DE102009007775A1

DE102009007775A1 - Messvorrichtung, Prüfvorrichtung, Aufzeichnungsmedium, Programm und elektronische Vorrichtung

Info

Publication number: DE102009007775A1
Application number: DE102009007775A
Authority: DE
Inventors: Takahiro Yamaguchi; Masayuki Kawabata; Mani Seattle Soma; Masahiro Ishida
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2008-02-14
Filing date: 2009-02-04
Publication date: 2009-12-03
Also published as: JP2009192536A; US20090207897A1; US7778785B2

Abstract

Es ist eine Messvorrichtung (200) zum Messen eines Störungsabstands einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler (400) als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wurde, vorgesehen, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu von dem A/D-Wandler erzeugte Störungen anzeigt. Die Messvorrichtung enthält eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spekschen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind, und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums berechnet.

Description

HINTERGRUND
1. TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Messvorrichtung, eine Prüfvorrichtung, ein Aufzeichnungsmedium, ein Programm und eine elektronische Vorrichtung. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Messvorrichtung zum Messen von Jitter eines gemessenen Signals sowie auf eine Messvorrichtung zum Messen von durch einen A/D-Wandler erzeugtem Jitter. Diese Patentanmeldung beansprucht die Priorität der am 14. Februar 2008 eingereichten US-Patentanmeldung Nr. 12/030879, deren Inhalt hier einbezogen wird.
2. STAND DER TECHNIK
Eines der Verfahren zum Messen von durch einen A/D-Wandler erzeugtem Jitter besteht darin, ein Eingangssignal und einen Abtasttakt in den A/D-Wandler einzugeben und das in dem Ausgangssignal des A/D-Wandlers enthaltene Jitter zu messen. Hier ist das Eingangssignal beispielsweise eine Sinuswelle mit geringem Jitter, und der Abtasttakt hat ebenfalls geringes Jitter. Das durch den A/D-Wandler erzeugte Jitter stellt beispielsweise die Varianz in der Aperturverzögerung von dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt des Abtasttakts, zu welchem ein Umwandlungsstartbefehl gegeben wird, bis zu dem Moment, zu welchem der Pegel des Eingangssignals gehalten wird, dar. Dieses Jitter wird auch als Aperturjitter bezeichnet.
Das Aperturjitter zeigt die Zufallsveränderung in der zum Halten eines analogen Eingangssignals erforderlichen Zeit an. Demgemäß wird das Aperturjitter als ein Typ von augenblicklicher Phasenstörung betrachtet.
Der Abtasttakt wird zu einem A/D-Wandler mit hoher Auflösung und sehr kleinem Jitter, d. h., Phasenstörung, geliefert. Beispielsweise beträgt das Jitter –140 dBc/Hz, wenn die Versetzungsfrequenz gleich 100 kHz ist. Dies erfordert eine kostenaufwendige spezielle Messausrüstung für die Messung. Daher besteht eine Nachfrage nach einem Verfahren und einer Vorrichtung, die den Abtasttakt mit sehr kleinem Jitter bei niedrigen Kosten messen können.
Das in dem Ausgangssignal des A/D-Wandlers enthaltene Jitter kann auf der Grundlage des Spektrums gemessen werden, das durch Durchführen einer Fourier-Transformation bei der diskreten Wellenform des Ausgangssignals des A/D-Wandlers erhalten wurde. Beispielsweise werden der Effektivwert (RMS) des Jitters und der Störungsabstand SNR auf der Grundlage der Energie der in dem Spektrum enthaltenen Störungskomponente geschätzt.
Der SNR ist definiert als das Verhältnis von Signalenergie zu Störungsenergie. Die Signalenergie und die Störungsenergie werden mit Bezug auf die beobachtbaren positiven Frequenzen gemessen. Die Störungen, die durch die A/D-Wandler 400 erzeugt werden können, enthalten Quantisierungsstörung, Aperturjitter und thermisches Rauschen. Solche Verschiedenheiten der Störungen verschlechtern den SNR.
Der SNR aufgrund der Quantisierungsstörungen und des Jitters sowie das Abtasttaktjitter, erzeugt durch den A/D-Wandler, wird durch die folgende Gleichung dargestellt.
Hier bezeichnet V_FS/2 die Amplitude der in den A/D-Wandler eingegebenen analogen Sinuswelle, f_in bezeichnet die Frequenz der Sinuswelle, Δ bezeichnet den Quantisierungsschritt des A/D-Wandlers, und σΔφ bezeichnet das Aperturjitter.
Wie aus der Gleichung 1 ersichtlich ist, wird, wenn die in den A/D-Wandler eingegebene Sinuswelle eine ausreichend niedrige Frequenz hat, der SNR_Q durch die Quantisierungsstörungen beherrscht. Mit anderen Worten, die Gleichung 1 wird die folgende Gleichung, die einen konstanten Wert anzeigt.
Wenn andererseits die Frequenz f_in ausreichend hoch ist und der Quantisierungsschritt ausreichen klein ist, wird der SNR_T durch das Aperturjitter beherrscht. Demgemäß wird die Gleichung 1 die folgende Gleichung. Der SNR_T ändert sich linear mit Bezug auf die logarithmische Frequenz log₁₀f_in.
28A illustriert als ein Beispiel die Beziehung zwischen der effektiven Anzahl von Bits ENOB des A/D-Wandlers und der Frequenz des analogen Eingangssig nals, das in den A/D-Wandler eingegeben wird. Wie vorher festgestellt ist, bleibt die ENOB_Q auf einem im Wesentlichen konstanten Wert in dem Bereich, in welchem das analoge Eingangssignal eine niedrige Frequenz hat, d. h., f_in < 100 MHz. Andererseits ändert sich ENOB_T linear in dem Bereich, in welchem das analoge Eingangssignal eine hohe Frequenz hat, d. h. f_in > 100 MHz. Um die lineare Änderung zu berechnen, ist es erforderlich, ENOB bei zumindest zwei Frequenzen in dem Bereich zu messen, in welchem das analoge Eingangssignal eine hohe Frequenz hat.
28B illustriert als ein Beispiel die durch Durchführen der Fourier-Transformation bei den Ausgangssignalen des A/D-Wandlers erhaltenen Spektren. 28B zeigt das Spektrum der diskreten Wellenformdaten, die von dem A/D-Wandler ausgegeben werden, wenn ein Eingangssignal niedriger Frequenz in den A/D-Wandler eingegeben wird, wie in dem linken Diagramm in 28B gezeigt ist, und das Spektrum der diskreten Wellenformdaten, die von dem A/D-Wandler ausgegeben werden, wenn ein Eingangssignal mit hoher Frequenz in den A/D-Wandler eingegeben wird, wie in dem rechten Diagramm in 28B gezeigt ist.
Jedes der in 28B gezeigten Spektren enthält eine Signalkomponente entsprechend der Frequenz des Eingangssignals, beispielsweise die Komponente des Linienspektrums in 28B, und eine durch den A/D-Wandler erzeugte Störungskomponente, beispielsweise die verbleibenden Komponenten in 28B. Hier enthält die Störungskomponente eine Quantisierungsstörungskomponente, die von der Frequenz des Eingangssignals unabhängig ist, und eine Jitterkomponente, die von der Frequenz des Eingangssignals abhängig ist. Daher wird angenommen, dass die Energie der Jit terkomponente, die von der Frequenz des Eingangssignals abhängig ist, durch Berechnen der Differenz Δ in der Energie erhalten werden kann, d. h., der Summe aus der Signalkomponente und der Störungskomponente zwischen den Spektren, wie in 28B illustriert ist. Diese Annahme wurde jedoch nicht verifiziert.
Die ENOB des A/D-Wandlers mit Bezug auf die Amplitudenachse kann durch eine Berechnung auf der Grundlage der Quantisierungsstörungskomponente erhalten werden. D. h., die ENOB kann berechnet werden auf der Grundlage des SNR des Spektrums der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenformdaten, wenn ein Eingangssignal mit einer gegebenen Frequenz in den A/D-Wandler eingegeben wird. Jedoch sind keine Verfahren und Vorrichtungen bekannt, die die ENOB nur aufgrund der Jitterkomponente messen können.
Um das Jitter durch Messen der Differenz zwischen den Spektren wie vorstehend beschrieben schätzen zu können, ist es erforderlich, die Spektren zweimal zu messen. Auch ist es nicht möglich, die ENOB oder den SNR, für den das Aperturjitter vorherrschend ist, zu messen, d. h. die ENOB_T oder den SNR_T in dem rechten Bereich in 28A, durch Verwendung des analogen Eingangssignals mit der niedrigen Frequenz, wie in dem linken Bereich in 28A gezeigt ist.
Die beiden in 28B illustrierten Spektren werden zu unterschiedlichen Zeitpunkten beobachtet, d. h., nicht gleichzeitig gemessen. Daher ist es schwierig, die in der Störungskomponente enthaltene Jitterkomponente genau von der Quantisierungsstörungskomponente in der Störungskomponente zu isolieren. Zusätzlich kann, da das vorbeschriebene Verfahren das Jitter auf der Grundlage der Energien der in den Spektren ent haltenen Störungskomponenten berechnet, das vorbeschriebene Verfahren nur den RMS-Wert des Jitters berechnen, nicht jedoch die Änderung des augenblicklichen Werts des Jitters wie den Spitzenwert und den Spitze-zu-Spitze-Wert sowie die Aperturjitter-Wellenform berechnen. Daher ist es schwierig, Rückkopplungsdaten für den Entwurf des A/D-Wandlers zu erhalten.
29 illustriert ein unterschiedliches Verfahren zum Messen des Jitters auf der Grundlage des durch Durchführen der Fourier-Transformation bei dem Ausgangssignal des A/D-Wandlers erhaltenen Spektrums. Dieses Verfahren extrahiert aus dem Spektrum Frequenzkomponenten innerhalb eines Frequenzbereichs, der im Wesentlichen symmetrisch mit Bezug auf die Grundfrequenz des Eingangssignals ist und keine harmonischen Komponenten enthält, und führt die inverse Fourier-Transformation bei den extrahierten Frequenzkomponenten durch. Auf diese Weise erzeugt das Verfahren ein analytisches Signal für die Ausgangswellenform des A/D-Wandlers.
Es ist wichtig, alle harmonischen Komponenten null zu setzen, die stark mit dem Signal korreliert sind, um die Zufallsveränderung sowohl der Amplitude als auch des Zeitpunkts in der Frequenzdomäne zu messen. Wenn die harmonischen Komponenten sämtlich auf null gesetzt sind, verbleibt das Spektrum mit dem Linienspektrum der Grundfrequenz und den Zufallsstörungen.
Hier wird die augenblickliche Phase der Ausgangswellenform des A/D-Wandlers durch den Arkustangens des reellen und des imaginären Teils des analytischen Signals erhalten, und die erhaltene augenblickliche Phase kann verwendet werden, um das Jitter zu erhal ten. Dieses Verfahren ist beispielsweise in der US-A-6 525 523 offenbart.
Indem die augenblickliche Phase der Ausgangswellenform erhalten wird, kann dieses Verfahren den Spitzenwert, den Spitze-zu-Spitze-Wert und dergleichen des Jitters berechnen. Es ist zu beachten, dass die Durchführung der Fourier-Transformation bei der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform das die harmonischen Komponenten enthaltende Spektrum erzeugt, wie in dem linken Diagramm in 28B illustriert ist. Wegen der Rückfaltungseffekte sind die Linienspektren der harmonischen Komponenten in der Nähe des Linienspektrums der Grundfrequenz vorhanden. Aus diesem Grund ist, wenn die Frequenzkomponenten, die keine harmonischen Komponenten enthalten, durch Verwendung eines Filters gemäß dem in 29 illustrierten Verfahren extrahiert werden, der beobachtbare Frequenzbereich schmal und Breitbandjitter kann nicht gemessen werden.
Wie vorstehend erläutert ist, kann das in 29 illustrierte Verfahren die Störungskomponente entsprechend der Frequenz, die von der Grundfrequenz des Eingangssignals weit entfernt ist, nicht messen. Zusammengefasst besteht eine Nachfrage nach einem Verfahren, das den Spitzenwert, den Spitze-zu-Spitze-Wert und dergleichen des Jitters messen kann und Jitter in einer großen Bandbreite messen kann. Da zu erwarten ist, dass die Umwandlungsrate des A/D-Wandlers weiter zunimmt, ist es bevorzugt, ein Verfahren und eine Vorrichtung vorzusehen, die die Eigenjitterkomponente des A/D-Wandlers oder die ENOB entsprechend nur der Jitterkomponente des Abtasttakts messen können.
ZUSAMMENFASSUNG
Es ist daher eine Aufgabe eines Aspekts der vorliegenden Erfindung, eine Messvorrichtung, eine Prüfvorrichtung, ein Aufzeichnungsmedium, ein Programm und eine elektronische Vorrichtung vorzusehen, die in der Lage sind, die vorstehenden, den Stand der Technik begleitenden Nachteile zu überwinden. Die vorstehende und andere Aufgaben können durch in den unabhängigen Ansprüchen beschriebene Kombinationen gelöst werden. Die abhängigen Ansprüche definieren weitere vorteilhafte und beispielhafte Kombinationen der vorliegenden Erfindung.
Gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung kann eine beispielhafte Messvorrichtung eine Messvorrichtung zum Messen eines Störungsabstands einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, enthalten, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu durch den A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt. Die Messvorrichtung enthält eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind, und eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung kann eine beispielhafte Prüfvorrichtung eine Prüfvorrichtung zum Prüfen eines A/D-Wandlers aufweisen, enthaltend eine Messvorrichtung, die entweder (i) einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, oder (ii) eine effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandlers misst, und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des Ergebnisses der Messung durch die Messvorrichtung beurteilt, ob der A/D-Wandler annehmbar ist. Die Messvorrichtung enthält eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nicht symmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind, und eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung kann ein beispielhaftes Aufzeichnungsmedium ein Aufzeichnungsmedium enthalten, das ein Programm speichert, das bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, misst, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu durch den A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt. Das Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als eine Spek trumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind, und eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Gemäß dem vierten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Programm ein Programm enthalten, das bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, misst, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu den von dem A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt. Das Programm bewirkt, dass der Computer als eine Spektrumkompensationsschaltung arbeitet, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind, und als eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Gemäß dem auf die vorliegende Erfindung bezogenen fünften Aspekt kann eine beispielhafte Messvorrichtung eine Messvorrichtung zum Messen eines Störungsabstands einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, enthalten, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu den von dem A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt. Die Messvorrichtung enthält eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Gemäß dem sechsten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte Prüfvorrichtung eine Prüfvorrichtung zum Prüfen eines A/D-Wandlers aufweisen, enthaltend eine Messvorrichtung, die entweder (i) einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, oder (ii) eine effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandlers misst, und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage eines Ergebnisses der Messung durch die Messvorrichtung beurteilt, ob der A/D-Wandler annehmbar ist. Die Messvorrichtung enthält eine Einzelseitenbandspekt rum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Gemäß dem siebenden auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Aufzeichnungsmedium ein Aufzeichnungsmedium enthalten, das ein Programm speichert, das bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, misst, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu von dem A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt. Das Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und als eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Gemäß dem achten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Programm ein Programm enthalten, das bewirkt, dass ein Computer arbeitet als eine Messvorrichtung, die Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, misst, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu durch den A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt. Das Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspekrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und als eine Phasenstörungswellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungswellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Gemäß dem neunten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte Messvorrichtung eine Messvorrichtung zum Messen von Jitter eines gemessenen Taktsignals enthalten. Die Messvorrichtung enthält eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimmten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, das eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und einem Seitenband, das eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert, und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, misst.
