DE102008004263B4

DE102008004263B4 - Analog-Digital-Wandlung mit Unterdrückung von Eigenstörungen

Info

Publication number: DE102008004263B4
Application number: DE102008004263.3A
Authority: DE
Inventors: Stephan Braun
Original assignee: Gauss Instruments Int GmbH; Gauss Instruments International GmbH
Current assignee: GAUSS INSTRUMENTS INTERNATIONAL GMBH, DE
Priority date: 2008-01-14
Filing date: 2008-01-14
Publication date: 2018-10-31
Anticipated expiration: 2028-01-15
Also published as: DE102008004263A1

Abstract

Verfahren, bei welchem ein Signal auf zwei oder mehreren Analog-Digital-Wandlern parallel ins digitale umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastrate der Analog-Digital-Wandler unterschiedlich ist, und die berechneten Spektren der digitalisierten Signale derart überlagert werden, dass eine Unterdrückung der Eigenstörungen der Analog-Digital-Wandler erfolgt.

Description

Die Erfindung beschreibt ein Verfahren zur Analog-DigitalWandlung und eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens, wobei die Eigenstörungen der Analog-Digital-Wandler unterdrückt werden.
Derzeit werden zur Emissionsmessung im Zeitbereich schnelle Analog-Digital-Wandler eingesetzt. Ideale Analog-Digital-Wandler tasten das Eingangssignal ab, und führen eine Quantisierung durch. Bei der Quantisierung mittels eines idealen Analog-Digital-Wandlers wird dem Eingangssignal Quantisierungsrauschen hinzugefügt. Das Quantisierungsrauschen kann bei einer hohen Anzahl von Quantisierungsstufen näherungsweise als weißes Rauschen modelliert werden. Reale Analog-Digital-Wandler zeigen jedoch zusätzliche parasitäre Effekte. Zum einen zeigen sie neben dem Konversionsverhalten ein zusätzliches nichtlineares Verhalten, welches z.B. durch interne Verstärker sowie durch Abweichung der realen Quantisierungsstufen denen eines idealen Analog-Digital-Wandlers hervorgerufen wird. Des Weiteren tritt bei schnellen Analog-Digital-Wandlern zusätzlich das Problem von Überkopplungen zwischen dem Analog- und Digitalteil auf. Dem Eingangssignal werden bei realen Analog-Digital-Wandlern vorwiegend parasitäre Spektralanteile hinzugefügt, welche von der Abtastfrequenz des Analog-Digital-Wandlers abhängig sind. Beinhaltet beispielsweise eine Analog-Digital-Wandler einen internen Demultiplexer zur Datenübertragung welcher die Datenrate auf ein Viertel der Abtastrate reduziert, so beinhaltet das digitalisierte Signal ein zusätzlichen Spektralanteil bei einem Viertel der Abtastfrequenz, da aufgrund der endlichen Entkopplung zwischen Digital- und Analogteil eine Einkopplung in den Analogteil erfolgt. Besteht ein Analog-Digital-Wandler aus mehreren Analog-Digital-Wandlern welche eine zeitversetzte Abtastung durchführen so ergeben sich aufgrund der begrenzten Genauigkeit bei der Kompensation des Offset- und Verstärkungsfehlers ebenfalls Spektrallinien, welche von der Abtastfrequenz abhängig sind.
Wird am Eingang des Analog-Digital-Wandlers ein Sinussignal angelegt, so entstehen bei einem realen Analog-Digital-Wandler harmonische, welche teilweise oberhalb der Nyquistfrequenz liegen. Das abgetastete Signal verfügt über ein periodisches Spektrum. Wegen der Periodizität werden die Spektralanteile welche oberhalb der Nyquistfrequenz sind, in den Frequenzbereich des ersten Nyquistbereichs umgesetzt. Die Frequenzumsetzung erfolgt an den vielfachen der Abtastfrequenz, und wird beschrieben durch: $f_{H_{B}} = | {kf}_{B} - f_{H} |$
wobei f_s die Abtastfrequenz, f_H die Frequenz der Harmonischen und f_HS die resultierende Frequenz der Harmonischen nach der Abtastung. Die Harmonische bestimmt sich wiederum aus der Eingangsfrequenz mit: $f_{H} = {nf}_{in} n = 2,3,4$
