DE102005008307A1

DE102005008307A1 - Vorrichtung zum Messen von Jitter, Verfahren zum Messen von Jitter und computerlesbares Medium, das ein Programm hiervon Steuert

Info

Publication number: DE102005008307A1
Application number: DE102005008307A
Authority: DE
Inventors: Takahiro Asahi Yamaguchi; Masahiro Ishida; Mani Seatlle Soma
Original assignee: Advantest Corp
Current assignee: Advantest Corp
Priority date: 2004-02-18
Filing date: 2005-02-17
Publication date: 2006-01-19
Also published as: US20050185708A1; JP2005233946A; JP5143341B2

Abstract

Eine Jittermessvorrichtung zum Messen des Jitters eines geprüften Signals enthält einen Quadrierer, um ein quadriertes Signal zu erhalten, das sich aus der Erhöhung des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt, und eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung, um eine Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals zu erhalten.

Description

Diese Patentanmeldung beansprucht die Priorität und den Nutzen der früher eingereichten vorläufigen US-Anmeldung Nr. 60/545 697, die am 18. Februar 2004 eingereicht wurde und deren Inhalt hier einbezogen wird.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Jittermessvorrichtung, ein Jittermessverfahren und ein computerlesbares Medium.

Herkömmlich wurde im Allgemeinen als ein Verfahren zum Messen des Jitters eines Datensignals ein Augendiagramm-Messverfahren unter Verwendung eines Oszilloskops verwendet. 48 zeigt ein Beispiel der Jittermessung mittels des Augendiagramm-Messverfahrens. Bei dem Augendiagramm-Messverfahren misst ein Abtastoszilloskop das Augendiagramm eines geprüften Signals. Dann wird aus der Augenöffnung die Verteilung der Übergangszeit, d.h. das Zeitjitter des geprüften Signals erhalten. Um das Zeitjitter zu messen, bildet das Abtastoszilloskop das Histogramm der zeitlichen Verteilung durch Zählen der Anzahl von Abtastungen, die während eines spezifischen rechteckigen Zeit/Spannungs-Fensters auftreten.

Seit kurzem sind digitale Echtzeit-Oszilloskope, die in der Lage sind, Jitter unter Verwendung eines Interpolationsverfahrens zu messen, kommerziell erhältlich. 49 ist ein Blockschaltbild, das die beispielhafte Konfiguration eines auf Interpolation basierenden Jittermessverfahrens zeigt.

Das das Interpolationsverfahren verwendende Jittermessverfahren (das auf Interpolation basierende Zittermessverfahren) dient zur Interpolation der gemessenen Daten des abgetasteten Signals, dessen Signalpegel nahe dem Nulldurchgangspegel ist, und zum Schätzen der Zeiten von Nulldurchgangspunkten. Und es dient zum Schätzen der Idealzeit des Nulldurchgangspunktes durch Schätzen der Grundfrequenz des geprüften Signals anhand der gemessenen Daten. Weiterhin dient es zum Messen der Schwankung der Zeit durch Vergleichen der durch das Interpolationsverfahren erhaltenen Nulldurchgangszeit mit der Idealzeit.

Zum Messen eines Datensignals als das geprüfte Signal besteht eine Differenz, dass das Datensignal anders als das Taktsignal, das dieselbe Wellenform für jeden Zyklus wiederholt, übertragen wird. Aufgrund dieser Differenz benötigt, um Jitter zu messen, das in das Abtastoszilloskop eingebaute Jittermessverfahren Zeit, um den spezifischen Abtastpunkt aus der empfangenen Datenfolge zu suchen. Demgemäß besteht ein Problem, dass Zeit benötigt wird, um eine Anzahl von Daten zu erwerben, die für die Konstruktion des Augendiagramms und die Durchführung von Histogrammanalysen benötigt werden.

Bei dem Jittermessverfahren, das ein Breitband-Echtzeit-Oszilloskop und das Interpolationsverfahren kombiniert, besteht ein Problem, dass die gemessenen Jitterwerte in Abhängigkeit von dem Hersteller und dem Instrumentenmodell einander unterschiedlich sind (sie z.B. D. Strassberg "The scope trial", Seiten 44 bis 54, EDN, Reed Electronics Group, US, veröffentlicht am 6. Februar 2003).

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung; eine Jittermessvorrichtung und ein Verfahren hierfür vorzusehen, die den Wert des Jitters, der kompatibel mit herkömmlichen Augendiagramm-Messverfahren ist, in weit kürzer Zeit schätzen können, die in der Lage sind, die vorgenannten, den Stand der Technik begleitenden Nachteile zu überwinden. Die obige und andere Aufgaben können durch in den unabhängigen Ansprüchen beschriebene Kombinationen gelöst werden. Die abhängigen Ansprüche definieren weitere vorteilhafte und beispielhafte Kombinationen der vorliegenden Erfindung.

Gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält eine Jittermessvorrichtung zum Messen von Jitter eines geprüften Signals einen Quadrierer zum Erhalten eines quadrierten Signals, das sich aus dem Anheben des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt, und eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung zum Erhalten einer Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals.

Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung kann einen Bandbreitenbegrenzer enthalten zum Herausziehen einer Komponente nahe eines vorbestimmten Frequenzbandes, das ein 2N-Vielfaches einer Grundfrequenz des geprüften Signals enthält, aus dem quadrierten Signal, und die Zeitjitterfolge mit Bezug auf eine Jitterkomponente des geprüften Signals innerhalb des Frequenzbands erhalten.

Die Jittermessvorrichtung kann weiterhin eine Bandbreiten-Bestimmungseinheit enthalten für die Bestimmung des Frequenzbandes auf der Grundlage der Größe einer Spektralkomponente der Grundfrequenz des geprüften Signals und einer Spektralkomponente eines 2N-Vielfachen der Grundfrequenz mit Bezug auf das quadrierte Signal.

Die Jittermessvorrichtung kann weiterhin enthalten: einen Trägerverstärker zum Verstärken einer Trägerkomponente des quadrierten Signals, welche ein 2N-Vielfaches einer Grundfrequenz des geprüften Signals ist, und eine Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung zum Korrigieren der Amplitude der von der Zeitjitter-Schätzvorrichtung erhaltenen Zeitjitterfolge auf der Grundlage eines Verhältnisses, mit dem die Trägerkomponente durch den Trägerverstärker verstärkt ist, wo bei die Zeitjitter-Schätzvorrichtung die Zeitjitterfolge auf der Grundlage des quadrierten Signals, dessen Trägerkomponente verstärkt wurde, erhält.

Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung kann enthalten: eine Transformationsvorrichtung für ein analytisches Signal zum Transformieren des quadrierten Signals in ein analytisches Signal, das eine komplexe Zahl ist, eine Schätzvorrichtung für eine augenblickliche Phase zum Erhalten einer augenblicklichen Phase des analytischen Signals, eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung zum Erhalten eines augenblicklichen Phasenrauschens durch Entfernen einer linearen Phase aus der augenblicklichen Phase, und eine Wiederabtastvorrichtung zum Wiederabtasten von Daten als Antwort auf die Zeit, die einer vorbestimmten Phase des quadrierten Signals am nahesten ist, aus einer Datenfolge des augenblicklichen Phasenrauschens als augenblickliche Phasenrauschendaten, und zum Ausgeben der Zeitjitterfolge, und die Transformationsvorrichtung für das analytische Signal kann enthalten: ein Bandpassfilter zum Entfernen von Frequenzkomponenten mit Ausnahme eines vorbestimmten Frequenzbandes, das ein 2N-Vielfaches der Grundfrequenz des geprüften Signals enthält, und eine Hilbert-Transformationsvorrichtung zum Erzeugen eines Hilbert-Transformationspaares des quadrierten Signals, dessen Komponente mit Ausnahme eines vorbestimmten Frequenzbandes entfernt wurde, indem eine Hilbert-Transformation bei dem quadrierten Signal, dessen Komponente mit Ausnahme des vorbestimmten Frequenzbandes entfernt wurde, durchgeführt wird.

Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung kann enthalten: eine Transformationsvorrichtung für ein analytisches Signal zum Transformieren des quadrierten Signals in ein analytisches Signal, das eine komplexe Zahl ist, eine Schätzvorrichtung für eine augenblickliche Phase zum Erhalten einer augenblicklichen des analytischen Signals, eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung zum Erhalten eines augenblicklichen Phasenrauschen durch Entfernen einer linearen Phase aus der augenblicklichen Phase, und eine Wiederabtastvorrichtung zum Wiederabtasten von Daten als Antwort auf die Zeit, die einer vorbestimmten augenblicklichen Phase des quadrierten Signals am nahesten, aus einer Datenfolge des augenblicklichen Phasenrauschens als augenblickliche Phasenrauschendaten, und zum Ausgeben der Zeitjitterfolge, und die Transformationsvorrichtung für das analytische Signal kann enthalten: eine Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung zum Transformieren des quadrierten Signals, in ein Spektrumsignal der Frequenzdomäne, einen Bandbreitenbegrenzer zum Herausziehen von Komponenten des Spektrumsignals nahe eines vorbestimmten Frequenzbandes, das ein 2N-Vielfaches einer Grundfrequenz des geprüften Signals enthält, und eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung zum Transformieren eines Ausgangssignals des Bandbreitenbegrenzers in das analytische Signal einer Zeitdomäne.

Die Transformationsvorrichtung für das analytische Signal kann weiterhin eine Bandbreiten-Bestimmungseinheit enthalten für die Bestimmung des Frequenzbandes auf der Grundlage der Größe einer Spektralkomponente der Grundfrequenz des geprüften Signals, der Größe einer Komponente eines 2N-Vielfachen der Grundfrequenz und der Neigung einer Umhüllung (Amplitudenveränderungen) von Spektren um die Grundfrequenz oder ein 2N-Vielfaches der Grundfrequenz herum mit Bezug auf das Spektrumsignal.

Die Bandbreiten-Bestimmungseinheit kann eine Bandbreite BW des Frequenzbandes auf der Grundlage der folgenden Gleichung berechnen und ein Frequenzband mit der Bandbreite BW, dessen Mitte ein 2N-Vielfaches der Grundfrequenz ist, als das vorbestimmte Frequenzband bestimmen:

worin f₀ die Grundfrequenz des geprüften Signals darstellt, -K die Neigung der Amplitudenveränderung der Spektren um die Grundfrequenz oder das 2N-Vielfache der Grundfrequenz herum darstellt (K stellt eine abnehmende Größe in dB/Hz dar, getrennt von der Grundfrequenz oder dem 2N-Vielfachen der Grundfrequenz), und L stellt einen Wert dar, der sich aus der Subtraktion der Größe der 2N-ten Harmonischen (= Frequenzkomponente bei dem 2N-Vielfachen der Grundfrequenz) von der Größe der Grundfrequenz in dB ergibt.

Die Jittermessvorrichtung kann weiterhin einen A/D(Analog/Digital)-Wandler zum Eingeben des geprüften Signals eines analogen Signals und Umwandeln des geprüften Signals in ein digitales Signal enthalten.

Die Jittermessvorrichtung kann weiterhin eine Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung zum Erhalten des Durchschnittswertes des geprüften Signals durch Bilden des Durchschnitts einer Datenfolge des geprüften Signals für jede Periode als Antwort auf die Grundfrequenz des geprüften Signals enthalten.

Gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält ein Jittermessverfahren zum Messen von Jitter eines geprüften Signals durch eine Jittermessvorrich tung einen Quadrierschritt zum Erhalten eines quadrierten Signals, das sich aus dem Anheben des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt, und einen Zeitjitter-Schätzschritt zum Erhalten einer Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals.

Gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein computerlesbares Medium zum Speichern eines Programms für eine Jittermessvorrichtung zum Messen des Jitters eines geprüften Signals vorgesehen, welches Programm der Jittermessvorrichtung ermöglicht, als ein Quadrierer zum Erhalten eines quadrierten Signals, das sich aus dem Anheben des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt, und eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung zum Erhalten einer Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals zu funktionieren.