Gemäß dem zehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte Prüfvorrichtung eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung enthalten. Die Prüfvorrichtung enthält eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen, gemessenen Taktsignals misst, und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist. Die Messvorrichtung enthält eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimmten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, das eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und einem Seitenband, das eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Ein gangssignals hat, erfasst, und das von der Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert, und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des Spektrums, das von der Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, misst.
Gemäß dem elften auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Aufzeichnungsmedium ein Aufzeichnungsmedium enthalten, das ein Programm speichert, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet. Das Programm bewirkt, dass der Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen, gemessenen Taktsignals misst, und als eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist. Hier bewirkt das Programm, dass der Computer als die Messvorrichtung arbeitet, die als eine Signalmessschaltung arbeitet, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, als eine Frequenzdomänentransformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, als eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimmten Frequenzband zwischen einem Seitenband, dessen Frequenz höher als eine Grundfrequenz des Eingangssignals ist, und einem Seitenband, dessen Frequenz niedriger als die Grundfrequenz des Eingangssignals ist, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert, und als eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des Spektrums, das von der Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, misst.
Gemäß dem zwölften auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Programm ein Programm enthalten, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet. Das Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen gemessenen Taktsignals misst, und als eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist. Hier bewirkt das Programm, dass der Computer arbeitet als die Messvorrichtung, die arbeitet als eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, als eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimmten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, das eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und einem Seitenband, das eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert, und als eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Takt signals auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, misst.
Gemäß dem dreizehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte Messvorrichtung eine Messvorrichtung zum Messen von Jitter eines gemessenen Taktsignals enthalten. Die Messvorrichtung enthält eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Gemäß dem vierzehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte Prüfvorrichtung eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung enthalten. Die Prüfvorrichtung enthält eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen, gemessenen Taktsignals misst, und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist. Hier enthält die Messvorrichtung eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Gemäß dem fünfzehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Aufzeichnungsmedium ein Aufzeichnungsmedium enthalten, das ein Programm speichert, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet. Das Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen, gemessenen Taktsignals misst, und als eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist. Hier bewirkt das Programm, dass der Computer als die Messvorrichtung arbeitet, die arbeitet als eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, als eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, als eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und als eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Gemäß dem sechzehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann ein beispielhaftes Programm ein Programm enthalten, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet. Das Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen, gemessenen Taktsignals misst, und als eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist. Hier bewirkt das Programm, dass der Computer arbeitet als die Messvorrichtung, die arbeitet als eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst, als eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert, als eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und als eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Gemäß dem siebzehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte elektronische Vorrichtung eine elektronische Vorrichtung enthalten, die einen A/D-Wandler und eine Datenverarbeitungsschaltung, die von dem A/D-Wandler erzeugte Störungen misst, enthält. Die Datenverarbeitungsschaltung enthält eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Ausgangssignal ausgegeben wird, empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind, und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das von der Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, be rechnet.
Gemäß dem achtzehnten auf die vorliegende Erfindung bezogenen Aspekt kann eine beispielhafte elektronische Vorrichtung eine elektronische Vorrichtung enthalten, die einen A/D-Wandler und eine Datenverarbeitungsschaltung, die durch den A/D-Wandler erzeugte Störungen misst, enthält. Die Datenverarbeitungsschaltung enthält eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler ausgegeben wurde, empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Die Zusammenfassung beschreibt nicht notwendigerweise alle erforderlichen Merkmale der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung. Die vorliegende Erfindung kann auch eine Unterkombination der vorstehend beschriebenen Merkmale sein. Die vorstehenden und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden augenscheinlicher anhand der folgenden, in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gegebenen Beschreibung der Ausführungsbeispiele.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 illustriert eine beispielhafte Konfigura tion einer Messvorrichtung 200, die sich auf ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezieht.
2 illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer Datenverarbeitungsschaltung 24.
3A illustriert ein Beispiel für das von einer ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 ausgegebenes Spektrum.
3B illustriert das Spektrum, das als ein Ergebnis der Eliminierung der Linienspektren der Harmonischen aus dem in 3A illustrierten Spektrum erhalten wurde.
3C illustriert das Spektrum, das als ein Ergebnis der Eliminierung der negativen Frequenzkomponenten aus dem in 3B illustrierten Spektrum erhalten wurde.
4A illustriert ein Beispiel für das in eine Spektrumkompensationsschaltung 40 eingegebene Spektrum.
4B illustriert ein Beispiel für das von der Spektrumkompensationsschaltung 40 durch Kompensieren eines nichtsymmetrischen Seitenbands erhaltene Spektrum.
5A illustriert ein anderes Beispiel für das in die Spektrumkompensationsschaltung 40 eingegebene Spektrum.
5B illustriert ein Beispiel für das durch Kompensieren eines nichtsymmetrischen Seitenbands in dem in 5A illustrierten Spektrum erhaltene Spektrum.
6A illustriert ein beispielhaftes Phasenstörungsspektrum.
6B illustriert ein beispielhaftes Phasenstörungsspektrum.
7 illustriert ein ENOB_Q, das durch Verwendung eines herkömmlichen Verfahrens gemessen wurde, und ein ENOB_T, das durch Verwendung der Messvorrichtung 200 gemessen wurde.
8 illustriert das ENOB_Q, das durch Verwendung des herkömmlichen Verfahrens gemessen wurde, und das ENOB_T, das durch Verwendung der Messvorrichtung 200 gemessen wurde.
9 illustriert eine beispielhafte Konfiguration der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30.
10 illustriert ein Beispiel für ein von einer Erzeugungsschaltung 62 für ein analytisches Signal erzeugtes analytisches Signal.
11 illustriert ein Beispiel für die augenblickliche Phase, die von einer Berechnungsschaltung 64 für die augenblickliche Phase berechnet wurde.
12 illustriert ein Beispiel für die Störung der augenblicklichen Phase, die von einer Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase berechnet wurde.
13A illustriert ein anderes Beispiel für das von der ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 ausgegebene Spektrum.
13B illustriert ein Beispiel für das als ein Ergebnis der Eliminierung der harmonischen Komponenten aus dem Spektrum erhaltene Spektrum.
14 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Operation der mit Bezug auf die 2 bis 13B beschriebenen Messvorrichtung 200 illustriert.
15 illustriert eine andere beispielhafte Konfiguration der Datenverarbeitungsschaltung 24.
16 illustriert ein Beispiel für das zu einer Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 gelieferte Spektrum und ein Beispiel für das von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 erzeugte Einzelseitenbandspektrum.
17 illustriert ein anderes Beispiel für das zu der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 gelieferte Spektrum und ein anderes Beispiel für das von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 erzeugte Einzelseitenbandspektrum.
18A illustriert die Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne, die aus dem in 16 illustrierten Einzelseitenbandspektrum berechnet wurde.
18B ist ein Histogramm, das die in 18A illustrierte Phasenstörungs-Wellenform illustriert.
19A illustriert die Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne, die aus dem in 17 illustrierten Einzelseitenbandspektrum berechnet wurde.
19B ist ein Histogramm, das die in 19A illustrierte Phasenstörungs-Wellenform illustriert.
20 illustriert als ein Beispiel die von einer SNR-Berechnungsschaltung 26 berechneten SNR-Werte.
21 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Operation der mit Bezug auf die 15 bis 20 beschriebenen Messvorrichtung 200 illustriert.
22 illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer sich auf ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beziehenden Messvorrichtung 100.
23 illustriert eine andere beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung 100.
24A illustriert die Messergebnisse des Spitze-zu-Spitze-Wertes der Störungen der augenblicklichen Phase oder die Messergebnisse des Spitze-zu-Spitze-Wertes des Phasenjitters.
24B illustriert die Messergebnisse des RMS-Wertes des Jitters.
25 illustriert ein weiteres unterschiedliches Beispiel für die Konfiguration der Messvorrichtung 100.
26A illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer sich auf ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beziehenden Prüfvorrichtung 600.
26B illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer sich auf ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beziehenden Prüfvorrichtung 700.
27 illustriert eine beispielhafte Konfiguration eines Computers 1900.
28A illustriert als ein Beispiel die Beziehung zwischen dem ENOB eines A/D-Wandlers und der Frequenz eines analogen Eingangssignals in den A/D-Wandler.
28B illustriert als ein Beispiel das Spektrum, das durch Durchführung der Fourier-Transformation bei einem Ausgangssignal des A/D-Wandlers erhalten wurde.
29 illustriert ein unterschiedliches Verfahren zum Messen von Jitter auf der Grundlage des Spektrums, das durch Durchführen der Fourier-Transformation bei dem Ausgangssignal des A/D-Wandlers erhalten wurde.
BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
Einige Aspekte der Erfindung werden nun auf der Grundlage von Ausführungsbeispielen beschrieben, die den Bereich der vorliegenden Erfindung nicht beschränken, sondern die Erfindung veranschaulichen sollen. Alle Merkmale und deren Kombinationen, die in den Ausführungsbeispielen beschrieben sind, sind nicht notwendigerweise wesentlich für die Erfindung.
1 illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer Messvorrichtung 200, die sich auf ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bezieht. Die Messvorrichtung 200 ist ausgebildet zum Messen von Jitter, das durch einen A/D-Wandler 400 erzeugt sein kann. Die Messvorrichtung 200 enthält eine Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16, eine Takterzeugungsschaltung 10, einen Pufferspeicher 22 und eine Datenverarbeitungsschaltung 24, eine Störabstands-Berechnungsschaltung 26 und eine Messschaltung 80 für effektive Bits.
Die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 erzeugt ein analoges Bezugssignal als ein zu dem A/D-Wandler 400 zu führendes Eingangssignal. Die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 kann ein periodisches Signal mit einer konstanten Periode erzeugen und das erzeugte periodische Signal zu dem A/D-Wandler 400 liefern.
Beispielsweise kann die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 ein sinusförmiges Eingangssignal zu dem A/D-Wandler 400 liefern. Die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 erzeugt vorzugsweise ein Eingangssignal mit geringem Jitter.
Die Takterzeugungsschaltung 10 gibt in den A/D-Wandler 400 einen Abtasttakt ein, der zum Abtasten des Eingangssignals verwendet wird. Beispielsweise kann die Takterzeugungsschaltung 10 ein Taktsignal mit einer konstanten Periode erzeugen und das erzeugte Taktsignal zu dem A/D-Wandler 400 liefern. Die Takterzeugungsschaltung 10 erzeugt vorzugsweise einen Abtasttakt ohne Jitter oder mit so geringem Jitter wie möglich. Die Messvorrichtung 200 kann ohne die Takterzeugungsschaltung 10 ausgebildet sein. In diesem Fall kann die Messvorrichtung 200 einen Abtasttakt von einem externen Oszillator empfangen und den empfangenen Abtasttakt zu dem A/D-Wandler 400 liefern.
Der A/D-Wandler 400 wandelt das von der Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 zu diesem gelieferte, analoge Eingangssignal in eine diskrete Wellenform um. Nachfolgend wird das von dem A/D-Wandler 400 ausgegebene Signal einfach als ”die diskrete Wellenform” bezeichnet. Beispielsweise erfasst der A/D-Wandler 400 den Pegel des Eingangssignals gemäß jeder ansteigenden Flanke des von der Takterzeugungsschaltung 10 zu diesem gelieferten Abtasttakts und gibt eine digitale Datenfolge oder eine Ausgangscodefolge entsprechend dem erfassten Pegel des Eingangssignals aus.
Der Pufferspeicher 22 speichert die diskrete Wellenform oder die digitale Datenfolge, die von dem A/D-Wandler 400 ausgegeben wurde. Die Datenverarbeitungs schaltung 24 verarbeitet die diskreten Wellenformdaten, die in dem Pufferspeicher 22 gespeichert sind, um zu der Störabstands(SNR)-Berechnungsschaltung 26 zu liefernde Daten zu erzeugen. Beispielsweise kann die Datenverarbeitungsschaltung 24 Störungsdaten erzeugen, die die von dem A/D-Wandler 400 erzeugte Phasenstörung enthalten, wie das Aperturjitter, aber nicht die von dem A/D-Wandler 400 erzeugte Amplitudenstörung wie die Quantisierungsstörung enthalten.
Die Datenverarbeitungsschaltung 24 kann eine Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne erzeugen, oder sie kann ein Phasenstörungsspektrum in der Frequenzdomäne erzeugen. Die Konfigurationen und Operationen der Datenverarbeitungsschaltung 24 zum Erzeugen der Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne und des Phasenstörungsspektrums in der Frequenzdomäne werden nachfolgend getrennt beschrieben.
Die SNR-Berechnungsschaltung 26 berechnet den Störungsabstand SNR in der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform auf der Grundlage der von der Datenverarbeitungsschaltung 24 zu dieser gelieferten Daten. Die Messschaltung 80 für effektive Bits misst die effektive Anzahl von Bits ENOB des A/D-Wandlers 400 auf der Grundlage des von der SNR-Berechnungsschaltung 26 berechneten Störabstands. Die Operationen der SNR-Berechnungsschaltung 26 und der Messschaltung 80 für effektive Bits werden nachfolgend mit Bezug auf die Gleichungen 4 bis 7 beschrieben.
Mit der in 1 illustrierten Konfiguration kann die Messvorrichtung 200 den Störabstand der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform und die ENOB des A/D-Wandlers 400 messen. Wenn es nicht erforderlich ist, die ENOB zu messen, kann die Messvorrichtung 200 ohne die Messschaltung 80 für effektive Bits ausgebildet sein.
2 illustriert eine beispielhafte Konfiguration der Datenverarbeitungsschaltung 24. Gemäß dem vorliegenden Beispiel liefert die Datenverarbeitungsschaltung 24 Daten, die in der Frequenzdomäne die Phasenstörung in der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform darstellen, zu der SNR-Berechnungsschaltung 26. Die Datenverarbeitungsschaltung 24 enthält eine erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20, eine Spektrumkompensationsschaltung 40, eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 und eine zweite Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32.
Die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 transformiert die von dem A/D-Wandler 400 erhaltene diskrete Wellenform in ein Spektrum mit einem vorbestimmten Frequenzbereich um. Beispielsweise kann die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 die Fourier-Transformation bei der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen Datenfolge durchführen, um das Spektrum zu berechnen.
Die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 berechnet ein Spektrum mit einem Frequenzbereich von –fs/2 bis fs/2 entsprechend der Abtastfrequenz fs des Abtasttakts. Die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 kann die negativen Frequenzkomponenten so aus dem Spektrum eliminieren, dass ein Spektrum mit einem Frequenzbereich von null bis fs/2 erhalten wird, und das erhaltene Spektrum in die Spektrumkompensationsschaltung 40 eingeben.
Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kompensiert die nichtsymmetrischen Seitenbänder in dem Spektrum. Genauer gesagt, die Spektrumkompensationsschaltung 40 empfängt das von der ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 ausgegebene Spektrum und erfasst einen nichtsymmetrischen Bereich zwischen den beiden Seitenbändern, die um die Grundfrequenz des Eingangssignals herum zentriert sind. Auf der Grundlage des erfassten nichtsymmetrischen Bereichs kompensiert die Spektrumkompensationsschaltung 40 das Spektrum durch Multiplizieren des Spektrums mit einer festen Zahl. Die detaillierte Operation der Spektrumkompensationsschaltung 40 wird nachfolgend mit Bezug auf die 3A bis 3C beschrieben.
Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 misst die Phasenstörungs-Wellenform, d. h., Jitter in dem Eingangssignal auf der Grundlage des von der Spektrumkompensationsschaltung 40 erhaltenen kompensierten Spektrums. Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 kann ein analytisches Signal erzeugen, indem die inverse Fourier-Transformation bei dem kompensierten Spektrum durchgeführt wird, und die Phasenstörungs-Wellenform auf der Grundlage des erzeugten analytischen Signals messen. Die detaillierte Operation der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 wird nachfolgend mit Bezug auf die 9 bis 12 beschrieben.