Hierbei ist zu erkennen, dass die resultierende Frequenz von Harmonischen, welche oberhalb der Nyquistfrequenz sind stets von der Abtastfrequenz abhängen. Für f_in ≥ f_B/4 liegen alle Harmonischen oberhalb der Nyquistfrequenz, und dadurch ergibt sich stets eine Abhängigkeit von der Abtastfrequenz.
Analog-Digital-Wandler nach dem Stand der Technik zeigen für höhere Eingangsfrequenz neben den statischen nichtlinearen Verzerrungen, dynamische Effekte, welche zusätzliche Verzerrungen hervorrufen. Es existieren eine Vielzahl von Verfahren zur Korrektur der Nichtlinearitäten von Analog-Digital-Wandlern. Diese Verfahren sind allerdings mit dem Nachteil verbunden, dass nur eine geringe Unterdrückung erreicht wird. Ein weiterer Nachteil ist, dass die Unterdrückung für höhere Eingangsfrequenzen abnimmt. Des Weiteren sind diese Verfahren mit einem erheblichen Rechenaufwand und Speicherbedarf verbunden. Verfahren nach dem Stand der Technik können keine Unterdrückung von Spektralanteilen welche durch Überkopplung zwischen Analog- und Digitalteil entstehen erreichen.
Bei dem Einsatz eines Analog-Digital-Wandlers zur Emissionsmessung im Zeitbereich wird der verzerrungsfreie Dynamikbereich (engl. Spurious Free Dynamic Range SFDR) durch die hinzugefügten parasitären Signale begrenzt. Diese werden auch als Eigenstörungen bezeichnet. Bei der Berechnung des Amplitudenspektrums sind diese als parasitäre Spektrallinien zu erkennen.
Aus der US 2007/0299635 A1 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Signalverarbeitung bekannt, welche ein analoges Empfänger-Frontend mit adaptiven Filtern verwendet.
Die internationale EMV-Norm IEC CISPR 16-1-1 (Specification for radio disturbance and immunity measuring apparatus and methods - Part 1-1: Radio disturbance and immunity measuring apparatus - Measuring apparatus, Nov 2003) beschreibt unter anderem die Anforderungen an Messgeräte zur Störemissionsmessung. Eine Anforderung an ein Messgerät zur Störemissionsmessung ist eine Mindestunterdrückung von Eigenstörungen von wenigstens 40 dB. Dieser Wert kann aufgrund der Einschränkungen der Analog-Digital-Wandler nur in einem sehr geringen Aussteuerungsbereich erreicht werden.
In DE 10 2006 005 595 A1 wird ein Verfahren und eine Anordnung zur Messung von Störemissionen in Realzeit beschrieben. Dabei wird das gemessene und digitalisierte Störsignal mittels eines Dezimationsfilters bandbegrenzt und dadurch dessen Abtastrate reduziert. Mittels Kurzzeit-Fouriertransformation wird das Spektrogramm des gemessenen Störsignals in Realzeit berechnet. Das Spektrogramm wird mittels einer Einheit von einem oder mehreren Detektoren ausgewertet. Das erhaltene Spektrum wird gespeichert. Das vorgestellte Verfahren erlaubt es normkonforme Emissionsmessungen in Zeitbereich in einer geschirmten Umgebung wie. z.B. in einer Absorberhalle durchzuführen.
Ein Verfahren, welches eine Störunterdrückung von parasitären Spektrallinien durchführt wurde in der Veröffentlichung von S. Braun und P. Russer „Measurements of Spurious Emission with a Time-domain EMI Measurement System using Multi-sampling Techniques", IEEE EMC Symposium 2006, August 2006, S. 792 -- 795, Portland, Oregon vorgestellt. Das Verfahren verwendet mehrere mit einem Detektor bewertete Spektren welche je aus einem im Zeitbereich gemessenen Störsignal berechnet werden. Dabei wird bei jeder Messung die Abtastfrequenz verändert und die Messung wiederholt. Allerdings ist das Verfahren mit einigen Nachteilen verbunden. Das Eingangssignal muss mehrfach gemessen werden. Um reproduzierbare Messergebnisse zu erhalten, darf die Emission des Messobjektes sich nicht verändern. Ein weiterer Nachteil ist die aufgrund der sequentiellen Messung Erhöhung der Messzeit um wenigstens einen Faktor 2.