Die Zusammenfassung der Erfindung beschreibt nicht notwendigerweise alle erforderlichen Merkmale der vorliegenden Erfindung. Die vorliegende Erfindung kann auch eine Unterkombination der vorbeschriebenen Merkmale sein. Die obigen Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden augenscheinlicher anhand der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen gegeben wird.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Beispiel für das Leistungsspektrum eines PRBS-Signals.
2 zeigt ein quadriertes Signal in der Zeitdomäne.
3 zeigt ein quadriertes Signal in der Frequenzdomäne.
4 zeigt ein Beispiel für ein geprüftes Signal.
5 zeigt ein Beispiel für das quadrierte Signal des geprüften Signals.
6 zeigt ein Beispiel für ein analytisches Signal.
7 zeigt ein Beispiel für eine augenblickliche Phase.
8 zeigt ein Beispiel für ein augenblickliches Phasenrauschen.
9 zeigt ein Beispiel für eine Zeitjitterfolge des geprüften Signals.
10 zeigt ein Beispiel für ein in ein analytisches Signal transformiertes Eingangssignal.
11 zeigt ein Beispiel für das transformierte analytische Signal.
12 zeigt ein Beispiel für eine augenblickliche Phase mit einem Unstetigkeitspunkt.
13 zeigt ein Beispiel für eine abgewickelte kontinuierliche augenblickliche Phase.
14 zeigt ein Beispiel für ein diskretes quad riertes Signal.
15 zeigt ein Beispiel für ein zweiseitiges Leistungsspektrum des durch FFT erhaltenen quadrierten Signals.
16 zeigt ein Beispiel eines bandbegrenzten einseitigen Leistungsspektrums.
17 zeigt ein Beispiel für ein durch inverse FFT erhaltenes bandbegrenztes analytisches Signal.
18 zeigt ein Frequenzspektrum des quadrierten Signals.
19 zeigt ein Beispiel für die angenäherten Nulldurchgangspunkte des geprüften Signals.
20 zeigt ein Beispiel für ein Taktsignal mit AM-Komponenten.
21 zeigt ein Beispiel für ein Taktsignal ohne AM-Komponenten.
22 zeigt ein Beispiel für die Konfiguration der Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
23 ist ein Flussdiagramm, das die Operation des Jittermessverfahrens gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
24 zeigt die Konfiguration der Jittermessvor richtung 100 gemäß einem ersten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
25 ist ein Flussdiagramm, das die Operation des Jittermessverfahrens gemäß einem ersten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
26 zeigte ein Beispiel für die Konfiguration einer Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
27 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
28 zeigt ein Beispiel für die Konfiguration einer Transformationsvorrichtung 501 für ein analytisches Signal gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
29 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für ein Transformationsverfahren für analytisches Signal mittels der Transformationsvorrichtung 501 für ein analytisches Signal gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
30 zeigt die Konfiguration einer Transformationsvorrichtung 501 für ein analytisches Signal gemäß einem zweiten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
31 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Transformationsvorrichtung 501 für ein analytisches Signal gemäß dem zweiten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
32 zeigt die Konfiguration einer Transformationsvorrichtung 501 für ein analytisches Signal gemäß einem dritten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
33 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Transformationsvorrichtung 501 für ein analytisches Signal gemäß dem dritten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
34 zeigt die Konfiguration einer Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem vierten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
35 ist ein Flussdiagramm, das ein Jittermessverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem vierten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
36 zeigt die Konfiguration einer Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem fünften modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
37 ist ein Flussdiagramm, das ein Jittermessverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem fünften modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
38 zeigt die Konfiguration einer Zeitjitter- Schätzvorrichtung 102 gemäß einem sechsten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
39 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem sechsten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
40 zeigt die Konfiguration einer Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem siebenten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
41 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem siebenten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
42 zeigt die Konfiguration einer Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
43 ist ein Flussdiagramm, das ein Durchschnittswertbildungsverfahren mittels der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
44 zeigt die Konfiguration einer Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß einem achten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung.
45 ist ein Flussdiagramm, das ein Wellenform-Durchschnittswertbildungsverfahren mittels der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß dem achten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt.
46 vergleicht und zeigt die Messergebnisse des Jittermessverfahrens nach der vorliegenden Erfindung und des herkömmlichen Verfahrens.
47 zeigt ein Beispiel für die Hardwarekonfiguration eines Computers 4900 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
48 zeigt ein Beispiel für eine Jittermessung mittels eines Augendiagramm-Messverfahrens.
49 ist ein Blockschaltbild eines Konfigurationsbeispiels für das auf Interpolation basierende Jittermessverfahren.
DETAILLIERTE BESCHEIBUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung wird nun auf der Grundlage der bevorzugten Ausführungsbeispiele beschrieben, die den Bereich der vorliegenden Erfindung nicht beschränken, sondern die Erfindung veranschaulichen sollen. Alle in dem Ausführungsbeispiel beschriebenen Merkmale und deren Kombinationen sind nicht notwendigerweise wesentlich für die Erfindung.
Nachfolgend wird das Prinzip eines Jittermessverfahrens gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben.
(1) JITTER