Die zweite Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 transformiert die von der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 berechnete Phasenstörungs-Wellenform in ein Spektrum in der Frequenzdomäne. Beispielsweise kann die zweite Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 das Spektrum in der Frequenzdomäne berechnen, indem sie die Fourier-Trans formation bei der Phasenstörungs-Wellenform durchführt.
Gemäß dem vorliegenden Beispiel berechnet die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Störabstand der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums der Phasenstörungs-Wellenform, das von der zweiten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 herausgezogen wurde. Die SNR-Berechnungsschaltung 26 kann den Störabstand durch Anwendung des nachfolgend mit Bezug auf die Gleichung 4 beschriebenen Verfahrens berechnen.
3A illustriert ein Beispiel für das von der ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 ausgegebene Spektrum. Das in 3A illustrierte Spektrum enthält die Linienspektren von zweiten bis dreizehnten Harmonischen der Grundkomponente. 3B illustriert das sich ergebende Spektrum, das durch Eliminieren der Linienspektren der Harmonischen des in 3 illustrierten Spektrums erhalten wurde. 3C illustriert das als ein Ergebnis des Eliminierens der negativen Frequenzkomponenten aus dem in 3B illustrierten Spektrum erhaltene Spektrum. In den 3A bis 5B bezeichnet fin die Grundfrequenz des Eingangssignals, und fs bezeichnet die Abtastfrequenz des Abtasttakts. Das Spektrum in 3C enthält Störungskomponenten zusätzlich zu der Grundkomponente des Eingangssignals.
Wie in 3A illustriert ist, ist die Grundfrequenz des Eingangssignals nicht immer in der Mitte des Frequenzbereichs oder des beobachteten Bandes des Spektrums positioniert. Mit anderen Worten, das obere Seitenband, das höhere Frequenzen als die Grundfrequenz hat, und das untere Seitenband, das niedrigere Fre quenzen als die Grundfrequenz hat, sind in dem beobachteten Band des Spektrums nicht symmetrisch. Für diese nichtsymmetrischen Seitenbänder kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 ein analytisches Signal der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform nicht genau herausziehen, indem einfach die inverse Fourier-Transformation bei dem sich ergebenden Spektrum, das durch Eliminieren der negativen Frequenzkomponenten erhalten wurde, wie in 3C gezeigt ist, durchgeführt wird.
Die in dem vorgenannten US-Patent Nr. 6 525 523 offenbarte Technik erzeugt ein analytisches Signal durch Verwendung eines Filters, das ein vorbestimmtes Frequenzband durchlässt, das um die Grundfrequenz eines gemessenen Signals herum zentriert ist. Diese Technik kann jedoch nicht die Störungen außerhalb des vorbestimmten Frequenzbands des Filters messen, wie vorstehend erwähnt ist.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet die Spektrumkompensationsschaltung 40 nicht ein Bandbegrenzungsfilter, sondern lässt alle Frequenzkomponenten des zu dieser gelieferten Spektrums durch. Nachfolgend multipliziert, um den vorgenannten nichtsymmetrischen Bereich zu kompensieren, die Spektrumkompensationsschaltung 40 das Spektrum mit einer konstanten Zahl, die gemäß dem nichtsymmetrischen Bereich bestimmt ist. Auf diese Weise erhält die Messvorrichtung 200 die Informationen über die in dem breiten Band der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform enthaltenen Störungen und erzeugt genau ein analytisches Signal der diskreten Wellenform. Als eine Folge kann die Messvorrichtung 200 das durch den A/D-Wandler 400 erzeugte Jitter genau messen.
Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann ein nichtsymmetrisches Seitenband mit Bezug auf die Grundfrequenz fin des Eingangssignals erfassen. Beispielsweise erfasst die Spektrumkompensationsschaltung 40 das nichtsymmetrische Seitenband in einem unsymmetrischen Spektrum von dem oberen Seitenband, dessen Frequenz höher als die Grundfrequenz fin des Eingangssignals ist, in dem vorliegenden Beispiel von fin bis fs/2, und dem unteren Seitenband, dessen Frequenz niedriger als die Grundfrequenz fin ist, in dem vorliegenden Beispiel von 0 Hz bis fin, in dem Frequenzbereich des Spektrums, in dem vorliegenden Beispiel von 0 Hz bis fs/2. Es ist zu beachten, dass das nichtsymmetrische Seitenband hier wie folgt definiert sein kann. Der positive Frequenzbereich des Spektrums, in dem vorliegenden Beispiel von 0 Hz bis fs/2, von der 2049-Line zu der 4096-Linie in dem vorliegenden Fall der FFT von 4096 Punkten, ist um die Grundfrequenz fin des Eingangssignals herum zentriert, so dass das obere und das untere Seitenband einander überlappen. In diesem Fall kann das obere oder das untere Seitenband einen Bereich haben, der das andere nicht überlappt. Ein derartiger Bereich kann hier als das nichtsymmetrische Seitenband bezeichnet werden. Ein beispielhaftes Verfahren zum Erfassen eines derartigen nichtsymmetrischen Seitenbands wird mit Bezug auf die 4A und 4B beschrieben.
4A illustriert ein Beispiel für das in die Spektrumkompensationsschaltung 40 eingegebene Spektrum. 4B illustriert ein Beispiel für das von der Spektrumkompensationsschaltung 40 durch Kompensieren des nichtsymmetrischen Seitenbands erhaltene Spektrum.
Die Spektrumkompensationsschaltung 40 beurteilt, ob die Grundfrequenz fin des Eingangssignals, in dem vorliegenden Beispiel die 3649-Linie, höher als die Mittenfrequenz des positiven Frequenzbereichs des Spektrums, in dem vorliegenden Beispiel 4096·3/4 = die 3072-Linie, ist. Wie in 4A illustriert ist, ist, wenn die Grundfrequenz fin höher als die Mittenfrequenz, die 3072-Linie, ist, das vorgenannte nichtsymmetrische Seitenband der Frequenzbereich, dessen Frequenz niedriger als die Grundfrequenz fin ist, von der Gleichkomponente, in dem vorliegenden Beispiel die 2049-Linie, bis zu der Frequenz fA, in dem vorliegenden Beispiel fa = 3649 – (4096 – 3649) = die 3202-Linie.
5A illustriert ein anderes Beispiel für das in die Spektrumkompensationsschaltung 40 eingegebene Spektrum. 5B illustriert ein Beispiel für das Spektrum, das als ein Ergebnis der Kompensation des nichtsymmetrischen Seitenbands des in 5A illustrierten Spektrums erhalten wurde.
Im Gegensatz zu dem in 4A gezeigten Spektrum ist die Grundfrequenz fin, die 2545-Linie, niedriger als die Mittenfrequenz, die 3072-Linie, in dem in 5A gezeigten Spektrum. In diesem Fall ist der nichtüberlappende Bereich zwischen den nichtsymmetrischen Seitenbändern der Frequenzbereich, dessen Frequenz höher als die Grundfrequenz fin ist, d. h., in dem vorliegenden Beispiel ist der Frequenzbereich von der 3041-Linie zu der 4095-Linie.
Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann den nichtüberlappenden Bereich zwischen den nichtsymmetrischen Seitenbändern durch Verwendung der mit Bezug auf die 4A und 5A beschriebenen Technik erfassen. Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann vorher die Grundfrequenz des Eingangssignals speichern. Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann das Spektrum der Grundfrequenz durch Erfassen eines Linienspektrums mit der größten Energie in dem zu dieser gelieferten Spektrum erhalten.
Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kompensiert das von der ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 erzeugte Spektrum in einer Weise, die durch das erfasste nichtsymmetrische Seitenband α bestimmt wird. Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann die Nichtsymmetrie des Spektrums durch Erhöhen der Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband α kompensieren.
Wenn das Spektrum ein Energiespektrum ist, kann die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband α verdoppeln, wie in den 4B und 5B illustriert ist. Wenn das Spektrum ein komplexes Spektrum ist, kann die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband α mit √2 multiplizieren. Mit anderen Worten, die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann das Spektrum durch Verdoppeln der Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband α hinsichtlich der Energieäquivalenz kompensieren.
Anstelle der Erhöhung der Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband α kann die Spektrumkompensationsschaltung 40 das Spektrum durch Erhöhen der Frequenzkomponenten außerhalb des nichtsymmetrischen Seitenbands α kompensieren, d. h., die Frequenzkomponenten in dem Frequenzbereich von der 3202-Linie bis zu der 4096-Linie in dem beispielhaften Spektrum nach 4A, die Frequenzkomponenten in dem Frequenzbereich von der 2049-Linie bis zu der 3041-Linie in dem beispielhaften Spektrum nach 5A, werden um die Hälfte hinsichtlich der Energieäquivalenz verringert, d. h., die Frequenzkomponenten werden auf die Hälfte verringert, wenn das Spektrum ein Energiespektrum ist, und auf 1/√2, wenn das Spektrum ein komplexes Spektrum ist. In der vorbeschriebenen Weise kann die Spektrumkompensationsschaltung 40 das nichtsymmetrische Spektrum kompensieren.
Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 wandelt das durch die von der Spektrumkompensationsschaltung 40 durchgeführte Kompensation erzeugte Spektrum in ein Signal in der Zeitdomäne um und berechnet die Phasenstörungs-Wellenform in der diskreten Wellenform auf der Grundlage des durch die Umwandlung erhaltnen Signals in der Zeitdomäne. Beispielsweise kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 das Jitter in dem gemessenen Signal berechnen auf der Grundlage des analytischen Signals, das erhalten wird, indem die inverse Fourier-Transformation bei dem von der Spektrumkompensationsschaltung 40 erzeugten Spektrum durchgeführt wird. Wenn sie das Spektrum, dessen Nichtsymmetrie bereits von der Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 ein genaues analytisches Signal für die diskrete Wellenform berechnen, wodurch die Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform genau gemessen wird. Die zweite Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 transformiert die von der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 berechnete Phasenstörungs-Wellenform in ein Phasenstörungsspektrum in der Frequenzdomäne.
Die 6A und 6B illustrieren beispielhafte Phasenstörungsspektren. In den 6A und 6B stellt die horizontale Achse die Offset-Frequenz von der Grundfrequenz des Eingangssignals dar. 6A illustriert das Spektrum der Phasenstörungs-Wellenform, die in einem Fall erhalten wurde, in welchem die Spektrumkompensationsschaltung 40 nicht das Spektrum der in 4A illustrierten diskreten Wellenform kompensiert. In dem in dem 4A gezeigten Spektrum ist ein Teil des unteren Seitenbands, –11,15 bis 0 MHz, abgeschnitten aufgrund der Nyquist-Zone oder des beobachteten Bereichs, und kann somit nicht beobachtet werden. Daher ist eine Differenz von angenähert 3 dB in der Nähe von 10 MHz in dem Phasenstörungsspektrum vorhanden, wie in 6A illustriert ist.
Andererseits illustriert 6B das Spektrum für die Phasenstörungs-Wellenform, die in einem Fall erhalten wurde, in welchem die Spektrumkompensationsschaltung 40 das Spektrum der in 4A gezeigten diskreten Wellenform kompensiert. Wie vorstehend erläutert ist, ist, da die Spektrumkompensationsschaltung 40 den nicht überlappenden Bereich zwischen den nichtsymmetrischen Seitenbändern kompensiert, die in 6A gezeigte Differenz in dem Phasenstörungsspektrum nach 6B nicht vorhanden.
Mit den vorbeschriebenen Konfigurationen kann die Messvorrichtung 200 ein genaues Phasenstörungsspektrum erhalten. Die SNR-Berechnungsschaltung 26 berechnet den Störabstand der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform auf der Grundlage des von der zweiten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 erzeugten Phasenstörungsspektrums. Durch Bezugnahme auf die Gleichung 3 wird SNR_T durch die folgende Gleichung dargestellt.
Hier bezeichnet T_in die Periode der Grundwelle, und G_ΔφΔφ(f) bezeichnet das Phasenstörungsspektrum. Die SNR-Berechnungsschaltung 26 kann SNR_T unter Verwendung der Gleichung 4 berechnen. D. h., die SNR-Berechnungsschaltung 26 kann den Störabstand auf der Grundlage des Wertes berechnen, der erhalten wurde durch Addieren oder Akkumulieren der individuellen Frequenzkomponenten innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs des Phasenstörungsspektrums.
Anstelle der Gleichung 4 kann die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Störabstand mittels der folgenden Gleichung berechnen.
Hier bezeichnet enbw die äquivalente Störungsbandbreite, die durch eine Fensterfunktion bestimmt sein kann, die von einer Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14, die später mit Bezug auf 25 beschrieben wird, verwendet wird. Beispielsweise kann, wenn die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 die Hanning-Fensterfunktion verwendet, enbw auf 1,5 gesetzt sein.
Die Messschaltung 80 für effektive Bits misst ENOB_T des A/D-Wandlers 400 auf der Grundlage des von der SNR-Berechnungsschaltung 26 berechneten SNR_T. Allgemein gesprochen wird ENOB durch die folgende Gleichung 5 auf der Grundlage des Störabstands dargestellt. Die Gleichung 5 wird in der folgenden Weise durch Verwendung der Gleichung 3 transformiert.
Wenn die Alias-Effekte aufgrund der Nyquist-Frequenz berücksichtigt werden, wird die Gleichung 5 wie nachfolgend gezeigt transformiert.
Hier bezeichnet f_Nyq die Nyquist-Frequenz fs/2.
Die Messschaltung 80 für effektive Bits kann ENOB_T durch Verwendung einer der Gleichungen 5 und 6 messen. ENOB_T nimmt einen lokalen maximalen Wert an, wenn die Grundfrequenz fin des Eingangssignals in einem Bereich von f_Nyq bis 2f_Nyq fällt. Mit anderen Worten die Gleichung 6 liefert den günstigsten Wert von ENOB. Der schlechteste Wert von ENOB wird durch die folgende Gleichung gegeben.
Die 7 und 8 illustrieren jeweils ENOB_Q, gemessen durch Verwendung eines herkömmlichen Verfahrens, und ENOB_T,RMS, gemessen durch Verwendung der Messvorrichtung 200. Hier illustriert 7 die Messergebnisse, die erhalten wurden, wenn der A/D-Wandler 400 großes Aperturjitter erzeugt. 8 illustriert die Messergebnisse, die erhalten wurden, wenn der A/D-Wandler 400 kleines Aperturjitter erzeugt. Genauer gesagt, die in 7 gezeigten Messergebnisse werden erhalten durch Messung von ENOB unter der Bedingung, dass der Betrag des Aperturjitters verschlechtert durch Verändern der Amplitude des Abtasttakts um das Zehnfache oder Veränderung der Frequenz des Abtasttakts, verglichen mit der Amplitude und der Frequenz, die zum Erhalten der in 8 gezeigten Messergebnisse verwendet werden. In den 7 und 8 stellt die horizontale Achse logarithmisch die Grundfrequenz fin des Eingangssignals dar.
In dem Fall, in welchem das Aperturjitter groß ist und die Quantisierungsstörung einen relativ geringen Einfluss hat, wie in 7 gezeigt ist, sind die durch Verwendung des herkömmlichen Verfahrens erhaltenen Messergebnisse im Wesentlichen dieselben wie die durch Verwendung der Messvorrichtung 200 erhaltenen Messergebnisse. D. h., die in 7 gezeigten Messergebnisse verifizieren, dass die Messvorrichtung 200 ENOB genau messen kann, wenn das Aperturjitter groß ist.
