellen gleicher Grundfrequenz erhalten werden. Sie können auch durch eine geeignete Untersetzung einer Hilfsfrequenz gewonnen werden. In diesem Fall wählt man die Hilfsfrequenz möglichst klein, d. h ihr Wert ist gleich dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen aller Bezugsfrequenzen in. die man zu erhalten wünscht. Jede Schaltungseinheit von Multiplizierer und ihm zugeordneten Tiefpaßfilter gibt daher an ihrem Ausgang Signale mit einer Frequenz gleich der Frequenzdifferenz der Signale ab, die in den Eingang des Multiplizierers eingespeist werden, d.h. (f_R\-F\) im Kanal 3 und (7s 2 -F₂) im Kanal 4.

Ein Multiplizierer 9 bildet das Produkt der aus den Kanälen 3 und 4 stammenden Signale, die die Frequenz (fn ι - Ft) bzw. ({r ι - F₂) aufweisen. Ein dem Multiplizierer 9 nachgeschalteto Tiefpaßfilter 10 gibt an seinem Ausgang Signale mn Liner Frequenz gleich der Differenz der Frequenz der Signale ab, die in die beiden Eingänge des Multiplizierers 9 eingespeist werden. Diese Frequenz ist daher gleich (Af+Af-), wohci .1/ gleich f/y ..-/Ή ι) und JF gleich (F₁-F)) isi Fun Impulsgeber I1, der im Prinzip durch ein Monoflop, das periodisch durch das Signal der Frequenz (Δί + AF) getriggert wird, und durch einen Zerhacker gebildet ist. gibt Impulse ab. die einerseits hinsichtlich ihrer Dauer und andererseits hinsichtlich ihrer Amplitude konstante Werte aufweisen und eine Frequenz gleich AF+At haben. Der Impulsgeber 11 hat zwei Ausgänge Q und Q zur Abgabe komplementärer Impulse. Er liefert einen Rechteckimpuls, dessen Impulsdauer und Amplitude vorgewählte konstante Werte aufweisen (\usgang Q). sowie dessen inverse Funktion am Ausgang Q. Der Mittelwert dieser Rechteckimpulse isi daher proportio nal zur Frequenz AF-*-At die nan mit konstanter Genauigkeit bei dor Frequenz AF messen will. Dieser Mittelwpr' wird an zwei Ausgängen (der eine Wert isi komplementär zum anderen) ''.ies Integrators 12

In F i g. 2 ist das genaue Schaltbild des Multiplizierers 5 bzw. 6 abgebildet. Das Sinussignal mit der Frequenz Fi bzw. F:. das von einem der Spinpräzessionsoszillatoren abgegeben wird, wird in einen Eingang 13 an der Basis eines npn-Transist&rs 14 eingespeist. Der Transistor 14 ist als phasendreherdes Glied geschaltet und liegt derzeit an Transistoren 15 und 16. die ihrerseits als Impedanzwandler geschaltet sind, daß es möglich ist. zwei um rc phasenverschobene Signale gleicher Amplitude an den Anschlüssen zweier nachgeschalteter niederohmiger Widerstände 17 und 18 abzunehmen. Die Signale mit der Bezugsfrequenz /« (fn< für den Kanal 1 und f„ : für den Kanal 2) und Rechteckform werden in Eingänge 19 und 20 eingespeist und gelangen an die Steuerelekiroder. jeweils eines der Feldeffekttransistoren 21 und 22. Der Source-Anschluß der Feldeffekttransistoren 21 und 22 ist geerdet, währen«¹ ihre Orainanschlüsse an Widerständen 17 bzw. 18 liegen. Es erfolgt daher eine Tastung des in den Eingang 13 eingespeisten "inussignals durch ein in die Eingänge 19 und 20 eingespeistes Rechtecksignal. Die I rMeffekttransistoren 21 und 22 tasten Signale ab. die in den beiden Zweigen de Brückenschaltung entgegengesetzte Phase haben. Dies, abgetasteten Signale weiden in Widerständen 23 und 24 summiert und stehen an den Anschlüssen eines Widerstands 25 an. Angaben + 5 V und - 5 V bedeuten, daß die Vorspannung am betrachteten Punkt t5V oder -5 V beträgt. Es ist ersichtlich, daß diese Brückenschaltiing das Produkt der in den Eingang 1 3 eingespeisten Sinussignale mit den in die Eingänge 19 und 20 eingespeisten Rechtecksignalen erzeugt. Durch Zerlegung des Rechtecksignals in eine Fourier-Reihe kann man zeigen, daß das am Ausgang 26 empfangene Sigral folgende Form hat:

sin (

— 51111.1

■♦ — sin5(

wobei ω und <y_Ä die Kreisfrequenz des einfallenden Signals mit der Frequenz Fund des Bczugssignals mit der Frequenz/« bedeuten.