Zuerst wird Jitter definiert. Jitter entspricht der Schwankung der Grundfrequenz f₀ eines geprüften Signals. Demgemäß befasst sich die Jitteranalyse nur mit der Signalkomponente nahe der Grundfrequenz.
Die Grundfrequenzkomponente eines Signals (des geprüften Signals), das Jitter hat, wird dargestellt durch
worin A die Amplitude ist und T₀ die Grundperiode ist. Hier ist ϕ(t) die augenblickliche Phase des geprüften Signals, die dargestellt wird durch die Summe der linearen augenblicklichen Phasenkomponente 2πt/T₀ enthaltend die Grundperiode T₀, der anfänglichen Phasenkomponente ϕ₀ (die bei der Berechnung null sein kann) und der augenblicklichen Phasenrauschkomponente Δϕ(t).
Wenn die augenblickliche Phasenrauschkomponente Δϕ(t) null wird, haben die Nulldurchgangspunkt zu der Zeit des Anstiegs des geprüften Signals einen gegenseitigen Abstand von einer konstanten Periode T₀. Von null unterschiedliches Δϕ(t) bewirkt, dass das geprüfte Signal schwankende Nulldurchgangspunkte hat. Mit anderen Worten Δϕ(nT₀) an den Nulldurchgangspunkten nT₀ stellt die zeitliche Änderung an den Nulldurchgangspunkten dar und wird als Zeitjitter bezeichnet. Demgemäß ist es durch Schätzen der augenblicklichen Phase ϕ(t) des geprüften Signals und Erhalten der Differenz zwischen der augenblicklichen an dem Nulldurch gangspunkt und der linearen Phase (die der Phasenwellenform eines idealen Taktsignals, das kein Jitter hat, entspricht) 2πt/T₀ + ϕ₀. D.h., durch Schätzen der augenblicklichen Phasenrauschkomponente Δϕ(t) möglich, das Zeitjitter des geprüften Signals zu berechnen.
(2) TAKTREPRODUKTIONSVERFAHREN
1 zeigt das Leistungsspektrum eines PRBS(binäre Pseudo-Zufallsfolge)-Signals, das ein Beispiel für ein als das geprüfte Signal genommenes Datensignal ist. Das Datensignal, das das geprüfte Signal sein soll, hat, wie in 1 gezeigt ist, im Allgemeinen seine Energie über einem breiten Frequenzband, und die Amplitude seiner Grundfrequenzkomponente (2,5 GHz bei diesem Ausführungsbeispiel) ist klein. Um das Jitter des geprüften Signals mit hoher Genauigkeit zu messen, ist es erforderlich, die Grundfrequenzkomponente des geprüften Signals zu rekonstruieren. Nachfolgend wird ein Verfahren zum Wiedergewinnen der Grundfrequenzkomponente aus einem Datensignal beschrieben.
Zuerst wird ein Datensignal x(t) durch die Gleichung (2) dargestellt, bei der das Datensignal betrachtet wird als das Ergebnis er Multiplikation eines Zufallsdatenwertes a_k von ±1 mit einer Impulsantwort eines Filters g. Hier ist der Zufallsdatenwert der Datenwert, der der zu übertragende Gegenstand sein soll. Und die Impulsantwort des Filters g wird bestimmt durch die Charakteristiken der Sendevorrichtung oder der Übertragungsleitung.
Hier ist T die Grundperiode (Symbolzeit) des Datensignals, und ihr Reziprokwert 1/T stellt die Grundfrequenz des Datensignals dar. Wenn das Datensignal x(t) quadriert wird, kann die folgende Gleichung (3) erhalten werden.
Hier wird, da der Datenwert a_k ein Zufallsdatenwert von +1 oder –1 ist, die folgende Gleichung (4) aufgestellt. k = k' → ak 2 =12or(–1)2 = 1 k ≠ k' → akak' ≡ < akak' > = 0 (4)
Unter Verwendung der Gleichung (4) kann die Gleichung (3) durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückt werden.
Hier stellt δ Kronecker δ dar und genügt der folgenden Gleichung (6). k = k' → δkk' = 1 k ≠ k' → δkk' = 0 (6)
Die Gleichung (5) zeigt die Faltung einer quadrierten Wellenform (g²(t) und eine Reihe von Impulsen, wie in 2 gezeigt an. Wenn sie in der Frequenzdomäne betrachtet wird, wie in 3 gezeigt ist, gleicht sie der Multiplikation der Reihe von Impulsen und der Frequenzantwort G(f), die sich. aus dem Quadrieren des Filters ergibt, und folglich erscheint ein Impuls bei einem Mehrfachen der Frequenz von 1/T. Mit anderen Worten, durch Quadrieren der Datensignal-Wellenform ist es möglich, die Grundfrequenzkomponente (Grundtakt) eines Datensignals und seine Frequenz wiederzugewinnen.
Hier wird die Grundfrequenzkomponente des als das geprüfte Signal genommenen Datensignals x(t) durch die Gleichung (1) dargestellt. Wenn das Datensignal x(t) nur die Grundfrequenzkomponente ist, kann das quadrierte Signal x²(t) des Datensignals x(t) durch die folgende Gleichung (7) dargestellt werden.
Mit anderen Worten, es kann gefunden werden, dass die Grundfrequenzkomponente des geprüften Signals in die Komponente bei
transformiert ist. Unterdessen wird die augenblickliche Phasenrauschkomponente Δϕ(t) des geprüften Signals bewahrt. Demgemäß ist es durch Erhalten des augenblicklichen Phasenrauschens der Komponente bei
mit Bezug auf das quadrierte Signal möglich, das Jitter des ursprünglichen geprüften Signals zu erhalten.
Wie vorstehend ist, wenn das Datensignal, das das geprüfte Signal sein soll, das PRBS-Signal ist, die Amplitude der Grundfrequenzkomponente klein, wie in 1 gezeigt ist. Demgemäß wird bei dem auf dieses Ausführungsbeispiel bezogenen Jittermessverfahren das Jitter des geprüften Signals erhalten durch Wiedergewinnen der Frequenzkomponenten bei der Grundfrequenz und
durch Quadrieren des Datensignals und dann Messen der in nahe der Frequenzkomponente um
enthaltenen Jitterkomponente.
Weiterhin kann bei dem Verfahren zum Wiedergewinnen der Grundtaktkomponente aus dem Datensignal das Datensignal auf die 2N-te (N ist eine positive ganze Zahl) Potenz angehoben werden, um seine Taktkomponente zu rekonstruieren. Zu dieser Zeit ist es durch Erhalten des augenblicklichen Phasenrauschens des 2N-Vielfachen der Grundfrequenz des geprüften Signals, das auf die 2N-te Potenz angehoben wurde, möglich, das Jitter des ursprünglichen geprüften Signals zu erhalten.
(3) JITTERMESSVERFAHREN
Das Jittermessverfahren nach der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass geprüfte Signal x(t) auf die in 4 gezeigte 2N-te Potenz anzuheben und es zuerst in das quadrierte Signal zu transformieren. Danach wird das Verfahren beschrieben, wenn N = 1 ist.
5 zeigt das quadrierte Signal x²(t), das sich aus dem Quadrieren des in 4 gezeigten geprüften Signals ergibt. Dann wird das quadrierte x²(t) in ein analytisches Signal z(t), das eine komplexe Zahl ist, transformiert. Wenn das quadrierte Signal in das analytische Signal transformiert ist, kann das analytische Signal erhalten werden durch Verstärken der Frequenzkomponente des quadrierten Signals, dessen Frequenz das Zweifache der Trägerfrequenz des geprüften Signals (2N-Vielfaches im Fall des quadrierten Signals x^2N(t)) ist, mit einem vorbestimmten Verstärkungsverhältnis A. Zu dieser Zeit ist erforderlich, da die Energie des aus dem analytischen Signal erhaltenen augenblicklichen Phasenrauschens gleich 1/A wird, den geschätzten Wert des Zeitjitters in Abhängigkeit von dem Verstärkungsverhältnis A zu korrigieren. 6 zeigt das analytische Signal z(t), das aus dem quadrierten Signal x²(t) in 5 transformiert ist. In 6 stellt die durchgehende Linie den reellen Teil des analytischen Signals dar, und die strichlierte Linie stellt den imaginären Teil des analytischen Signals dar.