In dem Fall, in welchem das Aperturjitter relativ klein ist, wie in 8 gezeigt ist, sind ENOB_Q und ENOB_T,RMS in dem Bereich von fin > 100 MHz, in welchem das Aperturjitter vorherrschend ist, im Wesentlichen dieselben. In dem Bereich von fin < 100 MHz, in welchem die Quantisierungsstörungen vorherrschend sind, bleibt ENOB_Q auf einem im Wesentlichen konstanten Wert, aber ENOB_T,RMS variiert linear gemäß der Veränderung der logarithmischen Frequenz. Diese lineare Änderung entspricht der Gleichung 5. D. h., die Messvorrichtung 200 wurde als zur genauen Messung von ENOB_T,RMS fähig verifiziert.
Wie aus 8 ersichtlich ist, entsprechen die Messergebnisse für ENOB, die erhalten werden, wenn kleines Aperturjitter erzeugt wird, vorteilhaft der Gleichung 6. Hier zeigt 8 die theoretischen Werte, die durch Verwenden der geraden Linien durch die Gleichung 6 erhalten werden. Dies bedeutet, dass die Gleichung 6 dahingehend verifiziert wurde, dass sie den günstigsten Wert von ENOB ergibt. Wie auch aus 7 ersichtlich ist, entsprechen die Messergebnisse für ENOB, die erhalten werden, wenn großes Aperturjitter erzeugt wird, vorteilhafte der Gleichung 7. Dies bedeutet, dass die Gleichung 7 dahingehend verifiziert wurde, dass sie den schlechtesten Wert von ENOB ergibt.
Die Messschaltung 80 für effektive Bits kann den günstigsten Wert von ENOB durch Verwendung der Gleichung 6 berechnen. Die Messschaltung 80 für effektive Bits kann den schlechtesten Wert von ENOB durch Verwendung der Gleichung 7 berechnen. Es ist zu beachten, dass die Gleichungen 6 und 7 eine proportionale Beziehung darstellen. Daher können, nachdem ENOB in Verbindung mit einer einzelnen Frequenz gemessen ist, der gemessene Wert von ENOB und die Gleichungen 6 und d7 den besten und den schlechtesten Wert von ENOB in Verbindung mit dem gesamten Band ergeben.
Auf der Grundlage eines Phasenstörungsspektrums, das in Verbindung mit einem Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz erhalten wurde, kann die Messschaltung 80 für effektive Bits zumindest den besten oder den schlechtesten Wert von ENOB berechnen, der beobachtet wird, wenn der A/D-Wandler ein Eingangssignal mit einer Frequenz empfängt, die von der vorbestimmten Frequenz verschieden ist. Die Messschaltung 80 für effektive Bits kann den besten und den schlechtesten Wert von ENOB in Verbindung mit dem vorbestimmten Band berechnen.
Die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 kann das Eingangssignal mit einer Frequenz, die niedriger als die Nyquist-Frequenz des Abtasttakts, fs/2, ist, in den A/D-Wandler 400 eingeben. Selbst in diesem Fall kann die Messschaltung 80 für effektive Bits des besten und schlechtesten Wert von ENOB berechnen, der beobachtet wird, wenn der A7D-Wandler 400 das Eingangssignal mit einer Frequenz, die beispielsweise höher als die Nyquist-Frequenz ist, empfängt. Als eine Folge kann die Messvorrichtung 200 ENOB des A/D-Wandlers 400 in Verbindung mit einem vorbestimmten Band messen, indem die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 verwendet wird, die durch Verwendung eines kostengünstigen Elements mit relativ niedrigem Leistungsvermögen ausgebildet ist.
9 illustriert eine beispielhafte Konfiguration der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30. Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 enthält eine Erzeugungsschaltung 62 für ein analytisches Signal, eine Berechnungsschaltung 64 für eine augenblickliche Phase und eine Berechnungsschaltung 66 für die Störung einer augenblicklichen Phase.
10 illustriert ein Beispiel für das von der Erzeugungsschaltung 62 für ein analytisches Signal erzeugte analytische Signal. Die Erzeugungsschaltung 62 für ein analytisches Signal führt die inverse Fourier-Transformation bei dem von der Spektrumkompensationsschaltung 40 erzeugten Spektrum durch, um ein analytisches Signal in der Zeitdomäne zu erzeugen. Das analytische Signal kann beispielsweise die Wellenform des gemessenen Signals als der reelle Teil hiervon sein, und die durch Phasenverschiebung des gemessenen Signals um 90 Grad erhaltene Wellenform als der imaginäre Teil hiervon. Das analytische Signal kann in einer solchen Weise erhalten sein, dass das sich ergebende Spektrum, das durch Eliminieren der negativen Frequenzkomponenten erhalten wird, wie in 3C gezeigt ist, zu der Spektrumkompensations schaltung 40 geliefert wird, die Spektrumkompensationsschaltung 40 das nichtsymmetrische Seitenband kompensiert und das durch die Kompensation erzeugte Spektrum der inversen Fourier-Transformation durch die Erzeugungsschaltung 62 für ein analytisches Signal unterzogen wird.
11 illustriert ein Beispiel für die von der Berechnungsschaltung 64 für eine augenblickliche Phase berechnete augenblickliche Phase. Die Berechnungsschaltung 54 für eine augenblickliche Phase berechnet die augenblickliche Phase des gemessenen Signals auf der Grundlage des von der Erzeugungsschaltung 62 für ein analytisches Signal berechneten analytischen Signals. Beispielsweise kann die Berechnungsschaltung 64 für eine augenblickliche Phase die augenblickliche Phase des gemessenen Signals berechnen, indem der Arkustangens des reellen und des imaginären Teils des analytischen Signals erhalten wird.
Hier wird die Funktion, die die augenblickliche Phase anzeigt, die durch Berechnen des Arkustangens des reellen und des imaginären Teils des analytischen Signals erhalten wird, ausgedrückt durch die Hauptwerte in dem Bereich von beispielsweise –π bis π. Mit anderen Worten, die Funktion der augenblicklichen Phase ist eine diskontinuierliche Funktion, in der ein Wert π eine Diskontinuität gefolgt durch einen Wert –π zeigt. In diesem Fall kann die Berechnungsschaltung 64 für eine augenblickliche Phase die augenblickliche Phase abwickeln durch aufeinander folgendes Addieren beispielsweise des Wertes 2π zu der augenblicklichen Phase an den Punkten der Diskontinuität, wodurch eine kontinuierliche augenblickliche Phase berechnet wird, wie in 11 illustriert ist.
12 illustriert ein Beispiel für die von der Berechnungsschaltung 66 für eine Störung der augenblicklichen Phase berechnete Störung der augenblicklichen Phase. Die Berechnungsschaltung 66 für eine Störung der augenblicklichen Phase berechnet die Störung der augenblicklichen Phase des gemessenen Signals auf der Grundlage der von der Berechnungsschaltung 4 für die augenblickliche Phase berechneten augenblicklichen Phase. Beispielsweise kann die Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase die Störung der augenblicklichen Phase berechnen, indem eine lineare Komponente aus der augenblicklichen Phase eliminiert wird. Die Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase kann die lineare Komponente berechnen durch Annähern der augenblicklichen Phase durch eine gerade Linie basierend auf beispielsweise dem Verfahren der kleinsten Quadrate.
Bei der vorbeschriebenen Verarbeitung wird jeder Wert der Störung der augenblicklichen Phase in der Einheit Radiant ausgedrückt. Die Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase kann die in der Einheit Radiant ausgedrückte Störung der augenblicklichen Phase in die in der Zeit ausgedrückte Störung der augenblicklichen Phase umwandeln auf der Grundlage der Grundfrequenz des gemessenen Signals. Beispielsweise kann die Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase die Störung der augenblicklichen Phase in der Zeit berechnen durch Teilen der Störung Δφ(t) der augenblicklichen Phase, die in der Einheit Radiant ausgedrückt ist, durch 2πfin. Die Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase kann die berechnete Störung der augenblicklichen Phase zu der zweiten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 liefern.
Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 kann auch das Jitter des gemessenen Signals auf der Grundlage der von der Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase berechneten Störung der augenblicklichen Phase berechnen. Beispielsweise kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 die Zeitjitterfolge des Eingangssignals erhalten durch Abtasten des Werts der Störung der augenblicklichen Phasen zu den Zeitpunkten jeder ansteigenden Flanke des Eingangssignals.
13A illustriert ein anderes Beispiel für das von der ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 ausgegebene Spektrum. Wie in 13A illustriert ist, hat das Spektrum der diskreten Wellenform die harmonischen Komponenten der Grundfrequenz fin bei den folgenden Frequenzen: f2, f3, f4, .... Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann die harmonischen Komponenten vor oder nach der Kompensation des mit Bezug auf die 4A bis 5B beschriebenen nichtsymmetrischen Seitenbands eliminieren. 13B illustriert ein Beispiel für das sich ergebende Spektrum, das durch Eliminieren der harmonischen Komponenten erhalten wurde.
Die harmonischen Komponenten sind bei den Frequenzen gleich den integralen Mehrfachen der Grundfrequenz fin vorhanden. Es ist jedoch zu beachten, dass einige der harmonischen Komponenten, die mit den Frequenzen außerhalb des Frequenzbereichs des Spektrums assoziiert sind, bei dem vorliegenden Beispiel des Frequenzbereichs von 0 bis fs/2, an den Frequenzen der den Frequenzbereich definierenden Grenzen gefaltet sind, bei dem vorliegenden Beispiel 0 und der Nyquist-Frequenz von fs/2, um innerhalb des Frequenzbe reichs vorhanden zu sein. Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann die zu eliminierenden harmonischen Komponenten erfassen auf der Basis der Anzahl von Abtastpunkten für die Fourier-Transformation, bei dem vorliegenden Beispiel 4096 Abtastpunkten, und der Grundfrequenz fin des Eingangssignals.
Im Folgenden wird ein beispielhaftes Verfahren zum Erfassen der harmonischen Komponenten mit Bezug auf 13A beschrieben. Am Anfang erfasst die Spektrumkompensationsschaltung 40 die harmonische Komponente zweiter Ordnung. Hier wird ursprünglich erwartet, dass die harmonische Komponente zweiter Ordnung bei der Frequenz 2fin erscheint, bei dem vorliegenden Beispiel 2fin = 1600. Daher kann die Spektrumkompensationsschaltung beurteilen, ob die Frequenz 2fin in den Frequenzbereich des Spektrums fällt. Wenn die Frequenz 2fin in den Frequenzbereich des Spektrums fällt, in dem vorliegenden Beispiel 0 < f < 2048, eliminiert die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Komponente bei der Frequenz 2fin als die harmonische Komponente zweiter Ordnung. Hier kann die Eliminierung einer Frequenzkomponente anzeigen, dass der Pegel der Frequenzkomponente auf null geändert wurde.
Wenn die Frequenz 2fin nicht in den Frequenzbereich fällt, was nicht in 13A gezeigt ist, berechnet die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenz f2_gefaltet, die durch Falten der Frequenz 2fin mit Bezug auf die Frequenz fs/2 erhalten wurde. Hier kann die Frequenz 2_gefaltet ausgedrückt werden als fs/2 + (fs/2 – 2fin).
Nachfolgend erfasst die Spektrumkompensationsschaltung 40 die harmonische Komponente dritter Ordnung auf der Grundlage der Grundfrequenz fin des Eingangs signals. Die harmonische Komponente dritter Ordnung erscheint bei der Frequenz f3, in dem vorliegenden Beispiel f3 = 2400. Ähnlich dem Fall der harmonischen Komponente zweiter Ordnung beurteilt die Spektrumkompensationsschaltung 40, ob die mit der harmonischen Komponente dritter Ordnung assoziierte Frequenz in den Frequenzbereich fällt. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Frequenz f3 der harmonischen Komponente dritter Ordnung außerhalb des Frequenzbereichs. Daher berechnet die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenz f3_gefaltet, in dem vorliegenden Beispiel 1696 = 2048 – (2400 – 2048), die erhalten wird, wenn die Frequenz f3 mit Bezug auf die Frequenz fs/2 gefaltet wird. Hier fällt die Frequenz f3_gefaltet in den Frequenzbereich. Daher ändert die Spektrumkompensationsschaltung 40 den Pegel der Frequenzkomponente bei der Frequenz f3_gefaltet auf null.
Nachfolgend erfasst die Spektrumkompensationsschaltung 40 die harmonische Komponente vierter Ordnung auf der Grundlage der Grundfrequenz fin des Eingangssignals. Bei dem vorliegenden Beispiel erscheint die harmonische Komponente vierter Ordnung bei der Frequenz f4, in dem vorliegenden Beispiel f4 = 3200. Ähnlich dem Fall der harmonischen Komponente dritter beurteilt die Spektrumkompensationsschaltung 40, ob die mit der harmonischen Komponente vierter Ordnung assoziierte Frequenz in den Frequenzbereich fällt. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Frequenz f4 der harmonischen Komponente vierter Ordnung außerhalb des Frequenzbereichs. Daher berechnet die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenz f4_gefaltet, in dem vorliegenden Beispiel f4_gefaltet = 896, die erhalten wird, wenn die Frequenz f4 mit Bezug auf die Frequenz fs/2 gefaltet wird.
Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Frequenz f6, die mit der harmonischen Komponente sechster Ordnung assoziiert ist, in dem vorliegenden Beispiel f6 = 4800, außerhalb des Frequenzbereichs. Daher berechnet die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenz f6_gefaltet, in dem vorliegenden Beispiel f6_gefraltet = –704, die erhalten wird, wenn die Frequenz f6 mit Bezug auf die Frequenz fs/2 gefaltet wird. Da die berechnete Frequenz f6_gefaltet ein negativer Wert ist, berechnet die Spektrumkompensationsschaltung 40 die Frequenz f6_gefaltet2, die erhalten wird durch weiteres Falten der Frequenz f6_gefaltet mit Bezug auf die Frequenz 0. Die Spektrumkompensationsschaltung 40 ändert dann den Pegel der Frequenzkomponente bei der Frequenz f6_gefaltet2 auf null.
Indem der vorstehende Vorgang wiederholt durchgeführt wird, kann die Spektrumkompensationsschaltung 40 die harmonischen Komponenten aus dem Spektrum eliminieren, so dass das Spektrum mit der Grundwellenkomponente und der Zufallsstörungskomponente verbleibt. Daher kann die Messvorrichtung 200 das durch den A/D-Wandler 400 erzeugte Aperturjitter genau messen. Hier kann die höchste Ordnung der durch die Spektrumkompensationsschaltung 40 zu eliminierenden harmonischen Komponenten vorher bestimmt werden. Die Spektrumkompensationsschaltung 40 kann die harmonischen Komponenten eliminieren, deren Pegel gleich oder höher als ein vorbestimmter Pegel sind.
Die Takterzeugungsschaltung 10 kann den Abtasttakt, dessen Abtastfrequenz fs kohärent mit der Grundfrequenz fin ist, erzeugen. Wenn dieser Bedingung genügt ist, erscheinen die harmonischen Komponenten als Linienspektren in dem Spektrum. Als eine Folge kann die Messvorrichtung 200 die Anzahl von Operationen, die durchgeführt werden müssen, um die harmonischen Komponenten zu eliminieren, minimieren.
14 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Operation der mit Bezug auf die 2 bis 13B beschriebenen Messvorrichtung 200 illustriert. Wie bereits beschrieben wurde, misst der A/D-Wandler 400 die Wellenform des Eingangssignals mit der vorbestimmten Abtastfrequenz im Schritt S300. Nachfolgend führt die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 die Fourier-Transformation bei den von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenformdaten durch, um das Spektrum in dem Schritt S302 zu erhalten.
