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Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf das Gebiet
der breitbandigen digitalen Spektralzerlegung von analogen Signalen,
sowie der entsprechenden Analyse und Rekonstruktion. Insbesondere
bezieht sich die vorliegende Erfindung auf das Problem der Bereitstellung
einer alias-freien breitbandigen Digitalisierung von Signalen und
auf die digitale Verarbeitung der analogen Eingangssignale angepaßt an die Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung, um eine hohe Genauigkeit durch Reduzierung von Fehlern
zu erreichen, die von Ungleichmäßigkeiten
des Abtastvorgangs abhängig
sind. Die Erfindung stellt eine Qualität von Spektralabschätzungen
bereit, die gut genug für
die Rekonstruktion von Eingangssignalen unter Verwendung von inversen
Fouriertransformationen und periodischen Rückabtastungen bei Frequenzen
ist, die deutlich höher als
die Hauptabtastrate bei der ursprünglichen Signaldigitalisierung
sind.
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Definition der Problemstellung
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Für viele
Analog-Digital-Wandler (A/D) übersteigt
die zulässige
obere Frequenz FSM der Eingangssignale deutlich
die maximale Abtastrate F0. Beispielsweise
beträgt die
Bandbreite des Analog-Digital-Wandlers AD9433 von "Analog Devices, Inc." 700 MHz. Hieraus
resultiert, daß die
obere Frequenz FSM = 700 MHz ist, wobei
die maximale Abtastrate F0 = 125 MHz beträgt. Für den Fall
einer gleichmäßigen periodischen
Abtastung entsprechend dem Stand der Technik kann die obere Frequenz
eines Eingangssignales entsprechend dem Niquist Kriterium auf F0/2 begrenzt werden, um das digitale Signal
gegenüber
von Alias-Effekten zu schützen.
Die Alias-Effekte sind ein wohlbekanntes Phänomen einer Frequenzüberlagerung,
bei der das digitalisierte Ausgangssignal keine tatsächliche
Beziehung zum aktuellen Eingangssignal aufweist. Im Fall des vorstehenden
Beispiels sollte die obere Frequenz FSM des
Eingangssignals auf 62.5 MHz begrenzt werden und dies ist elf mal
weniger als die aktuell bereitgestellte Bandbreite des Wandlers.
Dies führt
dazu, daß nur
ein geringer Teil der vom Analog-Digital-Wandler
bereitgestellten Bandbreite ausgenutzt wird, selbst wenn das Eingangssignal
stationär
ist und von Abtastwerten rekonstruiert werden könnte, die über einen langen Zeitraum aufgenommen
wurden. Unter diesen Umständen
wird lediglich aufgrund von möglichen
Frequenzüberlappungen oder
Alias-Effekten eine Ausnutzung derartiger Analog-Digital-Wandler
im vollen Frequenzbereich ihrer Bandbreite für Eingangswerte in einem großen Anwendungsfeld
verhindert.
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Grundsätzlich ist
es möglich,
Alias-Effekte zu verhindern. Es ist bekannt, daß eine Abtastung von Signalen
mit vorgegebenen ungleichmäßig beabstandeten
Abtastzeitpunkten ermöglicht
wird und eine Abtastung der Analogsignale ohne Alias-Effekte mit
einer Hauptfrequenz F
A zu gewährleisten,
die wesentlich geringer ist als F
SM (siehe
beispielsweise, "Verfahren
und Vorrichtung für
Niederfrequenzsignalabtastung bei Unterdrückung von Alias-Effekten";
US-Patent 5,115,189 von 1992). In
diesem Fall ist die zulässige
obere Frequenz F
SM des Eingangssignals im
wesentlichen begrenzt durch den minimalen Zeitschritt T der Variation
des Abtastintervalls, so daß F
SM < 2/T
ist.
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Die
US 6,477,553 beschreibt
ein Verfahren zur Abtastung eines Signals unter Verwendung eines
Algorhythmus, der eine N-dimensionale Fouriertransformation einer
Multidimensionalen Funktion verarbeitet, wobei ungleichmäßige Abtastungen
der D-Skala unter Verwendung von FFT durchgeführt werden.
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Eine
typische ungleichmäßige zusätzliche
pseudozufällige
Sequenz von Abtastpulsen, die zur Durchführung einer Signalabtastung
frei von Alias-Effekten ist, ist in 1 dargestellt.