Dann wird die augenblickliche ϕ(t) des geprüften Signals x(t) anhand des analytischen z(t) geschätzt. 7 zeigt die Wellenform der augenblicklichen Phase ϕ(t), die anhand des analytischen Signal z(t) in 6 geschätzt wurde.
Dann wird eine Einpassung der kleinsten Quadrate einer geraden Linie an die Daten der Wellenform der augenblicklichen Phase durchgeführt und die augenblickliche lineare Phase ϕ_linear(t) wird erhalten. Die augenblickliche lineare Phase entspricht der Wellenform der jitterfreien augenblicklichen Phase eines idealen Signals. Dann wird die Differenz zwischen der augenblicklichen ϕ(t) und der augenblicklichen linearen Phase ϕ_linear(t) berechnet, um das augenblickliche Phasenrauschen Δϕ(t) des geprüften Signals zu erhalten. 8 zeigt die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens Δϕ(t), das aus der augenblicklichen Phase ϕ(t) in 7 erhalten wurde.
Dann wird die Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens Δϕ(t) zu der Zeit (angenähert Nulldurchgangspunkt) abgetastet, die jedem Nulldurchgangspunkt des reellen Teils x(t) des analytischen Signals z(t) am nahesten ist. D.h., das augenblickliche Phasenrauschen zu den Nulldurchgangszeiten nT₀ wird gemessen. Es entspricht dem Zeitjitter Δϕ[n](= Δϕ(nT₀)). 9 zeigt die Zeitjitterfolge Δϕ[n], die anhand der Wellenform des augenblicklichen Phasenrauschens Δϕ(t) in 8 gemessen wurde.
Dann werden der Effektwert und der Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitjitters anhand der Zeitjitterfolge Δϕ[n] gemessen. Das RMS-Zeitjitter Δϕ_RMS, das der Effektivwert des Zeitjitter Δϕ[n] ist, kann durch folgende Gleichung (8) berechnet werden.
Hier ist N die Anzahl von Datenabtastungen des gemessenen Zeitjitters.
Das Spitze-zu-Spitze-Zeitjitter Δϕ_PP, das die Differenz zwischen dem Maximal- und dem Minimalwert von Δϕ[n] ist, kann durch die folgende Gleichung (9) berechnet werden.
Zusätzlich besteht das Jittermessverfahren nach der vorliegenden Erfindung darin, eine Amplitudenmodulationskomponente (AM) des geprüften Signals zu entfernen und dann nur eine Phasenmodulationskomponente (PM) als Antwort auf das Jitter übrig zu lassen, so dass das Jitter auch mit höherer Genauigkeit geschätzt werden kann.
Das Jittermessverfahren nach der vorliegenden Erfindung kann eine Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung verwenden, das Niedrigfrequenzkomponenten in dem augenblicklichen Phasenrauschen des geprüften Signals entfernt, um das Jitter zu erhalten. Demgemäß ist es möglich, das Jitter einer Niedrigfrequenz wie Leistungszuführungsschwankungen zu entfernen und die Wiederholbarkeit der Jittermessung zu erhöhen.
(4) VERFAHREN ZUM SCHÄTZEN DER AUGENBLICKLICHEN PHASE UNTER VERWENDUNG DES ANALYSESIGNALS
Das aus einem reellen Signal y(t) transformierte analytische Signal z(t) ist definiert als das durch die folgende Gleichung (10) dargestellt komplexe Signal. z(t) ≡ y(t) + jy ^(t) (10)
Hier ist j die imaginäre Einheit und der imaginäre Teil y ^(t) des komplexen Signals ist die Hilbert-Transformation des reellen Teils y(t).
Unterdessen ist die Hilbert-Transformation des reellen Signals y(t) definiert als die folgende Gleichung.
Hier ist y(t) die Faltung der Funktion y(t) und (1/πt). Mit anderen Worten, die Hilbert-Transformation ist äquivalent dem Ausgangssignal eines Gesamtpassfilters, wenn y(t) durch es hindurchgeht. Jedoch ist die Phase des Ausgangssignals y ^(t) zu dieser Zeit um π/2 verschoben, während die Größe der Spektrumkomponente unverändert ist.
Das analytische Signal und die Hilbert-Transformation sind vorhanden in "A. Papoulis, Probability, Random Variables, and Stochastic Processes, 2. Ausgabe, Mc-Graw-Hill Book Company, 1984".
Die Wellenform der augenblicklichen Phase ϕ(t) des reellen Signals y(t) wird aus dem analytischen Signal z(t) unter Verwendung der folgenden Gleichung (12) erhalten.
Dann wird ein Algorithmus zum Schätzen der augenblicklichen Phase des quadrierten Signals (y(t) = x²(t) unter Verwendung der Hilbert-Transformation beschrieben. Zuerst wird das in 10 gezeigte quadrierte Signal (y(t) durch die folgende Gleichung (13) dargestellt.
Durch Anwenden der Hilbert-Transformation auf das quadrierte Signal y(t) der Gleichung (13) kann das Signal, das auf den imaginären Teil des komplexen Signals antwortet und durch die folgende Gleichung (14) dargestellt wird, erhalten werden.
Unter Verwendung der Gleichung (14) kann das Eingangssignal y(t) in das durch die folgende Gleichung (15) dargestellte analytische Signal z(t) transformiert werden.
Das transformierte analytische Signal ist in 11 gezeigt. Hier wird die Bandpassfilterung bei dem in 11 gezeigten analytischen Signal durchgeführt. Dies ist, weshalb die Jitteranalyse nur die Frequenzkomponente des quadrierten Signals x²(t) betrifft, dessen Frequenz das Zweifache der Trägerfrequenz des geprüften Signals ist (2N-Vielfaches im Fall des quadrierten Signals x^2N(t)), da das Jitter der Schwankung der Grundfrequenz des geprüften Signals entspricht.
Dann wird die durch die folgende Gleichung (16) dargestellte Phasenfunktion Φ(t) anhand des unter Verwendung der Gleichung (12) erhaltenen analytischen Signals z(t) geschätzt.
Hier wird Φ(t) dargestellt durch einen Hauptwert der Phase im Bereich von –π bis +π, und er hat einen Unstetigkeitspunkt nahe der Änderung von +π in –π. Die geschätzte Phasenfunktion Φ(t) ist in 12 gezeigt.
Zuletzt kann durch Abwicklung der diskontinuierlichen Phasenfunktion Φ(t) (d.h. ordnungsgemäßes Addieren ganzzahliger Vielfacher von 2π zu dem Hauptwert) die kontinuierliche augenblickliche Phase ϕ(t) ohne Unstetigkeiten erhalten werden. Die kontinuierliche augenblickliche Phase ϕ(t) wird durch die folgende Gleichung (17) dargestellt.
Das Phasenabwicklungsverfahren wird dargestellt in "Donald G. Childers, David P. Skinner und Robert C. Kemerait, "The Cepstrum: A Guide to Processing", Procedings of IEEE, Band 65, Seiten 1428–1442, 1977". 13 zeigt die abgewickelte kontinuierliche augenblickliche Phasenfunktion ϕ(t).