Danach eliminiert im Schritt S304 die Spektrumkompensationsschaltung 40 die harmonischen Komponenten der Grundfrequenz in dem Eingangssignal aus dem Spektrum. Nachdem die harmonischen Komponenten eliminiert sind, erfasst die Spektrumkompensationsschaltung 40 den nichtsymmetrischen Frequenzbereich in dem Spektrum und kompensiert das Spektrum im Schritt S306 in der durch die erfassten nichtsymmetrischen Frequenzkomponenten bestimmten Weise. Im Schritt S306 kann die Spektrumkompensationsschaltung 40 alternativ die harmonischen Komponenten eliminieren, nachdem das Spektrum in der durch die erfassten nichtsymmetrischen Frequenzkomponenten bestimmten Weise kompensiert wurde.
Nachfolgend führt die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 die inverse Fourier-Transformation bei den Komponenten im gesamten Band des von der Spektrumkompensationsschaltung 40 ausgegebenen Spektrums durch, um im Schritt S308 das analytische Signal für die diskrete Wellenform zu erzeugen. Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 berechnet im Schritt S312 die Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des erzeugten analytischen Signals.
Die zweite Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 32 führt im Schritt S314 die Fourier-Transformation bei der Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform durch, um das Phasenstörungsspektrum zu berechnen. nachfolgend berechnet die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Störabstand im Schritt S316 durch Verwendung des Phasenstörungsspektrums. Die Messschaltung 80 für effektive Bits misst dann im Schritt S318 die ENOB auf der Grundlage des Störabstands.
15 illustriert eine andere beispielhafte Konfiguration der Datenverarbeitungsschaltung 24. Gemäß dem vorliegenden Beispiel liefert die Datenverarbeitungsschaltung 24 die Phasenstörung der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform, d. h., die Daten in der Zeitdomäne, zu der SNR-Berechnungsschaltung 26. In dem vorliegenden Beispiel enthält die Datenverarbeitungsschaltung 24 die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20, eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 und die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30.
Die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 kann dieselbe wie die mit Bezug auf 2 beschriebene erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 sein. Die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 empfängt das Spektrum der diskreten Wellenform, die von der ersten Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 erzeugt ist, und erzeugt ein Einzelseitenbandspektrum auf der Grundlage des emp fangenen Spektrums. Die Operation der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 wird nachfolgend mit Bezug auf die 16 und 17 beschrieben.
Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 berechnet die Phasenstörungs-Wellenform in der von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen diskreten Wellenform auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 erzeugten Einzelseitenbandspektrums. Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 kann dieselben Funktionen und Konfigurationen wie die mit Bezug auf 2 beschriebene Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 haben.
Beispielsweise kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 die inverse Fourier-Transformation bei dem Einzelseitenbandspektrum durchführen. Da das Einzelseitenbandspektrum nicht die negativen Frequenzkomponenten enthält, kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 das analytische Signale der diskreten Wellenform erhalten, indem sie die inverse Fourier-Transformation bei dem Einzelseitenbandspektrum durchführt. Die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 kann die Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne Δφ(t) auf der Grundlage des analytischen Signals in der mit Bezug auf 9 beschriebenen Weise berechnen.
16 illustriert ein Beispiel für das zu der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 gelieferte Eingangsspektrum und ein Beispiel für das von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 erzeugte Einzelseitenbandspektrum. Das obere Spektrum in 16 ist das zu der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 gelieferte Eingangsspektrum, und das untere Spektrum in 16 ist das von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 erzeugte Einzelseitenbandspektrum.
Die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann ein oberes Seitenband erfassen, dessen Frequenz höher als die Grundfrequenz fin des Eingangssignals ist, und ein unteres Seitenband, dessen Frequenz niedriger als die Grundfrequenz fin des Eingangssignals ist, in dem positiven Frequenzbereich des zu dieser gelieferten Eingangsspektrums, d. h., dem oberen Spektrum in 16. Nachfolgend erzeugt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das Einzelseitenbandspektrum, d. h., das untere Spektrum in 16, dessen Seitenband äquivalent dem erfassten oberen oder unteren Seitenband ist. Da die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das vorbeschriebene Einzelseitenbandspektrum erzeugt, kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 eine genaue Phasenstörungs-Wellenform selbst erzeugen, wenn das obere und das untere Seitenband in dem Spektrum der diskreten Wellenform asymmetrisch sind.
Hier wählt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 vorzugsweise dasjenige von dem oberen und dem unteren Seitenband, das eine größere Bandbreite hat, für das Seitenband des zu erzeugenden Einzelseitenbandspektrums aus. Wenn dieser Bedingung genügt ist, kann die von der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 berechnete Phasenstörungs-Wellenform eine Störungskomponente enthalten, die mit einem breiten Band assoziiert ist.
In dem in 16 gezeigten Beispiel hat das obere Seitenband eine größere Bandbreite als das untere Seitenband. Daher wählt die Einzelseitenbandspektrum- Erzeugungsschaltung 34 das obere Seitenband des zu ihr gelieferten Spektrums als das Seitenband des Einzelseitenbandspektrums aus. In diesem Fall erzeugt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das Einzelseitenbandspektrum durch Verschieben der Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz fin und der Frequenzkomponenten innerhalb des oberen Seitenbands in dem Spektrum der diskreten Wellenform, d. h., dem oberen Spektrum in 16, in einer solchen Weise, dass die Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz fin als die Gleichkomponente des Einzelseitenbandspektrums positioniert ist, d. h., des unteren Spektrums in 16. Hier kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 die Pegel der Frequenzkomponenten, die nicht die Grundfrequenz fin und die in dem oberen Seitenband enthaltenen Frequenzkomponenten sind, auf null setzen.
D. h., die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann die Grundfrequenz und die Frequenzkomponenten innerhalb des oberen Seitenbands des empfangenen Spektrums so verschieben, dass die verschobenen Frequenzkomponenten bei der Gleichkomponente und seinem Einzelseitenband positioniert sind, wobei die normale aufsteigende Reihenfolge beibehalten wird, oder ohne Änderung der Reihenfolge der Frequenzkomponenten auf der Frequenzachse. Die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann das Einzelseitenbandspektrum Sa(f) anhand des zu dieser gelieferten Spektrums Sin(f) erzeugen durch Bezugnahme auf die folgende Gleichung.
Hier bezeichnet f_u die Bandbreite des oberen Seitenbands.
17 illustriert ein anderes Beispiel für das zu der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 gelieferte Spektrum sowie ein anderes Beispiel für das von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 erzeugte Einzelseitenbandspektrum. Gemäß dem vorliegenden Beispiel hat das untere Seitenband eine größere Bandbreite als das obere Seitenband in dem empfangenen Spektrum, d. h., das obere Spektrum in 17. Daher wählt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das untere Seitenband des empfangenen Spektrums für das Seitenband des Einzelseitenbandspektrums aus.
In dem in 17 gezeigten Beispiel kehrt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 auf der Frequenzachse die Reihenfolge der Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz fin und der Frequenzkomponenten innerhalb des unteren Seitenbands in dem Spektrum der diskreten Wellenform um, d. h., dem oberen Spektrum in 17. Nachfolgend erzeugt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das Einzelseitenbandspektrum, d. h., das untere Spektrum in 17, durch Verschieben der Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz fin und der Frequenzkomponenten in dem unteren Seitenband, die in der umgekehrten Reihenfolge sind, in einer solchen Weise, dass die Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz fin als die Gleichfrequenzkomponente fdc in dem Einzelseitenbandspektrum positioniert ist. Hier kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 die Pegel der Frequenzkomponenten, die nicht die Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz fin und die Frequenzkomponenten ent sprechend den Frequenzen innerhalb des unteren Seitenbands sind, auf null setzen.
D. h., die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann die Grundfrequenzkomponente und die Frequenzkomponenten innerhalb des unteren Seitenbands in dem empfangenen Spektrum so verschieben, dass die verschobenen Frequenzkomponenten bei der Gleichkomponente und seinem Einzelband positioniert sind, in der absteigenden Reihenfolge oder durch Umkehren der Reihenfolge der Frequenzkomponenten auf der Frequenzachse. Die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann das Einzelseitenbandspektrum Sa(f) aus dem zu dieser gelieferten Spektrum Sin(f) erzeugen durch Bezugnahme auf die folgende Gleichung.
Hier bezeichnet f_l die Bandbreite des unteren Seitenbands.
Indem die mit Bezug auf die 16 und 17 beschriebene Verarbeitung durchgeführt wird, kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 ein Einzelseitenband-Breitbandspektrum erzeugen. Daher kann die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 das analytische Signal der diskreten Wellenform erzeugen, indem die inverse Fourier-Transformation bei dem Einzelseitenbandspektrum durchgeführt wird, wobei die Störungsinformationen in einem breiten Band gehalten werden.
Gemäß der mit Bezug auf die 16 und 17 beschriebenen beispielhaften Verarbeitung verschiebt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 die Frequenzkomponente bei der positiven Grundfrequenz fin und die Frequenzkomponenten innerhalb eines der Seitenbänder derart, dass die Frequenz bei der positiven Grundfrequenz fin als die Gleichkomponente fdc positioniert wird. Unterschiedlicher beispielhafter Verarbeitung kann jedoch die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 die Frequenzkomponente bei der negativen Grundfrequenz –fin und die Frequenzkomponenten innerhalb eines der Seitenbänder so verschieben, dass die Frequenzkomponente bei der negativen Grundfrequenz –fin als die Gleichkomponente fdc positioniert wird.
Die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann die harmonischen Komponenten in dem Einzelseitenbandspektrum eliminieren, indem die Verarbeitung, die von der Spektrumkompensationsschaltung 40 wie mit Bezug auf die 13A und 13B beschrieben durchgeführt wird, durchgeführt wird. Beispielsweise kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 zuerst die Linienspektren der in dem zu dieser gelieferten Spektrum enthaltenen harmonischen Komponenten eliminieren und dann das Einzelseitenbandspektrum erzeugen, indem die mit Bezug auf die 16 und 17 beschriebene Verarbeitung durchgeführt wird. Alternativ kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 zuerst das Einzelseitenbandspektrum erzeugen und dann die Linienspektren der in dem Einzelseitenbandspektrum enthaltenen harmonischen Komponenten eliminieren. Auf diese Weise kann die Messvorrichtung 200 gemäß dem vorliegenden Beispiel die Zufallsstörungskomponente genau messen.
Die mit Bezug auf 15 beschriebene Datenverarbeitungsschaltung 24 kann eine genaue Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne erhalten. D. h., damit eine genaue Phasenstörungs-Wellenform aus dem Spektrum der diskreten Wellenform erhalten wird, müssen das obere und das untere Seitenband dieselbe Bandbreite in dem Spektrum haben, wenn sie beobachtet werden. Wie durch die 4A, 5A, 16, 17 und andere Zeichnungen angezeigt ist, haben jedoch das obere und das untere Seitenband selten dieselbe Bandbreite, oder die Grundfrequenz ist kaum in der Mitte des beobachteten Bereichs positioniert.
Weiterhin kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das nichtsymmetrische Seitenband in dem Einzelseitenbandspektrum kompensieren, indem die Verarbeitung durchgeführt wird, die von der Spektrumkompensationsschaltung 40 wie mit Bezug auf den Schritt S306 in 14 beschrieben durchgeführt wird. Beispielsweise verdoppelt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 zuerst die individuellen Frequenzkomponenten in dem zu dieser gelieferten Eingangsspektrum im Energieäquivalent, insbesondere, wenn das Eingangsspektrum ein komplexes Spektrum ist, die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 multipliziert die Frequenzkomponenten mit √2 im Energieäquivalent, und wandelt dann das kompensierte Spektrum in das Einzelseitenbandspektrum um. Alternativ kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 zuerst das Einzelseitenbandspektrum aus dem Eingangsspektrum erzeugen und dann die individuellen Frequenzkomponenten in dem Einzelseitenbandspektrum im Energieäquivalent verdoppeln.
Mit den vorbeschriebenen Konfigurationen kann die mit Bezug auf 15 beschriebene Datenverarbeitungs schaltung 24 das Einzelseitenbandspektrum erzeugen, dessen Gleichkomponente von der Grundkomponente in dem Spektrum, das als ein Ergebnis der Kompensation des nichtsymmetrischen Seitenbands erhalten ist, verschoben ist, und das erzeugte Einzelseitenbandspektrum zur Berechnung der Phasenstörungs-Wellenform verwenden. Folglich kann die Datenverarbeitungsschaltung 24 eine genaue Phasenstörungs-Wellenform berechnen.
Wenn die Datenverarbeitungsschaltung 24 die mit Bezug auf die 15 beschriebenen Funktionen und Konfigurationen hat, berechnet die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Störungsabstand für die diskrete Wellenform auf der Grundlage der Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne, die von der Datenverarbeitungsschaltung 24 berechnet wurde. Beispielsweise kann die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Störungsabstand auf der Grundlage der Zeitdomänenwerte berechnen, die aus der Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne erhalten wurden, wie den Effektivwert und den Spitze-zu-Spitze-Wert.
18A illustriert die Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne, die aus dem in 16 illustrierten Einzelseitenbandspektrum berechnet wurde. 18B ist ein Histogramm, das die in 18A illustrierte Phasenstörungs-Wellenform illustriert. Die vertikale Achse in 18A entspricht der horizontalen Achse in 18B.
Die SNR-Berechnungsschaltung 26 kann den Effektivwert oder den Spitze-zu-Spitze-Wert der von der Datenverarbeitungsschaltung 24 zu dieser gelieferten Phasenstörungs-Wellenform auf der Grundlage der zugeführten Phasenstörungs-Wellenform oder des Histogramms der zugeführten Phasenstörungs-Wellenform berechnen. Gemäß dem vorliegenden Beispiel ist der Effektivwert gleich 127 μrad, und der Spitze-zu-Spitze-Wert ist 465 μrad.
19A illustriert die Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne, die aus dem in 17 illustrierten Einzelseitenbandspektrum berechnet ist. 19B ist ein Histogramm, das die in 19A illustrierte Phasenstörungs-Wellenform illustriert. Gemäß dem vorliegenden Beispiel beträgt der Effektivwert 168 μrad, und der Spitze-zu-Spitze-Wert beträgt 590 μrad.
Die SNR-Berechnungsschaltung 26 kann den Störungsabstand der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Effektivwerts oder des Spitze-zu-Spitze-Werts der Phasenstörungs-Wellenform berechnen. Beispielsweise kann die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Effektivwert des Störungsabstands (SNR_T,RMS) durch Zuweisen des Effektivwerts der Phasenstörungs-Wellenform zu der Variablen σΔφ in der folgenden Gleichung berechnen.
In gleicher Weise kann die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Spitze-zu-Spitze-Wert des Störungsabstands (SNR_T,PkPk) durch Zuweisen des Spitze-zu-Spitze-Werts der Phasenstörungswellenform zu der Variablen d{Δφ} in der folgenden Gleichung berechnen.
20 illustriert als ein Beispiel den von der SNR-Berechnungsschaltung 26 berechneten Störungsabstand. Genauer gesagt, 20 illustriert den Störungsabstand, der auf der Grundlage des Effektivwerts der Phasenstörungs-Wellenform berechnet wurde, und den Störungsabstand, der auf der Grundlage des Spitze-zu-Spitze-Werts der Phasenstörungs-Wellenform berechnet wurde. Die Messschaltung 80 für effektive Bits misst das ENOB des A/D-Wandlers 400 auf der Grundlage des von der SNR-Berechnungsschaltung 26 empfangenen Störungsabstands.
21 ist ein Flussdiagramm, das eine beispielhafte Operation der mit Bezug auf die 15 bis 20 beschriebenen Messvorrichtung 200 illustriert. Hier ist der Vorgang von dem Schritt S300 bis zum Schritt S304 in 21 derselbe wie der mit Bezug auf 14 beschriebene Vorgang vom Schritt S300 bis zum Schritt S304 und wird daher hier nicht erläutert.