Zur Unterdrückung parasitärer Spektralanteile welche von der Abtastrate des Analog-Digital-Wandlers abhängen wird deshalb erfindungsgemäß vorgeschlagen, das Signal in zwei oder mehrere Kanäle aufzuteilen und jeden Kanal mittels eines Analog-Digital-Wandlers zu digitalisieren. Dabei wird die Abtastrate der Analog-Digital-Wandler unterschiedlich gewählt. Aus dem digitalisierten Signal jedes Kanals wird vorzugsweise mittels der schnellen Fourier Transformation das Betragsspektrum berechnet. Bei den berechneten Spektren der Kanäle befinden sich die parasitären Spektralanteile an unterschiedlichen Frequenzen. Die Spektralanteile des Eingangssignals hingegen sind bei allen Kanälen bezüglich Ihrer Amplitude gleich. Vorzugsweise wird das Minimum der Betragsspektren aller Kanäle berechnet.
Eine weitere Ausführung der Erfindung, verwendet eine Kurzzeit-FFT um aus dem digitalisierten Signal jedes Analog-Digital-Wandlers ein Spektrogramm zu berechnen, und anschließend je Analog-Digital-Wandler mittels eines Detektors ein bewertetes Spektrum zu berechnen. In einem letzten Schritt werden die Spektren verglichen, und an jedem Frequenzpunkt wird der Wert aus dem Spektrum verwendet, welcher dem Betrag nach minimal ist.
Eine vorteilhafte Weiterentwicklung der vorgestellten Ausführungen verwendet gleiche FFT-Längen. Dies ist insbesondere für Digitalrechner von Vorteil, da der FFT Algorithmus es erlaubt insbesondere FFT-Berechnungen welche eine Länge aus einer 2er Potenz haben, besonders schnell zu berechnen. Da die berechneten Spektren ein unterschiedliches Frequenzraster aufweisen, erfolgt eine Interpolation aller Spektren auf ein vorgegebenes Frequenzraster. Die Interpolation kann beispielsweise mittels Splines erfolgen.
Eine vorteilhafte Weiterentwicklung beinhaltet die Berechnung in Realzeit. Hierzu wird das Signal jedes Analog-Digital-Wandlers auf bekannte Weise Bandbegrenzt, und die Abtastrate reduziert. Anschließend erfolgt die Berechnung des Spektrogramms, welches in Realzeit mittels eines Detektors ausgewertet wird, so dass man je Analog-Digital-Wandler ein bewertetes Spektrum erhält. In einem letzten Schritt werden die Spektren verglichen, und an jedem Frequenzpunkt wird der Wert aus dem Spektrum verwendet, welcher dem Betrag nach minimal ist.
Eine weitere Ausführung der Erfindung führt den Vergleich der mittels Kurzzeit-FFT berechneten Spektrogramme durch. Ein Spektrogramm besteht aus zeitlich aneinandergereihten Spektren. Durch einen Vergleich der Einzelspektren aller Analog-Digital-Wandler, sowie der Bestimmung des Minimums, wird aus den Spektrogrammen aller Analog-Digital-Wandler ein Spektrogramm bestimmt, wobei hierbei die Eigenstörungen der Analog-Digital-Wandler unterdrückt sind. Optional kann eine Auswertung des Spektrogramms mittels eines oder mehrerer Detektoren erfolgen.
Eine weitere Ausführung der Erfindung führt eine Kreuzkorrelation der mittels Kurzzeit-FFT berechneten Spektrogramme durch. Ein Spektrogramm besteht aus zeitlich aneinandergereihten Spektren. Durch die Berechnung der Kreuzkorrelation der Einzelspektren aller Analog-Digital-Wandler wird ein Kreuzkorrelationsspektrogramm mit unterdrückten Eigenstörungen berechnet.
In einer weiteren Ausführung der Erfindung wird der Realteil der einzelnen Kreuzkorrelationsspektren verglichen und ein Minimumspektrum berechnet.
In einer weiteren Ausführung erfolgt ein Vergleich zwischen dem berechneten Minimum der Kreuzkorrelationspektren und dem Betragsspektrogramm der digitalisierten Signale aller Analog-Digital-Wandler.
Optional kann eine Auswertung des berechneten Spektrogramms mittels eines oder mehrerer Detektoren erfolgen.
Figurenliste