Alle Abtastentintervalle in dieser Sequenz sind statistisch unabhängige Zufallswerte.
Es ist ersichtlich, daß in
diesem Fall eine Anzahl von leeren Elementen im Raster neben jedem
ausgefüllten
Element zu erkennen ist. Es handelt sich hierbei um eine typische
Darstellung für
eine Vielzahl von ungleichmäßigen Abtastvorgängen. Wesentlich
ist, daß diese variablen
Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung die Verarbeitung der in dieser Art und Weise abgetasteten
Signale signifikant beeinflussen. Insbesondere bestimmen diese Ungleichmäßigkeiten
der Abtastungen die Alias-Bedingungen.
Es ist zu beachten, daß zum
einen zwar die ungleichmäßige Abtastung
gewährleistet,
daß Alias-Effekte ausgeschlossen
werden können,
die Qualität
der Alias-Unterdrückung
hängt aber
ebenfalls von dem Verfahren ab, gemäß dem das abgetastete Signal
verarbeitet wird. Gemäß dem Stand
der Technik, der beispielsweise in 2 veranschaulicht
ist, werden die Spektralschätzungen
auf Basis der direkten digitalen Fouriertransformation (DFT) berechnet.
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In
diesem Fall werden Alias-Effekte mehr oder weniger abhängig von
den Parametern des Abtastvorganges unterdrückt. Im allgemeinen werden
die Alias-Effekte folglich unscharf. Obwohl Alias-Effekte unterdrückt werden,
treten entsprechende Alias-Effekte nicht nur an vordefinierten spezifischen
Alias-Frequenzen auf, sondern es ist verbreitet so, daß verschiedene
unterdrückte
Frequenzen sich innerhalb einiger Frequenzintervalle überlappen.
Dies wird in 3 veranschaulicht. Die dargestellten
Spektrogramme wurden von einem Einzel-Ton-Signal gewonnen. Das Signal wird im
Spektrogramm als spitze Signalüberhöhung, ein
sogenannter Peak, dargestellt. Im Fall von einer periodischen Abtastung
würden
zusätzlich
andere gleichartig kräftige
Peaks in den Alias-Frequenzen dargestellt, die symmetrisch auf beiden
Seiten der ausgewählten
Abtastfrequenz angeordnet sind. Aufgrund der Ungleichmäßigkeit
der Abtastung werden Alias-Effekte mehr oder weniger unterdrückt in Abhängigkeit
von den spezifischen Parametern des Abtastverfahrens und des Verfahrens, das
für die
Spektralabschätzung
verwendet wird. Die Spektrogramme 3a, 3b und 3c wurden bei einer
Anzahl der verarbeiteten Signalen mit einem Wert N = 2048 gewonnen.
Die Spektrogramme 3d, 3e und 3f wurden mit N = 512 erhalten. In
den Fällen
von 3a und 3d ist das Verhältnis
der Standardabweichung und des Hauptwertes des Abtastintervalles δ/μ = 0,03.
Für die 3b und 3e beträgt δ/μ = 0,12 bzw. δ/μ = 0,061.
Es wird ebenfalls veranschaulicht, daß Alias-Effekte vollständig unterdrückt werden
in den Fäl len,
die in 3c und 3f veranschaulicht
sind, wobei δ/μ = 0,23 ist.
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Trotz
allem ist die Qualität
der Alias-Unterdrückung
in den veranschaulichten Fällen
des Standes der Technik nicht ausreichend hoch. Obwohl die Erhöhung der
Abweichung der Abtastintervalle zu einer Vermeidung von Alias-Effekten
führt,
die symmetrisch zur Hauptabtastfrequenz sind, bleibt ein Hintergrundrauschen proportional
zur Signalamplitude in einem wesentlichen Umfang. Es folgt hieraus,
daß die
Unterdrückung
von Alias-Effekten bei vorbekannten Frequenzen durch ein breitbandiges
Rauschen ersetzt wird. Als Folge dieses Rauschens weisen Spektralschätzungen
auf Basis von DFT relativ große
Fehler auf.
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Als
wesentlich ist anzusehen, daß die
jedem Signal zugeordnete Komponente die Abschätzung jeder anderen Komponente
beeinflußt.