Nachdem die harmonischen Komponenten des Spektrums eliminiert wurden, erzeugt die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das Einzelseitenbandspektrum auf der Grundlage des sich im Schritt S320 ergebenden Spektrums. Im Schritt S320 kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das nichtsymmetrische Seitenband in dem Einzelseitenbandspektrum kompensieren, wie bereits erwähnt wurde. Danach führt die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 die inverse Fourier-Transformation bei dem Einzelseitenbandspektrum durch, um das analytische Signal für die diskrete Wellenform im Schritt S322 zu erzeugen. Nachfolgend berechnet die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 die Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des erzeugten analytischen Signals und berechnet die Zeitdomänenwerte aus der Phasenstörungs-Wellenform, wie den Effektivwert und den Spitze-zu-Spitze-Wert, im Schritt S324.
Nachfolgend berechnet die SNR-Berechnungsschaltung 26 den Störungsabstand auf der Grundlage der Zeitdomänenwerte der Phasenstörungs-Wellenform im Schritt S316. Die Messschaltung 80 für effektive Bits misst dann das ENOB auf der Grundlage des Störungsabstands im Schritt S318. Die Messschaltung 80 für effektive Bits kann den Effektivwert von ENOB (ENOB_T,RMS) berechnen, indem der Effektivwert des Störungsabstands SNR (SNR_T,RMS) der Gleichung 5 zugewiesen wird. Zusätzlich kann die Messschaltung 80 für effektive Bits den Spitze-zu-Spitze-Wert von ENOB (ENOB_T,PkPk) berechnen durch Zuweisen des Spitze-zu-Spitze-Werts des Störungsabstands SNR (SNR_T,PkPk) zu der Gleichung 5. Indem der vorbeschriebene Vorgang durchgeführt wird, kann die Messvorrichtung 200 die Phasenstörungs-Wellenform genau berechnen, um den Störungsabstand und das ENOB zu berechnen.
Bei dem mit Bezug auf 21 erläuterten Vorgang kann die Datenverarbeitungsschaltung 24 die Fourier-Transformation bei der im Schritt S324 berechneten Phasenstörungs-Wellenform durchführen, um das Phasenstörungsspektrum zu berechnen. Wenn dies der Fall ist, können die SNR-Berechnungsschaltung 26 und die Messschaltung 80 für effektive Bits den Störungsabstand und das ENOB in der mit Bezug auf die 2 bis 14 beschriebenen Weise berechnen.
Mit der sich auf das vorliegende Beispiel beziehenden Verarbeitung kann die Messvorrichtung 200 eine genaue Phasenstörungs-Wellenform erfassen, mit anderen Worten, die Aperturjitter-Wellenform, des A/D-Wandlers 400. Die Messvorrichtung 200 kann die folgenden Wirkungen erzeugen.

(a) Selbst wenn das in den A/D-Wandler 400 eingegebene analoge Signal eine niedrige Frequenz hat, kann die Messvorrichtung 200 den Effektivwert des ENOB (ENOB_T,RMS) und den Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB (ENOB_T,PkPk) messen, ohne durch die Quantisierungsstörungen maskiert zu sein.
(b) Die Messvorrichtung 200 kann die ENOB_T,RMS-Prüfung und die ENOB_T,PkPk-Prüfung nur durch Verwendung eines Niedrigfrequenz-Signalgenerators, der zu geringen Kosten erhältlich ist, durchführen.
(c) Die Messvorrichtung 200 kann die Aperturjitter-Wellenform in der Zeitdomäne erhalten. Demgemäß kann die Messvorrichtung 200 direkt den Effektivwert (ENOB_T,RMS) und den Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB (ENOB_T,PkPk) aus dem Effektivwert σΔφ bzw. dem Spitze-zu-Spitze-Wert d(Δφ) der Aperturjitter-Wellenform erhalten.
(d) Auf der Grundlage des Effektivwerts des ENOB (ENOB_T,RMS) kann die Messvorrichtung 200 den Durchschnittswert von ENOB aufgrund des Aperturjitters erhalten. Auch kann die Messvorrichtung 200 auf der Grundlage des Effektivwerts von ENOB (ENOB_T,PkPk) den schlechtesten Wert von ENOB aufgrund des augenblicklichen Aperturjitters erhalten.
(e) Wenn der A/D-Wandler 400 einer Fehlfunktion unterliegt, kann die Messvorrichtung 200 den Grund der Fehlfunktion analysieren. Gemäß dem vorliegenden Beispiel können die Messergebnisse zu dem Entwurf des A/D-Wandlers 400 zurückgeführt werden.

Wie vorstehend erwähnt ist, berechnet die sich auf das vorliegende Beispiel beziehende Messvorrichtung 200 direkt das ENOB aus der Phasenstörungs-Wellenform in der Zeitdomäne, wodurch sie in der Lage ist, den Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB (ENOB_T,PkPk) messen. Die 7 und 8 zeigen den Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB (ENOB_T,PkPk), der durch Verwendung des mit Bezug auf 21 beschriebenen Verfahrens gemessen wurde. Wenn er unter Verwendung des mit Bezug auf 21 beschriebenen Verfahrens gemessen wurde, ist der Effektivwert des ENOB derselbe wie der in den 7 und 8 gezeigte ENOB_T,RMS.
Wie aus den 7 und 8 ersichtlich ist, erfährt der Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB einen Verlust von angenähert zwei Bits, wenn er mit dem Effektivwert verglichen wird. Es ist zu beachten, dass der Effektivwert des ENOB den Durchschnittswert des ENOB des A/D-Wandlers 400 liefert, und dass der Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB das augenblickliche ENOB des A/D-Wandlers 400 liefert. Hier kann das augenblickliche ENOB das ENOB des A/D-Wandlers 400 in jedem Augenblick anzeigen. Der Spitze-zu-Spitze-Wert des ENOB kann den schlechtesten Wert des augenblicklichen ENOB anzeigen.
22 illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer Messvorrichtung 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Messvorrichtung 100 ist ausgebildet zum Messen des Jitters eines gemessenen Taktsignals CLK. Die Messvorrichtung 100 enthält die Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16, eine Signalmessschaltung 12, den Pufferspeicher 22, die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20, die Spektrumkompensationsschaltung 40 und eine Jittermessschaltung 60. Das von der Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 erzeugte Signal kann beispielsweise ein periodisches Signal mit einer konstanten Periode sein.
Die Signalmessschaltung 12 misst das von der Bezugssignal-Erzeugungsschaltung 16 zu dieser gelieferte Eingangssignal mit der von dem gemessenen Taktsignal CLK gelieferten Abtastfrequenz. Die Signalmessschaltung 12 kann beispielsweise ein A/D-Wandler sein, der den Signalpegel des Eingangssignals entsprechend einer ansteigenden Flanke des zu diesem gelieferten gemessenen Taktsignals CLK erfasst und die durch die erfassten Signalpegel gebildete digitale Datenfolge oder die Ausgangscodefolge als die diskrete Wellenform des Eingangssignals ausgibt.
Der Pufferspeicher 22, die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 und die Spektrumkompensationsschaltung 40 können dieselben wie der Pufferspeicher 22, die erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 und die Spektrumkompensationsschaltung 40, die mit Bezug auf die 1 und 2 beschrieben wurden, sein. Die Jittermessschaltung 60 misst das Jitter des gemessenen Taktsignals CLK auf der Grundlage des als ein Ergebnis der von der Spektrumkompensationsschaltung 40 durchgeführten Kompensation erhaltenen Spektrums. Die Jittermessschaltung 60 kann die inverse Fourier-Transformation bei dem Spektrum durchführen, um das analytische Signal zu erzeugen, und das Jitter von dem analytischen Signal messen.
Die Jittermessschaltung 60 kann die mit Bezug auf 2 beschriebene Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 enthalten. Die Jittermessschaltung 60 kann die Zeitjitterfolge des gemessenen Taktsignals CLK berechnen, die das Jitter an jeder Flanke des gemessenen Taktsignals anzeigt, durch Wiederabtasten der von der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 erzeugten Phasenstörungs-Wellenform gemäß dem Zeitpunkt jeder Flanke des gemessenen Taktsignals CLK. Die Jittermessschaltung 60 kann auch den Effektivwert, den Spitze-zu-Spitze-Wert und andere Werte der Zeitjitterfolge berechnen. Auch kann die Jittermessschaltung 60 die Periodenjitterfolge des gemessenen Taktsignals berechnen durch Berechnen der Folge der Differenzen, von denen jede auf der Grundlage von zwei benachbarten Werten in der Zeitjitterfolge berechnet wurde.
Mit der vorbeschriebenen Konfiguration kann die Messvorrichtung 100 das Jitter des gemessenen Taktsignals CLK messen. Wenn die Messvorrichtung 100 das Jitter des gemessenen Taktsignals CLK misst, ist es bevorzugt, dass das von der Signalmessschaltung 12 erzeugte Jitter so klein wie möglich oder vorher bekannt ist.
23 illustriert eine andere beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung 100. Die Messvorrichtung 100 gemäß dem vorliegenden Beispiel unterscheidet sich von der in 22 gezeigten Messvorrichtung dadurch, dass die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 anstelle der Spektrumkompensationsschaltung 40 enthalten ist. Mit Ausnahme hiervon kann die Messvorrichtung 100 nach dem vorliegenden Beispiel dieselbe wie die in 22 gezeigte Messvorrichtung 100 sein.
Die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 kann dieselbe wie die mit Bezug auf 15 beschriebene Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 sein. Die Jittermessschaltung 60 kann die mit Bezug auf 15 beschriebene Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung 30 enthalten. Mit der vorbeschriebenen Konfiguration kann die sich auf das vorliegende Beispiel beziehende Messvorrichtung 100 eine genaue Phasenstörungs-Wellenform berechnen. Daher kann die Messvorrichtung 100 das Jitter des gemessenen Taktsignals CLK genau messen. Zusätzlich kann die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 das nichtsymmetrische Seitenband in dem Einzelseitenbandspektrum kompensieren, indem der von der Spektrumkompensationsschaltung 40 durchgeführte Vorgang, der mit Bezug auf den Schritt S306 in 14 beschrieben ist, ausgeführt wird, wie früher erläutert wurde.
24A illustriert die Messergebnisse des Spitze-zu-Spitze-Werts der augenblicklichen Phasenstörung oder die Messergebnisse des Spitze-zu-Spitze-Werts des Phasenjitters. 24B illustriert die Messergebnisse des Effektivwerts des Jitters. In den 24A und 24B sind die Messergebnisse, die durch Verwendung der mit Bezug auf 22 beschriebenen Messvorrichtung 100 erhalten wurden, durch Kreise angezeigt, die Messergebnisse, die durch Anwendung des mit Bezug auf 28B beschriebenen Verfahrens er halten wurden, sind durch Quadrate angezeigt, und die Messergebnisse, die durch Anwendung des mit Bezug auf 29 beschriebenen Verfahrens erhalten wurden, sind durch Dreiecke angezeigt.
Die Grundfrequenz des gemessenen Signals ist auf drei verschiedene Werte von 51 MHz, 55 MHz und 71 MHz gesetzt. Wenn das mit Bezug auf 29 beschriebene Verfahren angewendet wird, werden die Jitterwerte auf der Grundlage der Frequenzkomponenten in dem Bereich von +–2 MHz mit Bezug auf die Grundfrequenz berechnet.
Wie aus den 24A und 24B ersichtlich ist, kann das mit Bezug auf 28B beschriebene Verfahren den Spitze-zu-Spitze-Wert des Jitters nicht messen, aber die Messvorrichtung 100 kann den Spitze-zu-Spitze-Wert des Jitters messen. Auch zeigen die 24A und 24B, dass die durch Verwenden der Messvorrichtung 100 gemessenen Jitterwerte größer sind als die Jitterwerte, die durch Anwenden des mit Bezug auf 29 beschriebenen Verfahrens gemessen wurden. Dies ergibt sich daraus, dass die Messvorrichtung 100 das Jitter in einem breiteren Band als das mit Bezug auf 29 beschriebene Verfahren misst. Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, kann die Messvorrichtung 100 das Jitter in einem breiten Band genau messen und den Spitze-zu-Spitze-Wert des Jitters messen.
25 illustriert eine weitere unterschiedliche beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung 100. Gemäß dem vorliegenden Beispiel enthält die Messvorrichtung 100 eine Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 zusätzlich zu den Bestandteilen der mit Bezug auf die 22 oder 23 beschriebenen Messvor richtung 100. Mit Ausnahme der Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 kann die auf das vorliegende Beispiel bezogene Messvorrichtung 100 dieselbe wie die mit Bezug auf 22 oder 23 beschriebene Messvorrichtung 100 sein. Hier ist die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 als die folgende Stufe des Pufferspeichers 22 vorgesehen. 25 illustriert die Konfiguration, die erhalten wird durch Hinzufügen der Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 zu der Konfiguration der in 22 gezeigten Messvorrichtung 100, aber die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 kann zu der in 23 illustrierten Konfiguration der Messvorrichtung 100 hinzugefügt werden. In gleicher Weise kann die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 zu der mit Bezug auf die 1 bis 21 beschriebenen Messvorrichtung 200 hinzugefügt werden.
Die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 kann das durch die Signalmessschaltung 12 erhaltene Abtastergebnis mit einer vorbestimmten Fensterfunktion multiplizieren und das Ergebnis der Multiplikation in die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20 eingeben. Beispielsweise kann die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 die Datenfolge mit einer Fensterfunktion multiplizieren, deren Wert im Wesentlichen gleich null an den beiden Enden und im Wesentlichen gleich eins in der Mitte ist. Ein Beispiel für eine derartige Fensterfunktion ist eine Hanning-Fensterfunktion. Auf diese Weise kann, selbst wenn die von der Signalmessschaltung 12 erzeugte Datenfolge keine Datenlänge gleich einem ganzzahligen Mehrfachen der Periode des gemessenen Signals hat, die Messvorrichtung 100 das Spektrum berechnen, indem sie die Fourier-Transformation bei der Datenfolge durchführt.
Beispielsweise kann, selbst wenn die Takterzeugungsschaltung 10 einen Abtasttakt erzeugt, der nicht mit der Periode des gemessenen Signals kohärent ist, die durch Verwendung der Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 ausgebildete Messvorrichtung 100 das Abtastergebnis genau in das Signal in der Frequenzdomäne transformieren.
Die Jittermessschaltung 60 kann eine Korrekturschaltung enthalten, die die von der Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase berechnete Störung der augenblicklichen Phase korrigiert. Die von der Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase berechnete Störung der augenblicklichen Phase enthält einen Fehler, der der von der Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 durchgeführten Multiplikation der Fensterfunktion zuschreibbar ist. Die Korrekturschaltung korrigiert die Störung der augenblicklichen Phase durch Verwendung der durch die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14 multiplizierten Fensterfunktion. Beispielsweise kann die Korrekturschaltung die Störung der augenblickliche Phase in der Zeitdomäne Δφ(t), die durch die Berechnungsschaltung 66 für die Störung der augenblicklichen Phase berechnet wurde, durch die Fensterfunktion in der Zeitdomäne w(t) teilen und das Ergebnis der Teilung Δφ(t)/w(t) als die korrigierte Störungsfunktion der augenblicklichen Phase ausgeben.
26A illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer sich auf ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beziehenden Prüfvorrichtung 600. Die Prüfvorrichtung 600 ist zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung 500 wie eines Halbleiterchips ausgebildet. Die Prüfvorrichtung 600 enthält die Messvorrichtung 100 und eine Beurteilungsschaltung 110. Die Messvorrichtung 100 misst das Jitter des von der geprüften Vorrichtung 500 ausgegebenen gemessenen Signals. Das gemessene Signal kann ein Taktsignal sein. Die Messvorrichtung 100 kann dieselbe wie die mit Bezug auf die 22 bis 25 beschriebene Messvorrichtung 100 sein.