(5) TRANSFORMATION IN ANALYTISCHES SIGNAL UNTER VERWENDUNG DER SCHNELLEN FOURIER-TRANSFORMATION
Die Transformation aus einem reellen Signal in das analytische Signal wird auch erreicht durch digitale Signalverarbeitung unter Verwendung der schnellen Fourier-Transformation.
Zuerst wird durch Anwenden der FFT bei dem digitalisierten quadrierten Signal y(t) = x²(t), das in 14 gezeigt ist, ein zweiseitiges Spektrumsignal (mit sowohl positiven als auch negativen Frequenzen) des Eingangssignals erhalten. 15 zeigt das erhaltene zweiseitige Spektrumsignal Y(f).
Dann werden nur die Spektraldaten y(f) um die Frequenz+2x(Trägerfrequenz) herum (im Allgemeinen das 2N-Vielfache im Fall des quadrierten Signals x^2N(t)) gehalten, andere Daten werden null, und die positiven Frequenzkomponenten werden mit zwei Multipliziert. Dieser Vorgang in der Frequenzdomäne entspricht der Bandbegrenzung und Transformation des geprüften Signals in das analytische Signal in der Zeitdomäne. 16 zeigt ein erhaltenes Signal Z(f) der Frequenzdomäne.
Zuletzt kann durch Anwenden der inversen FFT bei dem erhaltenen Signal Z(f) das bandbegrenzte analytische Signal z(t) erhalten werden. 17 zeigt das bandbegrenzte analytische Signal z(t).
Die Transformation in das analytische Signal unter Verwendung der FFT ist dargestellt in "J. S. Bendat und A. G. Piersol, Random Data: Analysis and Measurement Procedure, 2. Ausgabe, John Wiley & Sons, Inc., 1986".
In dem Fall, dass der Zweck die Schätzung der augenblicklichen Phase ist, kann der Vorgang des Multiplizierens der positiven Frequenzkomponente mit zwei weggelassen werden.
(6) BESTIMMEN DES FREQUENZBANDES
Um das Jitter im Hinblick auf die Grundfrequenz des geprüften Signals in den obigen Gleichungen (4) oder (5) zu messen, ist das Frequenzband der geprüften Jitterkomponente begrenzt auf das Frequenzband enthaltend das 2N-Vielfache des geprüften Signals im Hinblick auf das quadrierte Signal. Beispielsweise wird in der obigen Gleichung (4), wenn das in 10 gezeigte quadrierte Signal in das in 11 gezeigte analytische Signal transformiert wird, der Bandpass-Filtervorgang durchgeführt. Und in der obigen Gleichung (5) ist die Bandbreite des in 15 gezeigten zweiseitigen Spektrumsignals begrenzt, um das in 16 gezeigte analytische Signal der Frequenzdomäne zu erhalten.
Dieses Frequenzband kann ein vorbestimmter Frequenzbereich sein. Jedoch ist es bevorzugt, um das Jitter des geprüften Signals ordnungemäßer zu messen, das für das geprüfte Signal geeignete Frequenzband zu bestimmen. Nachfolgend wird das Verfahren zum Bestimmen der Frequenzkomponente der geprüften Jitterkomponente gezeigt.
18 illustriert das Frequenzspektrum des quadrierten Signals, wenn N gleich 1 ist. Die f₀-Komponente 3000 ist die Frequenzkomponente des quadrierten Signals entsprechend der Grundfrequenz f₀ des geprüften Signals. Die 2f₀-Komponente 3010 ist die Frequenzkomponente des quadrierten Signals entsprechend der Frequenz 2f₀, die das Zweifache (das 2-Vielfache, wenn N nicht 1 ist) der Frequenz des geprüften Signals ist. Um das Jitter des geprüften Signals zu messen, wird die Bandbegrenzungsverarbeitung durchgeführt, da die Jitterkomponente, die um die Frequenz, die das 2N-Vielfache der Frequenz des geprüften Signals ist, herum vorhanden ist, herausgezogen wird.
Hier kann, da die Jitterkomponente die Schwankung der Frequenzkomponente relativ zu der Bezugsfrequenz ist, sie als proportional zu der Amplitude der Bezugsfrequenzkomponente angesehen werden. Demgemäß kann das Frequenzband, das der zu messende Gegenstand ist, bestimmt werden auf der Grundlage der Größe der f₀-Komponente 3000 und der 2f₀-Komponente 3010 in dem quadrierten Signal.
Das Frequenzband kann weiterhin bestimmt werden auf der Grundlage der Neigung der Spektralumhüllungen 3020a bis 3020d nahe der f₀-Komponente 3000 und/oder der 2f₀-Komponente 3010. Hier werden, da das Jitter des geprüften Signals die Schwankung mit Bezug auf die Grundfrequenz f₀ ist, die Amplitudenwerte der Umhüllungen 3020a und 3020b im Allgemeinen klein gesondert von der f₀-Komponente 3000. In derselben Weise werden die Amplitudenwerte der Umhüllungen 3020c und 3020d im Allgemeinen klein gesondert von der 2f₀-Komponente 3010.
Demgemäß kreuzen bei dem auf dieses Ausführungsbeispiel bezogenen Jittermessverfahren die Umhüllungen 3020b und 3020c am Punkt A einander. Es wird berücksichtigt, dass die Wirkung der f₀-Komponente 3000 groß ist im Hinblick auf die Frequenzen, die näher an der f₀-Komponente 3000 als der Punkt A sind, wohingegen die Wirkung der 2f₀-Komponenten 3010 groß ist im Hinblick auf die Frequenzen, die näher an der 2f₀-Komponente 3010 als der Punkt A sind. Um die Jitterkomponente aus der Frequenzkomponente des 2N-Vielfachen des geprüften Signals herauszuziehen, wird das Frequenzband, dessen untere Grenzfrequenz der Frequenz des Punktes A entspricht, und dessen Mitte die 2f₀-Komponente 3010 ist, bestimmt als das gemessene Frequenzband.
Genauer gesagt, der Wert L (ein negativer Wert in dieser Figur) wird erhalten durch Subtrahieren der Größe der 2f₀-Komponente 3010 von der Größe der f₀- Komponente 3000. Dann wird über Frequenzen nahe der Grundfrequenz f₀ und/oder die Komponente der Frequenz 2fo, die das Zweifache der Grundfrequenz ist, die abnehmende Größe K von dem Amplitudenwert der Umhüllungen erhalten durch Frequenzabtastung soviel wie die Einheitsfrequenz in der Richtung gesondert von den Frequenzen. K ist die Neigung der Umhüllung(en) 3020a und/oder 3020c, während -K die Neigung der Umhüllung(en) 3020b und/oder 320d ist.
Die Bandbreite BW des Frequenzbands wird wie in der folgenden Gleichung (18) gezeigt berechnet auf der Grundlage der Werte K und L.
(7) VERFAHREN ZUM ERFASSEN ANGENÄHERTER NULLDURCHGANGSPRUNKTE
Als Nächstes wird ein Verfahren zum Erfassen angenäherter Nulldurchgangspunkte beschrieben. Zuerst wird ein Signalpegel V_50%, der der 50%-Pegel ist, als der Pegel des Nulldurchgangs berechnet, wobei der Maximalwert des eingegebenen geprüften Signals x(t) der 100%-Pegel und der Minimalwert der 0%-Pegel sind.