Mit anderen Worten treten somit Kreuzinterferenzen auf. Die Fehler
der Spektralschätzung,
die durch diese Kreuzinterferenzen verursacht werden, sind groß. 4 zeigt
ein DFT-Ergebnis für
ein Multi-Ton-Signal, das mit einer Hauptabtastrate von 40 MHz abgetastet
wird mit einem minimalen Zeitschritt der Variation des Abtastintervalles
gleich 5 ns. Es ist ersichtlich, daß ein wesentliches Rauschen (mehr
als 20 dB) auftritt, welches einen wesentlichen Fehler bei der Rekonstruktion
des Eingangssignals verursacht. 5 veranschaulicht
diesen Fehler, der als eine Differenz zwischen einem tatsächlichen
und einem richtig rekonstruierten Signal berechnet wird. Der Fehler
erreicht ungefähr
+/– 12%.
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Es
sind folglich drei wesentliche Probleme zu lösen, um eine deutliche Zunahme
der Genauigkeit von Alias-freien Spektralabschätzungen für breitbandige Signale durchzuführen:
- 1) Es muß berücksichtigt
werden, daß Alias-Effekte
bei ungleichmäßig abgetasteten
Signale bei vorbekannten Frequenzen auftreten;
- 2) es müssen
Spektralschätzungen
ohne Fehler als Folge von Kreuzinterferenzen durchgeführt werden;
- 3) die Alias-Effekte müssen
unterdrückt
werden, ohne daß Fehler
der Spektralschätzungen
bei anderen Frequenzen auftreten.
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Lösung des Problems
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Das
Problem wird gelöst
durch das Verfahren entsprechend Patentanspruch 1 und durch die
Vorrichtung entsprechend Patentanspruch 2.
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Die
vorliegende Erfindung löst
die oben angegebenen Probleme durch die Verarbeitung einer digitalen Darstellung
der analogen Signale durch Mittel zur Unterteilung der Sequenz von
Signalabtastwerten in periodische pseudozufällig verminderte Unterfolgen,
einer digitalen Fouriertransformation (DFT) von jeder Unterfolge,
Berechnung von Kreuz-Interferenz-Koeffizienten, Durchführung einer
Spektralabschätzung
angepaßt
an die Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung und Zusammenfassung der einzelnen Sets von ermittelten
Fourierkoeffizienten. Die Spektralabschätzung wird durchgeführt in Form
von sequenziellen Berechnungen, wobei jede Berechnung eine Fehler-Iteration
enthält,
die basiert auf den vorberechneten Kreuz-Interferenz-Koeffizienten, sowie
anschließende
Subtraktion des Fehlers vom Ergebnis der DFT und Verwendung des
Ergebnisses der Substraktion für
die nächste
Berechnung. Dieser Ablauf führt
zu einer Erhöhung
der Genauigkeit der Spektralabschätzung für breitbandige Signale frei
von Alias-Effekten.
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Detaillierte Beschreibung
der Erfindung
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In
den Zeichnungen werden ein Beispiel der Erfindung sowie einige zusätzliche
Hintergrundinformationen veranschaulicht. Die Zeichnung zeigt im
einzelnen:
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1 Eine
typische ungleichmäßige zusätzliche
Pseudo-Zufallsfolge von Abtastpulsen,
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2 eine
Ausführung
gemäß dem Stand
der Technik mit Bestimmungen von Spektralabschätzungen auf Basis einer direkten
digitalen Fourier-Transformation,
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3 unscharf
auftretende Alias-Effekte als Folge einer ungleichmäßigen Abtastung
von Signalen, die direkt unter Verwendung von DFT verarbeitet werden,
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4 ein
DFT-Ergebnis für
ein ungleichmäßig abgetastetes
Multi-Ton-Signal,
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5 ein
Rekonstruktionsfehler, der auf die Amplitude des Eingangssignals
normiert wurde,
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6 ein
Blockschaltbild entsprechend der vorliegenden Erfindung,
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7 die
Bereitstellung von bereichsweise pseudozufälligen verminderten und phasenverschobenen periodischen
Folgen von Abtastpulsen durch eine Auswahl von Pulsen, die aus einer
zugrunde liegenden pseudozufälligen
Folge von gegebenen Abtastpulsen ausgewählt werden,
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8 Spektrogramme,
die dadurch erhalten werden, daß Abtastwerte
eines Einzel-Ton-Signals periodisch erfaßt werden mit einer pseudozufälligen Beaufschlagung
einiger hiervon; a – N
= 2048; b – N
= 512,
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9 ein
detailliertes Blockdiagramm einer Funktionseinheit zur Anpassung
von Spektralabschätzungen
von Signalen an eine spezifische ungleichmäßige Abtastung, die durch Kreuz-Interferenz-Koeffizienten gegeben
ist,
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10 ein
Spektrogramm von ungleichmäßig abgetasteten
Multi-Ton-Signalen entsprechend der vorliegenden Erfindung und
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11 einen
Rekonstruktionsfehler der auf die Amplitude des Eingangssignals
normiert wurde entsprechend der vorliegenden Erfindung.