Die Messvorrichtung 100 kann zusätzlich eine Signaleingabeschaltung enthalten, die ein vorbestimmtes Prüfsignal in die geprüfte Vorrichtung 500 eingibt, um zu bewirken, dass die geprüfte Vorrichtung 500 das gemessene Signal ausgibt. Die Beurteilungsschaltung 110 beurteilt auf der Grundlage des von der Messvorrichtung 100 gemessenen Jitters, ob die geprüfte Vorrichtung 500 annehmbar ist. Beispielsweise kann die Beurteilungsschaltung 110 auf der Grundlage dessen, ob der Effektivwert, der Spitze-zu-Spitze-Wert oder dergleichen des Jitters in einen vorbestimmten Bereich fällt, beurteilen, ob die geprüfte Vorrichtung 500 annehmbar ist.
26B illustriert eine beispielhafte Konfiguration einer sich auf ein anderes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beziehenden Prüfvorrichtung 700. Die Prüfvorrichtung 700 ist ausgebildet zum Prüfen des A/D-Wandlers 400. Die Prüfvorrichtung 700 enthält die Messvorrichtung 200 und eine Beurteilungsschaltung 210. Die Messvorrichtung 200 misst das Jitter des von dem A/D-Wandler 400 ausgegebenen Signals. Die Messvorrichtung 200 kann dieselbe wie die mit Bezug auf die 1 bis 21 beschriebene Messvorrichtung 200 sein.
Die Beurteilungsschaltung 210 beurteilt auf der Grundlage des Ergebnisses der von der Messvorrichtung 200 durchgeführten Messung, ob der A/D-Wandler 400 annehmbar ist. Beispielsweise kann die Beurteilungsschaltung 210 auf der Grundlage dessen, ob der Störungsabstand der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform, des ENOB des A/D-Wandlers 400, der besten Werte des Störungsabstands und des ENOB, der schlechtesten Werte des Störungsabstands und des ENOB, des Effektivwerts der Phasenstörungs-Wellenform oder des Spitze-zu-Spitze-Werts der Phasenstörungs-Wellenform in den vorbestimmten Bereich fällt, beurteilen, ob der A/D-Wandler 400 annehmbar ist.
27 illustriert eine beispielhafte Konfiguration eines Computers 1900. Der Computer 1900 kann eine der Messvorrichtungen 100 und 200 und der Prüfvorrichtungen 600 und 700, die mit Bezug auf die 1 bis 26B beschrieben wurden, so steuern, dass sie wie mit Bezug auf die 1 bis 26B beschrieben arbeiten gemäß den zu diesem gelieferten Programmen. Der Computer 1900 kann als zumindest einige der Bestandteile von einer der Messvorrichtungen 100 und 200 und der Prüfvorrichtungen 600 und 700 arbeiten.
Die zu dem Computer 1900 gelieferten Programme können bewirken, dass der Computer 1900 eine der Messvorrichtungen 100 und 200 und der Prüfvorrichtungen 600 und 700 steuert. Alternativ können die Programme bewirken, dass der Computer 1900 als zumindest einige der Bestandteile von einer der Messvorrichtungen 100 und 200 und der Prüfvorrichtungen 600 und 700 arbeitet.
Der sich auf das vorliegende Ausführungsbeispiel beziehende Computer 1900 besteht aus einer CPU-Peripherieschaltung, einer Eingangs/Ausgangs-EA-Schaltung und einer Vermächtnis-EA-Schaltung. Die CPU-Peripherieschaltung enthält eine CPU 2000, einen RAM 2020, eine Grafiksteuervorrichtung 2075 und eine Anzeigevorrichtung 2080, die mittels einer Hoststeuervorrichtung 2082 miteinander verbunden sind. Die E/A-Schaltung enthält eine Kommunikationsschnittstelle 2030, ein Plattenlaufwert 2040 und ein CD-ROM-Laufwerk 2060, die mittels einer E/A-Steuervorrichtung 2084 mit der Hoststeuervorrichtung 2082 verbunden sind. Die Vermächtnis-E/A-Schaltung enthält einen ROM 2010, ein Diskettenlaufwerk 2050 und ein E/A-Chip 2070, die mit der E/A-Steuervorrichtung 2084 verbunden sind.
Die Hoststeuervorrichtung 2082 verbindet den RAM 2020 mit der CPU 2000 und der Grafiksteuervorrichtung 2075, die mit einer hohen Übertragungsrate zu dem RAM 2020 zugreifen. Die CPU 2000 arbeitet gemäß in dem ROM 2010 und dem RAM 2020 gespeicherten Programmen, um die Bestandteile zu steuern. Die Grafiksteuervorrichtung 2075 erhält Bilddaten, die von der CPU 2000 oder dergleichen erzeugt wurden, in einem innerhalb des RAM 2020 vorgesehenen Rahmenpuffer und bewirkt, dass die Anzeigevorrichtung 2080 die erhaltenen Bilddaten anzeigt. Alternativ kann die Grafiksteuervorrichtung 2075 einen Rahmenpuffer zum Speichern der von der CPU 2000 oder dergleichen erzeugten Bilddaten enthalten.
Die E/A-Steuervorrichtung 2084 verbindet das Plattenlaufwerk 2040, die Kommunikationsschnittstelle 2030 und das CD-ROM-Laufwerk 2060, die E/A-Vorrichtungen sind, die mit einer relativ hohen Rate arbeiten, mit der Hoststeuervorrichtung 2082. Die Kommunikationsschnittstelle 2030 kommuniziert über das Netzwerk mit externen Vorrichtungen. Das Plattenlaufwerk 2040 speichert Programme und Daten, die von der CPU 200 in dem Computer 1900 zu verwenden sind. Das CD-ROM- Laufwerk 2060 liest Programme oder Daten aus einem CD-ROM 2095 und liefert die gelesenen Programme oder Daten über den RAM 2020 zu dem Plattenlaufwerk 2040.
Die E/A-Steuervorrichtung 2084 ist auch mit dem ROM 2010, dem Diskettenlaufwerk 2050 und dem E/A-Chip 2070, die mit einer relativ niedrigen Rate arbeitende E/A-Vorrichtungen sind, verbunden. Der ROM 2010 speichert ein Startprogramm, das beim Starten des Computers 1900 ausgeführt wird, von der Hardware des Computers 1900 abhängige Programme und dergleichen. Das Diskettenlaufwerk 2050 liest Programme oder Daten von einer Diskette 2090 und liefert die gelesenen Programme oder Daten über den RAM 2020 zu dem Plattenlaufwerk 2040. Das E/A-Chip 2070 ist mit dem Diskettenlaufwerk 2050 verbunden und wird zum Verbinden verschiedener E/A-Vorrichtungen mit dem Computer 1900 über einen parallelen Port, einen seriellen Port, einen Tastaturport, einen Mausport oder dergleichen verwendet.
Die über den RAM 2020 zu dem Plattenlaufwerk 2040 zu liefernden Programm werden durch einen Benutzer in dem Zustand der Speicherung auf einem Aufzeichnungsmedium wie der Diskette 2090, dem CD-ROM 2050 und einer IC-Karte zur Verfügung gestellt. Die Programme werden von dem Aufzeichnungsmedium gelesen und die gelesenen Programme werden über den RAM 2020 in dem Plattenlaufwerk in dem Computer 1900 installiert, um durch die CPU 2000 ausgeführt zu werden.
Die Programme sind in dem Computer 1900 installiert. Die Programme können anfordern, dass die CPU 2000 oder dergleichen bewirkt, dass der Computer 1900 eine der Messvorrichtungen 100 und 200 und der Prüfvorrichtungen 600 und 700 steuert. Alternativ können die Programme anfordern, dass die CPU 2000 oder dergleichen bewirkt, dass der Computer 1900 als zumindest einige der Bestandteile von einer der Messvorrichtungen 100 und 200 und der Prüfvorrichtungen 600 und 700 arbeitet.
Die vorgenannten Programme können in einem externen Aufzeichnungsmedium gespeichert sein. Ein derartiges Aufzeichnungsmedium ist beispielsweise ein optisches Aufzeichnungsmedium wie eine DVD und CD, ein magnetooptisches Aufzeichnungsmedium wie MO, ein Bandmedium, ein Halbleiterspeicher wie eine IC-Karte und dergleichen, zusätzlich zu der Diskette 2090 und dem CD-ROM 2095. Alternativ kann das Aufzeichnungsmedium eine Speichervorrichtung wie eine Platte oder ein RAM sein, die in einem mit einem privaten Kommunikationsnetzwerk oder dem Internet verbundenen Serversystem vorgesehen ist, und die Programme können über das Netzwerk zu dem Computer 1900 geliefert werden.
Die Messvorrichtung und der A/D-Wandler 400, die mit Bezug auf die 1 bis 21 beschrieben wurden, können in derselben elektronischen Vorrichtung vorgesehen sein. Beispielsweise kann der A/D-Wandler 400 einer Schaltung entsprechen, die für den tatsächlichen Betrieb der elektronischen Vorrichtung verwendet wird, und die Messvorrichtung 200 kann der Selbstdiagnoseschaltung für den A/D-Wandler 400 entsprechen.
Der Pufferspeicher 22 kann auch während des tatsächlichen Betriebs der elektronischen Vorrichtung verwendet werden. Die Datenverarbeitungsschaltung 24 kann die Daten, die die diskrete Wellenform anzeigen, von dem Pufferspeicher 22 abrufen, wenn die Messvorrichtung 200 die Analyse des A/D-Wandlers 400 durchführt.
Die Datenverarbeitungsschaltung 24 kann die Daten durch Verwendung des digitalen Signalprozessorkerns (DSP), des Mikroverarbeitungseinheitskerns (MPU), des schnellen Fourier-Transformationskerns (FFT) und dergleichen, die in die elektronische Vorrichtung integriert sind, verarbeiten. Die elektronische Vorrichtung kann ein Transceiverchip sein, das für eine drahtlose Kommunikation und andere Techniken verwendet wird.
In gleicher Weise können die Messvorrichtung 100 und die Signalmessschaltung 12, die mit Bezug auf die 22 bis 26B beschrieben wurden, in derselben elektronischen Vorrichtung vorgesehen sein. Beispielsweise kann die Signalmessschaltung 12 der für den tatsächlichen Betrieb der elektronischen Vorrichtung verwendeten Schaltung entsprechen, und die Messvorrichtung 100 kann der Selbstdiagnoseschaltung für die Signalmessschaltung 12 entsprechen.
Der Pufferspeicher 22 kann auch während des tatsächlichen Betriebs der elektronischen Vorrichtung verwendet werden. Die Datenverarbeitungsschaltung 24, die durch die Fensterfunktions-Multiplikationsschaltung 14, die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung 20, die Spektrumkompensationsschaltung 40, die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung 34 und die Jittermessschaltung 60 gebildet ist, wie in den 22 bis 26B illustriert ist, kann die Daten, die die diskrete Wellenform anzeigen, aus dem Pufferspeicher 22 abrufen, wenn die Messvorrichtung 100 die Diagnose der Signalmessschaltung 12 durchführt.
Obgleich einige Aspekte der vorliegenden Erfindung im Wege von Ausführungsbeispielen beschrieben wurden, ist darauf hinzuweisen, dass der Fachmann viele Änderungen und Substitutionen durchführen kann, ohne den Geist und den Bereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen, die nur durch die angefügten Ansprüche definiert ist.
Wie in der vorstehenden Beschreibung deutlich erläutert ist, können die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung den Störungsabstand der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform und das ENOB des A/D-Wandlers genau messen. Auch können die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung den und den schlechtesten Wert des ENOB und des Störungsabstands in einem vorbestimmten Band berechnen, indem das Eingangssignal mit einer einzelnen Frequenz verwendet wird.
Zusätzlich können die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung das Jitter in einem breiten Band des gemessenen Taktsignals genau messen. Weiterhin können die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung den Effektivwert, den Spitze-zu-Spitze-Wert oder dergleichen des Jitters genau messen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

- US 6525523 A [0019]
- US 6525523 [0101]

Claims

Messvorrichtung zum Messen eines Störungsabstands einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, welcher Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu durch den A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt, welche Messvorrichtung aufweist: eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend eine SNR-Berechnungsschaltung, die den Störungsabstand auf der Grundlage der Phasenstörungs-Wellenform berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 2, weiterhin aufweisend eine zweite Frequenzdomänen-Transformations schaltung, die die von der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung berechnete Phasenstörungs-Wellenform in ein Phasenstörungsspektrum in einer Frequenzdomäne umwandelt, wobei die SNR-Berechnungsschaltung den Störungsabstand auf der Grundlage des Phasenstörungsspektrums berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 3, bei der die SNR-Berechnungsschaltung den Störungsabstand auf der Grundlage eines Wertes berechnet, der durch Addieren individueller Frequenzkomponenten in einem vorbestimmten Band des Phasenstörungsspektrums miteinander erhalten wurde.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Spektrumkompensationsschaltung das empfangene Spektrum durch Verdoppeln von Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband im Energieäquivalent kompensiert.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Spektrumkompensationsschaltung das empfangene Spektrum kompensiert durch Verringern von Frequenzkomponenten in symmetrischen Bändern zwischen dem oberen und dem unteren Seitenband auf die Hälfte im Energieäquivalent, wobei Frequenzkomponenten in dem nichtsymmetrischen Seitenband ausgeschlossen werden.
Messvorrichtung nach Anspruch 3, weiterhin aufweisend eine Messschaltung für effektive Bits, die eine effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandler auf der Grundlage des Störungsabstands berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Messschaltung für effektive Bits auf der Grundlage eines Spektrums einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz ausgegeben wurde, zumindest einen besten Wert oder einen schlechtesten Wert der effektiven Anzahl von Bits, die beobachtet werden, wenn das in den A/D-Wandler eingegebene Eingangssignal eine unterschiedliche Frequenz gegenüber der vorbestimmten Frequenz hat, berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 7, weiterhin aufweisend eine Bezugssignal-Erzeugungsschaltung, die in den A/D-Wandler ein Eingangssignal eingibt, dessen Frequenz niedriger als eine Nyquist-Frequenz eines Abtasttakts für den A/D-Wandler ist, wobei die Messschaltung für effektiv Bits auf der Grundlage eines Spektrums einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf das Eingangssignal, dessen Frequenz niedriger als die Nyquist-Frequenz ist, ausgegeben wurde, zumindest einen besten Wert oder einen schlechtesten Wert der effektiven Anzahl von Bits, die beobachtet werden, wenn das in den A/D-Wandler eingegebene Eingangssignal eine Frequenz hat, die höher als die Nyquist-Frequenz ist, berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Spektrumkompensationsschaltung harmonische Komponenten einer Grundkomponente bei der Grundfrequenz des Eingangssignals aus dem empfangenen Spektrum eliminiert.
Messvorrichtung nach Anspruch 10, weiterhin aufweisend eine erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von dem A/D-Wandler ausgegebene diskrete Wellenform in das Spektrum mit einem beobachtbaren Band, das von einer Frequenz null bis zu einer Frequenz entsprechend einer Abtastfrequenz des A/D-Wandlers reicht, transformiert, wobei die Spektrumkompensationsschaltung eine harmonische Komponente, die so gefaltet ist, dass sie innerhalb des beobachtbaren Bandes positioniert ist, auf der Grundlage der Grundfrequenz des Eingangssignals erfasst.
Messvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung enthält: eine Erzeugungsschaltung für ein analytisches Signal, die ein analytisches Signal erzeugt durch Transformieren des durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums in ein Signal in einer Zeitdomäne; eine Berechnungsschaltung für eine augenblickliche Phase, die eine augenblickliche Phase des Eingangssignal auf der Grundlage des analytischen Signals berechnet; und eine Berechnungsschaltung für Störungen der augenblicklichen Phase, die die Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage der augenblicklichen Phase des Eingangssignals berechnet.
Prüfvorrichtung zum Prüfen eines A/D-Wandlers, welche aufweist: eine Messvorrichtung, die entweder (i) einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Ausgangssignal ausgegeben wurde, oder (ii) eine effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandlers misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage eines Ergebnisses der Messung durch die Messvorrichtung beurteilt, ob der A/D-Wandler annehmbar ist, wobei die Messvorrichtung enthält: eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf die Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Aufzeichnungsmedium, das ein Programm speichert, welches bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wurde, misst, welcher Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu durch den A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Programm, welches bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wurde, misst, welcher Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu von dem A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, berechnet.
Messvorrichtung zum Messen eines Störungsabstands einer diskreten Wellenform, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wurde, welcher Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zu durch den A/D-Wandler erzeugten Störungen anzeigt, welche Messvorrichtung aufweist: eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, weiterhin aufweisend eine SNR-Berechnungsschaltung, die den Störungsabstand auf der Grundlage der Phasenstörungs-Wellenform berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 17, bei der die SNR-Berechnungsschaltung den Störungsabstand auf der Grundlage eines Zeitdomänenwerts der Phasenstörungs-Wellenform berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 18, bei der die SNR-Berechnungsschaltung einen Spitze-zu-Spitze-Wert des Störungsabstands auf der Grundlage ei nes Zeitdomänen-Spitze-zu-Spitze-Werts der Phasenstörungs-Wellenform berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 19, weiterhin aufweisend eine Messschaltung für effektive Bits, die eine augenblickliche effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandlers auf der Grundlage des Spitze-zu-Spitze-Werts des Störungsabstands berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 20, bei der die Messschaltung für effektive Bits auf der Grundlage eines Spektrums einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz ausgegeben wurde, die augenblickliche effektive Anzahl von Bits berechnet, die beobachtet wird, wenn das in den A/D-Wandler eingegebene Eingangssignal eine unterschiedliche Frequenz gegenüber der vorbestimmten Frequenz hat.
Messvorrichtung nach Anspruch 21, weiterhin aufweisend eine Bezugssignal-Erzeugungsschaltung, die ein Eingangssignal, dessen Frequenz niedriger als eine Nyquist-Frequenz eines Abtasttakts für den A/D-Wandler ist, in den A/D-Wandler eingibt, wobei die Messschaltung für effektive Bits auf der Grundlage eines Spektrums einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf das Eingangssignal, dessen Frequenz niedriger als die Nyquist-Frequenz ist, ausgegeben wurde, die augenblickliche effektive Anzahl von Bits, die beobachtet wird, wenn das in den A/D-Wandler eingegebene Eingangssignal eine höhere Frequenz als die Nyquist-Frequenz hat, berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 18, bei der die SNR-Berechnungsschaltung einen Effektivwert des Störungsabstands auf der Grundlage eines Zeitdomänen-Effektivwerts der Phasenstörungs-Wellenform berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 23, weiterhin aufweisend eine Messschaltung für effektive Bits, die eine durchschnittliche effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandlers auf der Grundlage des Effektivwerts des Störungsabstands berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 24, bei der die Messschaltung für effektive Bits auf der Grundlage eines Spektrums einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz ausgegeben wurde, zumindest einen besten Wert und einen schlechtesten Wert der durchschnittlichen effektiven Anzahl von Bits, die beobachtet werden, wenn das in den A/D-Wandler eingegebene Eingangssignal eine unterschiedliche Frequenz gegenüber der vorbestimmten Frequenz hat, berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 24, weiterhin aufweisend eine Bezugssignal-Erzeugungsschaltung, die ein Eingangssignal in den A/D-Wandler eingibt, dessen Frequenz niedriger als eine Nyquist-Frequenz eines Abtasttakts für den A/D-Wandler ist, wobei die Messschaltung für effektive Bits auf der Grundlage eines Spektrums einer von dem A/D-Wandler als Antwort auf das Eingangssignal, dessen Frequenz niedriger als die Nyquist-Frequenz ist, ausgegeben wurde, zumindest einen besten Wert oder einen schlechtesten Wert der durchschnittlichen effektiven Anzahl von Bits, die beobachtet werden, wenn das in den A/D-Wandler eingegebene Eingangssignal eine höhere Frequenz als die Nyquist-Frequenz hat, berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung das Einzelseitenbandspektrum, dessen Seitenband dasjenige von dem oberen oder dem unteren Seitenband, das eine größere Bandbreite hat, erzeugt.
Messvorrichtung nach Anspruch 27, bei der die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, wenn sie das Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband das obere Seitenband ist, eine Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz des Eingangssignals und Frequenzkomponenten innerhalb des oberen Seitenbands, die in dem empfangenen Spektrum der diskreten Wellenform enthalten sind, in einer solchen Weise verschiebt, dass die Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz als eine Frequenzkomponente bei einem Gleichwert und seinem Einzelseitenbandspektrum positioniert ist.
Messvorrichtung nach Anspruch 27, bei der die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, wenn sie das Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband das untere Seitenband ist, eine Reihenfolge einer Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz des Ausgangssignals und Frequenzkomponenten innerhalb des unteren Seitenbands, die in dem empfangenen Spektrum der diskreten Wellenform enthalten sind, umkehrt und die Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz und die Frequenzkomponenten innerhalb des unteren Seitenbands, die in der umgekehrten Reihenfolge sind, in einer solchen Weise verschiebt, dass die Frequenzkomponente bei der Grundfrequenz als eine Frequenzkomponente bei einem Gleichwert und seinem Einzelseitenbandspektrum positioniert ist.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung die Phasenstörungs-Wellenform durch Transformieren des Einzelseitenbandspektrums in Signal in einer Zeitdomäne berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung das Einzelseitenbandspektrum nach der Verdoppelung individueller Frequenzkomponenten in dem empfangenen Spektrum im Energieäquivalent erzeugt.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung individuelle Frequenzkomponenten in dem Einzelseitenbandspektrum im Energieäquivalent verdoppelt und dann das sich ergebende Einzelseitenbandspektrum ausgibt.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung harmonische Komponenten einer Grundkomponente bei der Grundfrequenz des Eingangssignals aus dem empfangenen Spektrum eliminiert.
Messvorrichtung nach Anspruch 33, weiterhin aufweisend eine erste Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von dem A/D-Wandler ausgegebene diskrete Wellenform in das Spektrum mit einem beobachtbaren Band, das von einer Frequenz null bis zu einer Frequenz entsprechend einer Abtastfrequenz des A/D-Wandlers reicht, transformiert, wobei die Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung eine harmonische Komponente erfasst, die so gefaltet ist, dass sie innerhalb des beobachtbaren Bandes positioniert ist, auf der Grundlage der Grundfrequenz des Eingangssignals.
Messvorrichtung nach Anspruch 16, bei der die Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung enthält: eine Erzeugungsschaltung für ein analytisches Signal, die ein analytisches Signal erzeugt durch Transformieren des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums in ein Signal in einer Zeitdomäne; eine Berechnungsschaltung für eine augenblickliche Phase, die eine augenblickliche des Eingangssignals auf der Grundlage des analytischen Signals berechnet; und eine Berechnungsschaltung für eine Störung der augenblicklichen Phase, die die Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage der augenblicklichen Phase des Eingangssignals berechnet.
Messvorrichtung nach Anspruch 17, weiterhin aufweisend eine zweite Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung berechnete Phasenstörungs-Wellenform in ein Phasenstörungsspektrum in eine Frequenzdomäne umwandelt, wobei die SNR-Berechnungsschaltung den Störungsabstand auf der Grundlage des Phasenstörungsspektrums berechnet.
Prüfvorrichtung zum Prüfen eines A/D-Wandlers, welche aufweist: eine Messvorrichtung, die (i) einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wird, oder (ii) eine effektive Anzahl von Bits des A/D-Wandlers misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage eines Ergebnisses der Messung durch die Messvorrichtung beurteilt, ob der A/D-Wandler annehmbar ist, wobei die Messvorrichtung enthält: eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Aufzeichnungsmedium, das ein Programm speichert, welches bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform misst, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangs signal ausgegeben wurde, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zur durch den A/D-Wandler erzeugten Störung anzeigt, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Programm, das bewirkt, dass ein Computer als eine Messvorrichtung arbeitet, die einen Störungsabstand einer diskreten Wellenform misst, die von einem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wurde, wobei der Störungsabstand ein Verhältnis einer Signalkomponente des Eingangssignals zur durch den A/D-Wandler erzeugten Störung anzeigt, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum der von dem A/D-Wandler ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.
Messvorrichtung zum Messen von Jitter eines gemessenen Taktsignals, welche aufweist: Eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert; eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in einem vorbestimmten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, das eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und einem Seitenband, das eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des Spektrums, das durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensiert wurde, misst.
Messvorrichtung nach Anspruch 40, bei der die Jittermessschaltung enthält: eine Erzeugungsschaltung für ein analytisches Signal, die ein analytisches Signal erzeugt durch Umwandeln des von der Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums in ein Signal in einer Zeitdomäne; eine Berechnungsschaltung für eine augenblickliche Phase, die eine augenblickliche Phase der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform auf der Grundlage des analytischen Signals berechnet; und eine Berechnungsschaltung für die Störung einer augenblicklichen Phase, die die Störung der augenblicklichen Phase der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform auf der Grundlage der augenblicklichen Phase berechnet.
Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung, welche aufweist: eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen gemessenen Taktsignals misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist, wobei die Messvorrichtung enthält: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert; eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimmten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, das eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und einem Seitenband, das eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums misst.
Aufzeichnungsmedium, das ein Programm speichert, welches bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Messvorrichtung, die Jitter eines von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen, gemessenen Taktsignals misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist, wobei das Programm bewirkt, dass der als die Messvorrichtung arbeitende Computer arbeitet als: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs umwandelt; eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimm ten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, dessen Frequenz höher als eine Grundfrequenz des Eingangssignals ist, und einem Seitenband, dessen Frequenz niedriger als die Grundfrequenz des Eingangssignals ist, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums misst.
Programm, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Messvorrichtung, die Jitter eines gemessenen Taktsignals, das von der geprüften Vorrichtung ausgegeben wurde, misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist, wobei das Programm bewirkt, dass der als die Messvorrichtung arbeitende Computer arbeitet als: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform des Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs umwandelt; eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein nichtsymmetrisches Seitenband in dem vorbestimm ten Frequenzbereich zwischen einem Seitenband, das eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat, und einem Seitenband, das eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat, erfasst und das durch die Frequenzdomänen-Transformationsschaltung erhaltene Spektrum gemäß Frequenzkomponenten in dem erfassten nichtsymmetrischen Seitenband kompensiert; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des durch die Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums misst.
Messvorrichtung zum Messen eines gemessenen Taktsignals, welche aufweist: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert; eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Messvorrichtung nach Anspruch 45, bei der die Jittermessschaltung enthält: eine Erzeugungsschaltung für ein analytisches Signal, die ein analytisches Signal erzeugt durch Umwandeln des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums in ein Signal in einer Zeitdomäne; eine Berechnungsschaltung für eine augenblickliche Phase, die eine augenblickliche Phase der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform auf der Grundlage des analytischen Signals berechnet; und eine Berechnungsschaltung für die Störung der augenblicklichen Phase, die eine Störung der augenblicklichen Phase der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform auf der Grundlage der augenblicklichen Phase berechnet.
Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung, welche aufweist: eine Messvorrichtung, die Jitter eines gemessenen Taktsignals, das von der Prüfvorrichtung ausgegeben wurde, misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist, wobei die Messvorrichtung enthält: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert; eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Aufzeichnungsmedium, das ein Programm speichert, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Messvorrichtung, die Jitter eines gemessenen Taktsignals, das von der geprüften Vorrichtung ausgegeben wurde, misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist, wobei das Programm bewirkt, dass der als die Messvorrichtung arbeitende Computer arbeitet als: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum eines vorbestimmten Frequenzbereichs transformiert; eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Programm, das bewirkt, dass ein Computer als eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer geprüften Vorrichtung arbeitet, welches Programm bewirkt, dass der Computer arbeitet als: eine Messvorrichtung, die Jitter eines gemessenen Taktsignals, das von der geprüften Vorrichtung ausgegeben wurde, misst; und eine Beurteilungsschaltung, die auf der Grundlage des von der Messvorrichtung gemessenen Jitters beurteilt, ob die geprüfte Vorrichtung annehmbar ist, wobei das Programm bewirkt, dass der als die Messvorrichtung arbeitende Computer arbeitet als: eine Signalmessschaltung, die eine Wellenform eines Eingangssignals mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz misst; eine Frequenzdomänen-Transformationsschaltung, die die von der Signalmessschaltung gemessene Wellenform in ein Spektrum mit einem vorbestimmten Frequenzbereich transformiert; eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die das Spektrum der von der Signalmessschaltung ausgegebenen Wellenform empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Jittermessschaltung, die das Jitter des gemessenen Taktsignals auf der Grundlage des von der Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung erzeugten Einzelseitenbandspektrums misst.
Elektronische Vorrichtung, die einen A/D-Wandler und eine Datenverarbeitungsschaltung, die von dem A/D-Wandler erzeugte Störungen misst, enthält, wobei die Datenverarbeitungsschaltung enthält: eine Spektrumkompensationsschaltung, die ein Spektrum einer von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegebenen diskreten Wellenform empfängt und das empfangene Spektrum gemäß einem nichtsymmetrischen Seitenband zwischen einem oberen Seitenband und einem unteren Seitenband des empfangenen Spektrums kompensiert, wobei das obere und das untere Seitenband mit Bezug auf eine Grundfrequenz des Eingangssignals definiert sind; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des von der Spektrumkompensationsschaltung kompensierten Spektrums berechnet.
Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 50, bei der die Datenverarbeitungsschaltung Daten, die die diskrete Wellenform abbilden, abruft6, wenn sie den A/D-Wandler prüft.
Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 50, weiterhin aufweisend einen Puffer, der Daten speichert, die die von dem A/D-Wandler ausgegebene diskrete Wellenform anzeigen, wobei die Datenverarbeitungsschaltung Daten, die die diskrete Wellenform anzeigen, aus dem Puffer abruft, wenn der A/D-Wandler diagnostiziert wird.
Elektronische Vorrichtung, die einen A/D-Wandler und eine Datenverarbeitungsschaltung, die von dem A/D-Wandler erzeugte Störungen misst, enthält, wobei die Datenverarbeitungsschaltung enthält: eine Einzelseitenbandspektrum-Erzeugungsschaltung, die ein Spektrum einer diskreten Wellenform, die von dem A/D-Wandler als Antwort auf ein Eingangssignal ausgegeben wurde, empfängt und ein Einzelseitenbandspektrum erzeugt, dessen Seitenband entweder ein oberes Seitenband oder ein unteres Seitenband des empfangenen Spektrums ist, wobei das obere Seitenband eine höhere Frequenz als eine Grundfrequenz des Eingangssignals hat und das untere Seitenband eine niedrigere Frequenz als die Grundfrequenz des Eingangssignals hat; und eine Phasenstörungs-Wellenform-Berechnungsschaltung, die eine Phasenstörungs-Wellenform der diskreten Wellenform auf der Grundlage des Einzelseitenbandspektrums berechnet.