Man erhält daher am Ausgang ein Signal mit folgenden Frequenzen.

{ω κ - ω), (ω + ω«), (3 ω κ ~ ω), (3 ω« + ω), etc ...

Da man nur ein Signal vorder Kreisfrequenz(a>K-())) haben will, müssen die anderen Kreisfrequenzen unterdrückt werden. Das wird mil Hilfe der Tiefpaßfilter 7 und 8 erreicht. Die Grenzfrequenz dieser Filter muß daher kleiner als die kleinste von (ωκ-ω) verschiedene Frequenz sein, die am Eingang auftriti. d. h (ω + ω«). Außerdem muß berücksichtigt werden, daß das Abtasten, das durch die Multiplizierer 5 und 6 vorgenommen wird, nicht ganz genau vor sich geht und an ihren Ausgängen eine Restkomponente der Kreisfrequenz ω auftritt. Die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter muß .laher kleiner als ω gewählt werden. Man wähli m_r so viel größer als οι. daß die Bezugsfrequenz außerhalb des Durchlaßbands des Filters liegt und unterdrückt wird

Die Signale ei und ei. die in die beiden Eingänge des Multiplizieren 9 eingespeist werden, sind sinusförmig und haben Frequenzen gleich (f_Ri-F\) für den einen und Ku > - FA für den anderen Eingang. Im Multiplizie rer 9. der in F ι g. 3 abgebildet ist, werden die zu mischenden Signale ei und e? in Eingänge 27 bzw. 28 eingespeist. Das Signal ei bewirkt eine Spannungssteuerung durch einen npn-Transistor 29, während durch das Signal e> und einen npn-Transistor 30 eine Stromsteuerung bewirkt wird. Man sieht im vorliegenden Fall, daß der Kollektorstrom des Transistors 29 proportional zum Produkt der Signale e, und e? ist. Eine Spannung F wird bei einer Klemme 31 angelegt.

Das an den Ausgang des Multiplizierers 9 angeschlossene Tiefpaßfilter 10 gibt an seinem Ausgang Signale mit der Frequenz (4f+ΔF)ab. Die Tiefpaßfilter 7,8 und 10 können einen an sich bekannten Aufbau haben, wie er beispielsweise von Papoulis in der Veröffentlichung »f )ptimum filters with monotonic response« in »Proceedings of the IRE«. März 1959. S. 606-609. beschrieben ist.

Die vom Tiefpaßfilter 10 abgegebenen Signale werden in den Eingang des Impulsgebers 11 für amplituden und zeitkonstante Impulse eingespeist, dessen Blockschaltbild in F i g. 4 zu sehen ist. Der Impulsgeber 11 ist einer komplizierten Monoflopschaltung ähnlich. Diese Eingangssignale, die im wesentlichen sinusförmig sind, werden durch einen Impulsformer 33 rechteckförmig gemacht. Die Rechteckimpulse haben die doppelte Frequenz der in den Eingang des Impukformers 33 eingespeisten, so daß die Empfindlichkeit der Messung verdoppelt ist Diese Rechteckimpulse werden in den Eingang einer Steuerkippstufe 34 eingespeist, die das öffnen eines ersten Kippglieds 35 mit einer durch eine Schaltung 36 vorbestimmten Verzögerung steuert. Schaltungen 35, 37 und 38 bilden eine Kette für asynchrone Zählung, wobei die Schaltung