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6 veranschaulicht
die vorliegende Erfindung. Zur Umwandlung des Eingangssignals in
ein digitales Format und zur Gewährleistung,
daß das
digitale Signal frei von Alias-Effekten verarbeitet werden kann, wird
dieses ungleichmäßig mit
Abständen
abgetastet, die durch generierte zusätzliche pseudozufällige Zeitpunkte
entsprechend einer Abfolge bereitgestellt werden, die in 1 dargestellt
sind.
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Das
vorliegende Verfahren zur Verarbeitung von ungleichmäßig digitalisierten
Signalen beinhaltet die folgenden Verfahrensschritte und ist dafür vorgesehen,
die vorstehend genannten Probleme zu lösen:
- 1.
Unterteilung der Folge von abgetasteten Werten des Signals in verminderte
periodische pseudozufällige Unterfolgen.
- 2. Anpassung der Berechnung eines bestimmten Sets von Fourierkoeffizienten
zur Bestimmung von Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung für
jede Unterfolge von Signalkomponenten.
- 3. Zusammenfassung der einzelnen Sätze von Fourierkoeffizienten
zur Bereitstellung einer Spektralabschätzung des Eingangssignals frei
von Alias-Effekten.
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A. Unterteilung der Folge von Abtastwerten
des Signals in periodische pseudozufällige verminderte Unterfolgen.
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Zur
Lösung
des ersten der aufgeführten
Probleme und zur Vermeidung von unscharfen Alias-Effekten wird ein
typischer ungleichmäßiger Abtastpunkt
(Abtastzeitpunkt) gemäß einem
Verfahren von 1 unterteilt in eine Anzahl
von Verarbeitungsschritten mit periodischen Abtastpulsen mit pseudozufällig erhaltenen
Abtastzeitpunkten, wie dies in 7 dargestellt
ist. Die Abfolge von Abtastzeitpunkten ist anzusehen als ein Verfahren,
das eine Anzahl von z periodisch phasenverschobenen Teilprozessen
enthält.
Alle diese periodischen Teilprozesse haben gleiche Perioden T und
jeder von diesen ist phasenverschoben durch ein Phaseninkrement T/z.
Die Zeitperiode T sollte gleich oder größer sein als die Periode der
höchsten
Abtastfrequenz für
den verwendeten Analog-Digital-Wandler. Jeder Abtastzeitpunkt in
der ursprünglichen
Sequenz von Abtastpulsen ist gekennzeichnet als zugehörig zu einem
spezifischen Prozeß mit
periodischen Abtastzeitpunkten. Es ist ersichtlich, daß dieser
Abtastungsvorgang als hybrid angesehen werden kann, da dieser ein
Ergebnis ist einer Mischung einer periodischen phasenverschobenen
Abtastung mit dem pseudozufälligen
Verfahren einer Auswahl von Abtastzeitpunkten von dieser Folge von
periodischen Abtastzeitpunkten.
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Eine
derartige Unterteilung des vollständigen Verfahrens der Abtastzeitpunkte
in Komponenten wie vorstehend beschrieben verbessert die Qualität der Signalverarbeitung
im wesentlicher Art und Weise. Um zu erläutern, warum dieses hybride
Abtastverfahren besser ist als das Verfahren für eine ungleichmäßige Abtastung
basiert auf der Verwendung des erläuterten zusätzlichen pseudozufälligen Abtastprozesses,
werden die Verhältnisse
hinsichtlich der Alias-Effekte für
die periodische Folge von Abtastpulsen mit pseudozufälligen Auswahlen
und der Verwendung einer Phasenverschiebung eines periodischen Abtastvorganges
auf Basis einer Unterdrückung
von Alias-Effekten berücksichtigt.
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Zunächst ist
es bereits bekannt, Alias-Effekte für periodische Folgen von Abtastpulsen
mit pseudozufälligen
Abtastzeitpunkten zu berücksichtigen.