Dann werden die Differenzen (x(j – 1) – V_50%) und (x(j) – V_50%) zwischen den Werten der Abtastungen benachbart x(t) und dem 50%-Pegel V_50% erhalten, und ihr Produkt (x(j – 1) – V_50%) × (x(j) – V_50%) wird berechnet. Wenn x(t) der 50%-Pegel ist und den Nulldurchgangspegel kreuzt, wird das Vorzeichen seiner Abtastwerte (x(j – 1) – V_50%) und (x(j) – V_50%) aus negativ positiv oder aus positiv negativ, so dass, wenn das Produkt negativ wird, x(t) den Nulldurchgangspegel kreuzt, und die Zeit j – 1 oder j, deren Absolutwert des Abtastwertes (x(j – 1) – V_50%) oder (x(j) – V_50%) kleiner als der andere ist, kann als der angenäherte Nulldurchgangspunkt erhalten werden. 19 zeigt die Wellenform des reellen Teils x(t) des analytischen Signals. Die Markierungen O in 20 zeigen die Punkte, die als am nahesten an den Nulldurchgangspunkten erfasst sind (erfasst als angenäherte Nulldurchgangspunkte).
(8) WELLENFORM BEGRENZUNG
Das Wellenformbegrenzen ist der Vorgang der Entfernung von AM-Komponenten aus dem Eingangssignal, so dass nur PM-Komponenten entsprechend dem Jitter verbleiben. Das Wellenformbegrenzen wird realisiert durch den folgenden Vorgang bei dem analogen oder digitalen Eingangssignal.
Zuerst wird der Wert des Eingangssignals mit einer Konstanten multipliziert. Dann wird der Signalwert, der größer als ein vorbestimmter Schwellenwert 1 ist, durch den Schwellenwert 1 ersetzt, während der Signalwert, der kleiner als ein vorbestimmter Schwellenwert 2 ist, durch den Schwellenwert 2 ersetzt wird. Hier ist der Schwellenwert 1 größer als der Schwellenwert 2.
20 zeigt das Taktsignal mit der AM-Komponente. Hieraus ist ersichtlich, da sich die Umhüllung der Zeitwellenform ändert, dass die AM-Komponenten in diesem existieren. 22 zeigt das Taktsignal bei dem die Wellenformbegrenzung durchgeführt wurde. Da die Zeitwellenform eine konstante Umhüllung zeigt, kann bestätigt werden, dass die AM-Komponenten hieraus entfernt sind.
(9) WELLENFORM-DURCHSCHNITTSWERTBILDUNG
Wenn das Datensignal durch ein Kabel übertragen wird, wird eine Jitterkomponente, die an dem Kabelende auftritt und durch das Datenmuster und die Wirkung der Übertragungscharakteristiken des Kabels verursacht ist, als datenabhängiges Jitter oder deterministisches Jitter bezeichnet. Die Jitterkomponente ist zeitunveränderlich, obgleich die Datenreihe entlang der Zeitachse um eine Periode T_seq verschoben ist. Unterdessen haben die Zufallsjitterkomponente und die Datenreihe keine Korrelation miteinander. Wenn demgemäß der Durchschnittswert der synchron mit der Periode T_seq der Datenreihe gemessenen Jitterkomponente in der Zeitdomäne gebildet wird, kann die Zufallsjitterkomponente entfernt werden, und nur die deterministische Jitterkomponente kann geschätzt werden.
Jedoch ist die Periode der Datenreihe im Allgemeinen nicht ein ganzzahliges Vielfaches einer Abtastperiode, und beispielsweise ist sie von einem Abtastimpuls um Δτ verschoben (welches nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastperiode ist). Zu dieser Zeit kann, indem die Fourier-Transformation bei der Zeitwellenform x(t) durchgeführt wird, der Phasenwinkel des Spektrumsignals X(f) um exp(–j2πfΔτ) gedreht wird und die inverse Fourier-Transformation durchgeführt wird, die Wellenform x(t – Δτ), die sich aus der Verschiebung der ursprünglichen Wellenform in der Zeit ergibt, erhalten werden. Wenn die Durchschnittswertbildung unter Verwendung der Wellenform durchgeführt wird, kann die Signalwellenform der Datenreihe ungeachtet der Abtastperiode ordnungsgemäß der Durchschnittswertbildung unterzogen werden.
Der Durchschnittswertbildungsvorgang kann in der Zeitdomäne durchgeführt werden, oder er kann in der Frequenzdomäne durch Bildung des Durchschnittswerts des komplexen Spektrums durchgeführt werden. D.h., die Fouriertransformation wird zuerst bei der Zeitwellenform x(t) durchgeführt, und der Phasenwinkel des Spektrumsignals X(f) wird um exp(–j2πfΔτ) gedreht. Dann wird der Durchschnittswert des komplexen Spektrums, dessen Phase gedreht wurde, gebildet. Dann wird der Durchschnittswert der Zeitwellenform zuerst erhalten, indem die inverse Fourier-Transformation bei dem Durchschnittswert des komplexen Spektrums durchgeführt wird.
Die Jittermessvorrichtung und das Jittermessverfahren werden nachfolgend auf der Grundlage des vorbeschriebenen Prinzips gezeigt.
22 zeigt ein Beispiel für die Konfiguration der Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Jittermessvorrichtung 100 enthält einen Quadrierer 101, der eine Vorrichtung zum Messen des Jitter eines geprüften Signals ist, eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 und einen Jitterdetektor 103. Der Quadrierer 101 erhält das quadrierte Signal durch Anheben des eingegebenen geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl). Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 erhält die Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals.
Der Jitterdetektor 103 erhält den Jitterwert des geprüften Signals auf der Grundlage der Zeitjitterfolge des geprüften Signals. Der Jitterdetektor 103 enthält einen Spitze-zu-Spitze-Detektor 104, einen RMS-Detektor 105 und/oder eine Histogramm-Schätzvorrichtung 106. Der Spitze-zu-Spitze-Detektor erhält die Diffe renz zwischen dem maximalen und dem minimalen Wert der Zeitjitterfolge des geprüften Signals. Der RMS-Detektor 105 erhält den Effektivwert der Zeitjitterfolge des geprüften Signals. Die Histogramm-Schätzvorrichtung 106 erhält das Histogramm der Zeitjitterfolge des geprüften Signals.
23 ist ein Flussdiagramm, das die Arbeitsweise des durch die Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel realisierten Jittermessverfahrens zeigt. Zuerst erhält der Quadrierer 100 das quadrierte Signal des eingegebenen geprüften Signals (Schritt S201). Dann erhält die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 die Zeitjitterfolge des geprüften Signals aus dem quadrierten Signal (S202). Der Jitterdetektor 103 erhält das Zeitjitter des geprüften Signals aus der Zeitjitterfolge (Schritt S202). Im Schritt S203 erhält der Spitze-zu-Spitze-Detektor 104 den Spitze-zu-Spitze-Wert des Zeitjitters unter Verwendung der Gleichung (9). Der RMS-Detektor 105 erhält den Effektivwert des Zeitjitters unter Verwendung der Gleichung (8). Die Histogramm-Schätzvorrichtung 106 erhält das Histogramm, das die Verteilung der Größe des Zeitjitters zeigt, aus der Zeitjitterfolge.