37 eine Einheit von 15 Kippgliedem und die Schaltung

38 das letzte Kippglied der Zählkette darstellt Ein Hochfrequenzoszillator 39 ist an die Kette für asvnchrone Zählung über einen der Eingänge der ersten Torschaltung 35 angeschlossen. Anfangs sind alle Kippglieder in gesperrtem Zustand Wenn ein vom Impulsformer 33 abgegebener Rechteckimpuls zur Steuerkippstufe 34 gelangt gibt diese ein Signal ab. das die Torschaltung 35 offen steuert Die vom Oszillator 39 abgegebenen Taktimpulse durchlaufen die Zählkette derart, daß die einzelnen Kippglieder nacheinander gesetzt werden. Wenn das letzte Kippglied 38 seinen Zustand ändert wird ein Impuls in die Steuerkippstufe 34 von einem impulsgenerator 40 eingegeben. Die Steuerkippstufe 34 Hefen nun ein Signal, das die einzelnen Kippgiieder aus dem Leitungs- in den Sperrzustand bringt. Die Dauer des vom letzten Kippglied abgegebenen Rcchtecksignals ist genau

definiert, weil sie gleich - 2"To ist, wobei η die Anzahl

der Kippglieder der Schaltungen 35, 37 und 38 und To die Periode der vom Oszillator 39 erzeugten Impulse bezeichnet. Die Amplitudenkonstanthaltung der Rechteckimpulse wird durch einen Amplitudenbegrenzer 41 vorgenommen. Dieser tastet eine durch eine Zener-Dio-

Hi de stabilisierte Bezugsspannung. Am Ausgang Q des Amplitudenbegrenzers 41 erhält man daher Impulse, die genau amplituden- und zeitkonstant sind. Am Ausgang Q stellen Impulse an, die zu denen am Ausgang Q komplementär sind.

is Das Integrierglied 12_erzeugt den Mittelwert der Rechteckimpulse ζ) und Q, der proportional zum Wert der Frequenz [Af+ AF) ist. Das Integrierglied gibt daher an seinem Ausgang eine Spannung ab, die bis auf eine Konstante ungefähr gleich Af proportional zur Frequenzdifferenz AF ist, die man messen will. Der integrator 12 besteht aus genau symmetrischen Kanälen, einem normalen und einem Hilfskanal. Er ist im wesentlichen ein Tiefpaßfilter nach Papoulis, bei dem eine sehr tief gewählte Grenzfrequenz das Ausfiltern des Rauschmaximums erlaubt, aber die Ansprechzeit erhöht. Man muß daher einen Kompromiß zwischen dem Pegel annehmbaren Rauschens am Ausgang und der {^wünschten Ansprechzeit finden. -

Die Frequenzen f_R\ und & * der in die Multiplizierer 5 bzw. 6 eingespeisten Rechtecksignale sind aufeinanderfolgende Vielfache der gleichen Frequenz, so daß man schreiben kann:

fR,

(n+\)F_R nF_R

Die Frequenzen f_R\ und fm werden durch Wahl von zwei benachbarten Oberwellen einer Frequenz F/?

erhalten.

Im hier beschriebenen Ausführungsbeispiei, das zur Messung von zwei benachbarten Frequenzen F% und Fj elektrischer Signale bestimmt ist, die von zwei Kernmagnetresonazoszillatoren erzeugt werden, befinden sich die Frequenzen Fi und F2 in einem Frequenzbereich von 1000 — 3000 Hz (was einem Magnetfeld von 0.22-0.7 Gauß bzw. 22 000-70 000y für einen Protonenpräzessionsoszillator entspricht). Die bekannten Frequenzen f_R\ und fin sind viel größer als die

so Frequenzen Fi und F2. Um den ganzen Frequenzbereich zu überstreichen, wählt man drei Paare bekannter Frequenzen f_R bei 1700 Hz. 2400 Hz und 310Ü Hz. Die Frequenzen jedes Frequenzpaares sind um 42,576 Hz getrennt (was 10~² Gauß bzw. 1000 γ entspricht), so daß Af gleich 42576 Hz ist Die Grenzfrequenzen der Tiefpaßfilter 7, 8 und 10 betragen 750Hz, (750+42,5Hz) bzw. 65 Hz. Die Frequenz F₀ des Oszillators 39 ist gleich 11 MHz.

Der Meßbereich, den man mit Hilfe der beschriebenen Vorrichtung erzielen kann, entspricht Frequenzdifferenzen der in den Eingang des Frequenzmessers eingespeisten Signale zwischen 0 und einigen 10 Hz. Die Ansprechzeit der Vorrichtung ist größenordnungsmäßig eine Sekunde, aber variabel entsprechend der verwendeten elektronischen Stufen und der für die Durchlaßbänder der Tiefpaßfilter gewählten Werte, vor allem des Integrierglieds 12. Die maximal erreichbare Auflösung beträgt 1/5000 Hz.