Die Spektogramme in 8 veranschaulichen dies. Es
ist ersichtlich, daß die
Alias-Effekte symmetrisch zur Abtastfrequenz lokalisiert sind und
daß die
entsprechenden Amplituden gleich zur Amplitude des Signals sind.
Darüber
hinaus ist ein Rauschen entsprechend der Kreuz-Interferenz vorhanden.
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Als
zweites können
die vorbekannten Alias-Effekte aus der Spektralabschätzung dadurch
eliminiert werden, daß die
Daten, die durch die Berechnung aller Spektralabschätzungen
aller einzelnen Datenströme erfaßt wurden,
zusammengefaßt
werden.
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Um
zu veranschaulichen, wie der oben erläuterte Ablauf realisiert werden
kann, muß die
Auswirkung der Phasen verschiebung auf die Folge von Abtastimpulsen
auf die Bedingungen hinsichtlich der Alias-Effekte berücksichtigt
werden. Wesentlich ist, daß die
Bedingungen für
die Frequenzüberlappungen
oder die Alias-Effekte wesentlich nicht nur von der Abtastfrequenz,
sondern auch von der Abtastphase abhängig sind. Hieraus folgt, daß die Bestimmung
der Signalkomponenten im Frequenzbereich unterschiedlich ist in
Abhängigkeit
von der Phasenverschiebung des zugehörigen periodischen Abtastvorganges.
Die Tatsache, daß der
Phasenwinkel des Signals, abgewandelt zur Berücksichtigung der Alias-Effekte,
von der Phase der zeitlichen Folge der Abtastpunkte festgelegt wird,
um die Alias-Effekte zum Zeitpunkt der Zusammenfassung der Daten
zu eliminieren. Die Anzahl von z Sets von Schätzungen der Fourierkoeffizienten,
die durch eine Verarbeitung der Untermengen von z Werten an Signalabtastungen
erhalten wird, werden ihrerseits für die Bestimmung der endgültigen Charakteristiken
des Spektrums des Eingangssignals frei von Alias-Effekten verwendet.
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B. Anpassung der Berechnung der einzelnen
Sets von Schätzungen
der Fourierkoeffizienten zur Abtastung von Ungleichmäßigkeiten
jeder einzelnen Unterfolge von Signalabtastwerten.
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Das
Muster der fehlenden Abtastpulse in der Folge der periodischen Abtastpulse
legt die Fehler fest, die durch die entsprechende Auswahl verursacht
sind. Durch geeignete und gezielte Abtastung unter Verwendung von
Pseudo-Zufallsfolgen wird das entsprechende Muster erhalten. Folglich
kann diese Information verwendet werden, um entsprechende Fehler
zu unterdrücken.
Das Pro blem besteht hierbei darin, daß beide Effekte abhängig sind
von der Abtastung und vom Signal. Das erfindungsgemäße Verfahren
verwendet einen Ablauf zur Verbesserung der Genauigkeit der Spektralschätzungen
durch eine Anpassung der Berechnungen der Schätzungen für die Fourierkoeffizienten
im Bezug auf diese Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung. Das Verfahren kann angewendet werden für die Verarbeitung
einer großen
Vielfalt von Signalen, die angesehen werden können als eine Zusammenstellung
von M sinusoidalen Bestandteilen, wobei jede davon durch ihre Frequenz,
Amplitude und den Phasenwinkel gekennzeichnet wird.
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Die
Abschätzung
der Fourierkoeffizienten für
ein Signal x(t
k) einer Frequenz f
i wird durchgeführt auf Basis der üblicherweise
angewendeten Formel:
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Das
Problem hierbei ist, daß diese
Abschätzungen
durch Fehler verfälscht
werden, die abhängig
sind von Kreuz-Interferenzen
zwischen Signalkomponenten, wobei dies verursacht wird durch Unregelmäßigkeiten der
Erfassung der Abtastwerte. Zur Eliminierung dieser Fehler werden
Koeffizienten eingeführt,
die die Interferenzen zwischen Signalkomponenten in Abhängigkeit
von den Ungleichmäßigkeiten
des Abtastprozesses berücksichtigen.