1 Erfindungsgemäße Anordnung zur Durchführung des Verfahrens
2 Beispiel einer Emissionsmessung mit durchgeführter Mehrfachabtastung
3 Beispiel eines Spektrums mit durchgeführter Bestimmung des Betragsminimums
4 Beispiel eines Spektrums mit durchgeführter Bestimmung der Kreuzkorrelierten
5 Beispiel eines Spektrums mit durchgeführter Bestimmung der Kreuzkorrellierten und Verwendung des Betragsminimums

1 zeigt eine schematische Anordnung zur Durchführung des Verfahrens. Das Eingangssignal wird auf die Analog-Digital-Wandler 1 und Analog-Digital-Wandler 4 aufgeteilt. Das digitalisierte Signal des Analog-Digital-Wandlers 1 wird mittels eines Moduls zur schnellen Fourier Transformation 2 in ein Amplitudenspektrum umgerechnet. Anschließend wird der Betrag des Spektrums mittels des Moduls 3 berechnet. Das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 4 wird mittels eines Moduls zur schnellen Fourier Transformation in ein Amplitudenspektrum umgerechnet. Anschließend wird der Betrag des Spektrums mittels des Moduls 6 berechnet. Ein Modul zur Berechnung des Minimums 7 bildet das Minimum an jedem berechneten Frequenzpunkt.
Eine beispielhafte Anordnung zur Durchführung des Verfahrens ist in 1 dargestellt. Das Eingangssignal wird auf die Analog-Digital-Wandler 1 und Analog-Digital-Wandler 4 aufgeteilt. Das digitalisierte Signal des Analog-Digital-Wandlers 1 wird mittels eines Moduls zur schnellen Fourier Transformation 2 in ein Amplitudenspektrum umgerechnet. Anschließend wird der Betrag des Spektrums mittels des Moduls 3 berechnet. Das Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers 4 wird mittels eines Moduls zur schnellen Fourier Transformation in ein Amplitudenspektrum umgerechnet.
Anschließend wird der Betrag des Spektrums mittels des Moduls 6 berechnet. Ein Modul zur Berechnung des Minimums 7 bildet das Minimum an jedem berechneten Frequenzpunkt.
Ein Beispiel für ein Spektrum welches mittels einer sequentiellen Mehrfachabtastung wie in der Schrift S. Braun und P. Russer „Measurements of Spurious Emission with a Time-domain EMI Measurement System using Multi-sampling Techniques", IEEE EMC Symposium 2006, August 2006, S. 792 --795, Portland, Oregon beschrieben ist in 2 dargestellt.
Ein Beispiel für ein Spektrum welches durch die Bestimmung des Minimums zweier Betragsspektren ist in 3 dargestellt.
Ein Beispiel für ein Spektrum, welches durch die Berechnung des Realteils der Kreuzkorrellierten zweier Amplitudenspektren erfolgte, ist in 4 dargestellt.
Ein Beispiel für ein Spektrum, wobei die Berechnung des Realteils der Kreuzkorrellierten zweier Amplitudenspektren erfolgte und anschließend das Minimum zwischen dem berechneten Spektrum und den beiden Betragsspektren der Eingangssignale ist in 5 dargestellt.