Der Frequenzmesser gemäß der Erfindung ist vor allem zur Messung der Differenz benachbarter Frequenzen elektrischer Signale vorgesehen. Man kann jedoch auch einen einzigen der beiden Eingänge des Frequenzmessers und daher einen einzigen der beiden Kanäle verwenden, so daß eine Absolutmessung der Frequenz eines elektrischen Signals durchgeführt werdon kann.

Der hier beschriebene Frequenzmesser ist für die Messung der Differenz von Magneifeldern durch Ausnutzung der magnetischen Kernresonanz geeignet, kann aber allgemein zur Messung der Differenz zweiei benachbarter Frequenzen verwendet werden. Die obei für die Bezugsfrequenzen f_R\ und fm angegebener Werte ebenso wie der Wert der Frequenz Fo de: Oszillators 39 und der Grenzfrequenzen der Tiefpaßfil ter 7, 8 und 10 stellen daher nur Beispiele dar. Diese Werte können durch den Anwender in Abhängigkeil von den Frequenzen Fi und Fi der in die Eingänge des Frequenzmessers eingespeisten Signale entsprechend eingestellt werden.

Hierzu 2 iijait Zcicliiuiiiuen

MO 225/1'

Claims

Patentansprüche:

1. Frequenzmesser zur Messung der Differenz zweier unbekannter Eingangsfrequenzen, mit zwei je einer unbekannten Frequenz zugeordneten Umsetzerkanälen mit je einer Mischstufe, sowie jeder Mischstufe nachgeschaltetem Tiefpaß, zur Umsetzung je einer der unbekannten Frequenzen auf die Differenzfrequenz einer jeder Mischstufe zugeführten Bezugsfrequenz und der entsprechenden unbekannten Frequenz, mit einer den beiden Kanälen nachgeschalteten gemeinsamen Mischstufe mit anschließendem weiteren Tiefpaß, dem ein Digital-Analog-Wandler zur analogen Messung der in der gemeinsamen Mischstufe erzeugten, der Differenz der Eingangssignale proportionale Differenzfrequenz nachgeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet.

— daß den Mischstufen (5,6) in beiden Kanälen (3, 4) t>ezugssigna!e mit einem festen, vorgewählten Frequenzunterschied zugeführt und die Bezugssignalfrequenzen so gewählt sind, daß am Ausgang der gemeinsamen Mischstufe eine gut meßbare Ausgangsfrequenz entsteht, welche je nach Vorzeichen der zu messenden Frequenzdifferenz greyer oder kleiner als eine durch die Bezugsfrequenzen festgelegte Mittelfrequenz ist.

2. Frequenzmesser nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugsfrequenzen (!r,; f_H ή benachb; te Vielfache der gleichen Grundfrequenz sind (F ig. 1).

3. Frequenzmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Generatoren (5', 6') für Bezugsfrequenzen (fm; fm) durch benachbarte Oberwellen einer Grundfrequenz (7/?) angesteuert sind, die von einem stabilisierten Oszillator erzeugt ist (F ig. 1).

4. Frequenzmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Digital-Analog-Wandler für die Seitenbandfrequenz (Ft - Ir <) - (Fi - /feinen von Nulldurchgänge", des genannten Seitenbandsignals gesteuerten Impulsgeber (U, 59) aufweist, der Impulse vorbestimmter konstanter Spannungs-Zeit-Fläche abgibt und dem ein Integrierglied (12) nachgeschaltet ist.

5. Frequenzmesser nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgeber (Π, 39) aus einem frequenzstabilisierten Takioszillator (39) und einer Impulsformerstufe (11) besteht, die eine Kette von durch den Taktoszillator angesteuerten Kippgliedern (35, 37, 38) enthält, die nach jeder Ansteuerung an ihrem Ausgang einen Impuls abgibt, dessen Dauer ein Vielfaches der Periode des Taktoszillators ist (Fig. 1, 4). und wobei zwischen die genannte Kette und den Integrierglied (12) ein Amplitudenbegrenzer (41) geschaltet ist.