Diese Koeffizienten sind definiert als
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Diese
Koeffizienten beschreiben die Auswirkung der Störungen der Abtastung. Insbesondere
sind diese die Gewichtungen der Fehler, die durch die Einführung der
Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung des vorliegenden Signals mit einer Sinus (oder Kosinus)
Komponente bei einer Frequenz fm darstellen,
wobei die Abschätzung
eines Fourierkoeffizienten ai (oder bi) bei einer Frequenz fi verfälscht wird.
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Aufgrund
dieser Definition ergibt sich
AiCm = AmCi
AiSm = BmCi
BiCm = AmSi
BiSm = BmSi
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Die
Koeffizientenmatrix ist gegeben als
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Die
Matrix der gegebenen Koeffizienten ist ein sehr wichtiges Kennzeichen
für den
entsprechenden Abtastzeitpunkt mit zufälligen Auslösungen. Obwohl das Muster der
fehlenden Abtastpunkte, die durch den pseudozufälligen Zufallsgenerator bestimmt
sind und die zur Ausbildung der Pulsfrequenz der Abtastung verwendet
werden, bekannt ist, sind alle Koeffizienten der Matrix C berechenbar.
Diese können
anschließend
verwendet werden, um Fehler zu eliminieren, die durch die erläuterten
Kreuzinterferenzen durch das Auswählen und Auslassen von Abtastpunkten
verursacht sind.
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Im
allgemeinen kann die Anzahl der Signalkomponenten die Anzahl der
Signalabtastwerte einer bestimmten Unterfolge von periodischen Abtastwerten übersteigen.
In diesem Fall kommt ein iteratives Verfahren zur Anwendung, um
die Bestimmung der entsprechenden Menge von Abschätzungen
der Fourierkoeffizienten anzupassen an die Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung für
jede Unterfolge von Signalabtastwerten, wie dies in 9 dargestellt
ist.
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Die
Unterschiede zwischen den tatsächlichen
und den geschätzten
Werten der Fourierkoeffizienten sind als Fehler anzusehen. Zum einen
existieren eine Vielzahl von Fehlerkomponenten, die verursacht werden durch
Quantisierungsfehler, externes Rauschen, usw., darüber hinaus
sind aber die Fehler in Abhängigkeit
von der Ungleichmäßigkeit
der Abtastung, die hier betrachtet werden, dominant. Der Fehler
für die
Abschätzung der
Fourierkoeffizienten bei einer Frequenz i ist proportional zur Amplitude
der zusätzlichen
quadratischen Komponenten der Frequenz j multipliziert mit dem zugehörigen Koeffizienten
der Kreuzinterferenz. Im allgemeinen ist festzustellen, daß diese
Fehler der Abschätzung
der Koeffizienten a
i, b
i abhängig sind
von den Amplituden von allen anderen quadratischen Komponenten a
j, b
j des Signals
mit den zugehörigen
Frequenzen f
j:
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Es
ist zu berücksichtigen,
daß die
wahren Werte a
i, b
i nicht
bekannt sind. Nur die DFT-Abschätzungen â
i, b ^
i sind gegeben.
Trotzdem machen diese es möglich,
die Approximierung der Schätzfehler
zu bestimmen
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Diese
Fehler werden abgezogen von den DFT-Schätzungen âi, b ^i und die erste Folge der verbesserten Schätzungen
a (1) / i, b (1) / i wird festgelegt wie dies in 9 dargestellt
ist.
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Für den nächsten Iterationsschritt
wird der Schätzfehler
berechnet und dann wird die
Iteration durchgeführt.
Dieser iterative Vorgang wird fortgesetzt für eine Anzahl von Abläufen. Für den Iterationsschritt
k + 1 ergibt sich
wobei die verbesserten Schätzungen
a (k) / i, b (k) / i, erhalten werden aus dem vorhergehenden k-ten Iterationsschritt. Die
ermittelten Schätzungen
der Fourierkoeffizienten für
alle und jede Unterfolge von Abtastpulsen werden in dieser Art und
Weise an die Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung angepaßt.
Diese sind signifikant genauer als die ursprünglich verwendeten Grobschätzungen,
die durch eine direkte Anwendung der DFT ermittelt wurden. Die erhaltenen
verbesserten Abschätzungen
stellen Daten für
die weitere Signalverarbeitung bereit.