Claims

Verfahren, bei welchem ein Signal auf zwei oder mehreren Analog-Digital-Wandlern parallel ins digitale umgesetzt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastrate der Analog-Digital-Wandler unterschiedlich ist, und die berechneten Spektren der digitalisierten Signale derart überlagert werden, dass eine Unterdrückung der Eigenstörungen der Analog-Digital-Wandler erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Amplitudenspektren mittels schneller diskreter Fourier Transformation, über das gleiche Zeitintervall berechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei aus den berechneten Amplitudenspektren die Betragsspektren berechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das Minimum aller berechneten Betragspektren berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten zweier Amplitudenspektren berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 5 und 3, wobei das minimierte Betragsspektren aus dem Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten der Spektren zweier Kanäle und dem minimierten Betragsspektrum zweier Kanäle berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Berechnung des Betrags des Realteils der Kreuzkorrellierten für eine beliebige Menge von Paaren aus unterschiedlichen Kanälen erfolgt, und aus den berechneten Betragsspektren das Minimum über alle Kanäle bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Amplitudenspektren mittels schneller diskreter Fourier Transformation mit einer gleichen Anzahl von zeitdiskreten Werten berechnet werden.
Verfahren nach 8, wobei die Fourierspektren die gleiche Anzahl von Frequenzpunkten aufweisen, und mindestens eines der beiden Spektren auf bekannte Weise interpoliert wird, so dass die berechneten Amplitudenspektren das gleiche Frequenzraster aufweisen.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei aus den berechneten Amplitudenspektren die Betragsspektren berechnet werden.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Minimum aller berechneten Betragspektren berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten zweier Amplitudenspektren berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 12 und 3, wobei das minimierte Betragsspektren aus dem Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten der Spektren zweier Kanäle und dem minimierten Betragsspektrum zweier Kanäle berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Berechnung des Betrags des Realteils der Kreuzkorrellierten für eine beliebige Menge von Paaren aus unterschiedlichen Kanälen erfolgt, und aus den berechneten Betragsspektren das Minimum über alle Kanäle bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Amplitudenspektrogramme mittels Kurzzeit Fourier Transformation berechnet werden, wobei das Zeitintervall jeder einzelnen Fouriertransformation gleich ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Amplitudenspektrogramme mittels Kurzzeit Fourier Transformation berechnet werden, wobei die Spektrogramme aller Kanäle eine gleiche Anzahl von Frequenzpunkten aufweisen.
Vorrichtung mit zwei oder mehreren Analog-Digital-Wandlern, welche dazu eingerichtet sind, ein Signal parallel ins Digitale umzusetzen, dadurch gekennzeichnet, dass die Analog-Digital-Wandler unterschiedliche Abtastraten aufweisen und die Vorrichtung weiterhin dazu eingerichtet ist, die berechneten Spektren der digitalisierten Signale derart zu überlagern, dass eine Unterdrückung der Eigenstörungen der Analog-Digital-Wandler erfolgt.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Amplitudenspektren mittels schneller diskreter Fourier Transformation, über das gleiche Zeitintervall berechnet werden.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei aus den berechneten Amplitudenspektren die Betragsspektren berechnet werden.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei das Minimum aller berechneten Betragspektren berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei der Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten zweier Amplitudenspektren berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 21 und 19, wobei das minimierte Betragsspektren aus dem Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten der Spektren zweier Kanäle und dem minimierten Betragsspektrum zweier Kanäle berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 18, wobei die Berechnung des Betrags des Realteils der Kreuzkorrellierten für eine beliebige Menge von Paaren aus unterschiedlichen Kanälen erfolgt, und aus den berechneten Betragsspektren das Minimum über alle Kanäle bestimmt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Amplitudenspektren mittels schneller diskreter Fourier Transformation mit einer gleichen Anzahl von zeitdiskreten Werten berechnet werden.
Vorrichtung nach 24, wobei die Fourierspektren die gleiche Anzahl von Frequenzpunkten aufweisen, und mindestens eines der beiden Spektren auf bekannte Weise interpoliert wird, so dass die berechneten Amplitudenspektren das gleiche Frequenzraster aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei aus den berechneten Amplitudenspektren die Betragsspektren berechnet werden.
Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei das Minimum aller berechneten Betragspektren berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei der Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten zweier Amplitudenspektren berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 28 und 19, wobei das minimierte Betragsspektren aus dem Betrag des Realteils der Kreuzkorrellierten der Spektren zweier Kanäle und dem minimierten Betragsspektrum zweier Kanäle berechnet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 25, wobei die Berechnung des Betrags des Realteils der Kreuzkorrellierten für eine beliebige Menge von Paaren aus unterschiedlichen Kanälen erfolgt, und aus den berechneten Betragsspektren das Minimum über alle Kanäle bestimmt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei die Amplitudenspektrogramme mittels Kurzzeit Fourier Transformation berechnet werden, wobei das Zeitintervall jeder einzelnen Fouriertransformation gleich ist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei die Amplitudenspektrogramme mittels Kurzzeit Fourier Transformation berechnet werden, wobei die Spektrogramme aller Kanäle eine gleiche Anzahl von Frequenzpunkten aufweisen.