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C. Datenzusammenfassung für Abschätzungen
von Fourierkoeffizienten ohne Alias-Effekte
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Daten,
die die Abschätzungen
der Fourierkoeffizienten repräsentieren,
die berechnet wurden in einem Frequenzbereich von 0–0,5 fs für
jede Menge an Signalabtastwerten unter der Bedingung einer 100%igen
Unterdrückung
von Alias-Effekten, werden zusammengefaßt, um eine Abschätzung der
Fourierkoeffizienten ohne Alias-Effekte im gesamten Frequenzbereich
zu erhalten, der definiert wird durch die Werte der Phasenverschiebung
der Unterfolgen von Abtastpulsen.
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Ohne
einen Verzicht auf die Verallgemeinerung, werden die speziellen
Verhältnisse
nachfolgend angegeben, um eine Verwendung für Spektralabschätzungen
in dem Fall zu ermöglichen,
daß die
gemeinsame Folge an Abtastzeitpunkten unterteilt wird in 4 Unterfolgen.
Die Phasenverschiebung zwischen den einzelnen Unterfolgen an Abtastpulsen
ist gleich ¼ T.
Hieraus folgt, daß die
höch ste
Frequenz des Signals zweimal die Frequenz des verwendeten periodischen
Verfahrens der Abtastzeitpunkte übersteigt.
Nachdem die Signalabtastwerte in 4 Unterfolgen unterteilt wurden,
wird jeder von diesen einzeln in einem Nyquist-Frequenz-Band von
0–0.5
fs verarbeitet. Jede der zugrunde liegenden
Signalfrequenzen f0 innerhalb des Frequenzbandes 0–0.5 fs besitzt zugehörige drei potentielle Frequenzen
f1, f2, f3 für
Alias-Effekte. Spektralabschätzungen
der Signalkomponenten im gesamten Frequenzband von 0–2 fs sind durchzuführen.
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Die
Genauigkeit der Abschätzung
der Fourierkoeffizienten für
alle Signalkomponenten im gesamten Frequenzband ist abhängig von
der Genauigkeit der Abschätzungen
von a [m] / 0 und b [m] / 0 für
alle vier (m = 0, 1, 2, 3), die in den Unterabläufen der Abtastungen bestimmt
wurden. Die Werte von a [0] / i, b [0] / i, a [1] / i, b [1] / i, a [2] / i, b [2] / i, a [3] / i, b [3] / i werden bestimmt durch
eine Anwendung des DFT-Verfahrens und dann werden diese Abschätzungen
dadurch verbessert, daß eine
Anpassung an die spezifischen Ungleichmäßigkeiten der Abtastungen erfolgt,
wie vorstehend beschrieben. Nachdem dies erfolgt ist, werden die
erhaltenen Daten verwendet, um die verbesserten Abschätzungen
der Signalkomponenten im gesamten Bandbereich zu erhalten.
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Das
folgende System von Gleichungen wird hierfür verwendet:
a(fs + fi) = 14 (a[0]i – b[1]i – a[2]i + b[3]i ) b(fs + fi)
= 14 (b[0]i + a[1]i – b[2]i – a[3]i ) a(2fs – fi) = 14 (a[0]i – a[1]i +
a[2]i – a[3]i ) b(2fs – fi) = 14 (–b[0]i +
b[1]i – b[2]i +
b[3]i )
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Nun
werden die Fourierkoeffizienten für alle Signalkomponenten bei
Frequenzen innerhalb des Frequenzbandes 0–0.5 fs;
0.5 fs – fs; fs – 1.5 fs; 1.5 fs – 2 fs; ausdrücklich
durch die Amplituden der quadratischen Komponenten der Sinusfunktionen
bestimmt, die aus dem Frequenzbereich 0–0.5 fs herausgefiltert
wurden. Hierdurch wird ein Spektrum frei von Alias-Effekten des
Eingangssignals erhalten, das genauer ist als gemäß Bestimmungen
entsprechend dem Stand der Technik, da der Schätzvorgang an die spezifischen
Ungleichmäßigkeiten
der Abtastung angepaßt
wird.
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Die 10 und 11 veranschaulichen
Vorteile der erfindungsgemäßen Lösung bei
einem Vergleich mit Verarbeitungsergebnissen, die gemäß dem Stand
der Technik erzielt wurden, siehe insbesondere 4 und 5.
Das Eingangssignal ist das gleiche. 10 veranschaulicht,
daß das
Rauschen signifikant geringer ist. Dies führt zu der in 11 veranschaulichten
Signalrekonstruktion mit geringem Fehler.