24 zeigt die Konfiguration der Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem ersten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Jittermessvorrichtung 100 gemäß diesem Ausführungsbeispiel enthält einen Trägerverstärker 301, eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102, eine Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung 302 und einen Jitterdetektor 103. In der Jittermessvorrichtung 100 gemäß diesem Ausführungsbeispiel haben die Teile mit denselben Symbolen wie denjenigen in 22 dieselbe Funktion und Konfigu ration wie diejenigen in 22, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Der Trägerverstärker 301 empfängt das von dem Quadrierer 101 ausgegebene quadrierte Signals, verstärkt die Trägerkomponente des quadrierten Signals, deren Frequenz das 2N-fache der Grundfrequenz des geprüften Signals ist, und liefert das Signal zu der Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102. Die Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung 302 korrigiert die Amplitude der Zeitjitterfolge, die von der Zeitjitter-Schätzvorrichtung erhalten wurde, auf der Grundlage des Verhältnisses, mit dem die Trägerkomponente durch den Trägerverstärker 301 verstärkt wird.
25 ist ein Flussdiagramm, das die Arbeitsweise des Jittermessverfahrens gemäß einem ersten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Bei dem Jittermessverfahren gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Schritte mit denselben Symbolen wie denjenigen in 23 dieselben wie die Schritte, bei denen der Vorgang in 23 durchgeführt wird, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Der Trägerverstärker 301 empfängt das von dem Quadrierer 101 im Schritt S201 erhaltene quadrierte Signal und verstärkt die Trägerkomponente des quadrierten Signals, deren Frequenz das 2N-fache der Grundfrequenz des geprüften Signals ist (S401). Insbesondere verstärkt der Trägerverstärker 301 die Trägerfrequenzkomponente mit einem vorbestimmten Verstärkungsverhältnis A, wie in dem Prinzip (3) des Jittermessverfahrens gezeigt.
Dann erhält die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 die Zeitjitterfolge auf der Grundlage des quadrierten Signals, dessen Trägerkomponente durch den Trägerverstärker 301 verstärkt wurde (S202). Die Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung 302 korrigiert die Amplitude der durch die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 erhaltenen Zeitjitterfolge auf der Grundlage des Verstärkungsverhältnisses der Trägerkomponente durch den Trägerverstärker 301 (S402). Insbesondere korrigiert die Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung 302 die Amplitude der Zeitjitterfolge durch Multiplizieren der Zeitjitterfolge mit dem Verstärkungsverhältnis A des Trägers durch den Trägerverstärker 301 im Schritt S402.
26 zeigt ein Beispiel für die Konfiguration der Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß diesem Ausführungsbeispiel. Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 enthält eine Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal, eine Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase, eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 und eine Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504.
Die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal transformiert das Eingangssignal in das analytische Signal aus einer komplexen Zahl. Die Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase erhält die augenblickliche Phase des analytischen Signals. Die Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 entfernt die lineare Phase aus der augenblicklichen Phase und erhält das augenblickliche Phasenrauschen. Die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504, die ein Beispiel für die Wiederabtastvorrichtung gemäß dieser Erfindung ist, tastet die Daten wieder ab, die nahe der vorbestimmten Zeit des geprüften Signals ist, aus der Datenfolge des augenblicklichen Phasenrauschens als die augenblicklichen Phasenrauschendaten, und gibt eine Zeitjitterfolge aus.
27 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Zuerst transformiert die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal das von dem Quadrierer 101 eingegebene quadrierte Signal oder das quadrierte Signal, das von dem Trägerverstärker 301 eingegeben wird und dessen Trägerkomponente verstärkt wurde, in das analytische Signal aus einer komplexen Zahl durch selektives Hindurchlassen seiner vorbestimmten Frequenzkomponente (S601). Dann schätzt die Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase die augenblickliche Phase des geprüften Signals auf der Grundlage des von der Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal ausgegebenen analytischen Signals (S602). Mit anderen Worten, die Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase erhält die in der Gleichung (16) dargestellte augenblickliche Phase aus dem analytischen Signal unter Verwendung der Gleichung (12).
Dann schätzt die Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 die lineare Phase anhand der von der Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase ausgegebenen augenblicklichen Phase und enthält das augenblickliche Phasenrauschen (S603). Insbesondere schätzt die Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 zuerst die augenblickliche lineare Phase, die die lineare Phase als Antwort auf ein ideales Taktsignal ist, anhand der von der Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase ausgegebenen augenblicklichen Phase. Dann schätzt die Lineartrend- Entfernungsvorrichtung 503 das augenblickliche Phasenrauschen durch Entfernen der augenblicklichen linearen Phase aus der abgewickelten augenblicklichen Phase.
Dann tastet die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504 wieder die Daten ab, die nahe der vorbestimmten Zeit des geprüften Signals sind, aus der Datenfolge des augenblicklichen Phasenrauschens als die augenblicklichen Phasenrauschendaten, schätzt die Zeitjitterfolge und gibt diese aus. Insbesondere tastet die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504 die Daten als Antwort auf die Zeit des quadrierten Signals ab, die einer vorbestimmten Phase am nahesten ist, als die augenblicklichen Phasenrauschendaten.
Hier braucht die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504 nur die Daten abzutasten, die nahe der Nulldurchgangszeit des geprüften Signals sind, oder sie braucht alternativ nur die Daten wieder abzutasten, die nahe der Nulldurchgangszeit des quadrierten Signals des geprüften Signals sind. Alternativ kann die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504 die Daten für jedes 1/4N-Vielfache der Grundperiode des geprüften Signals oder zu einer anderen Zeit wieder abtasten.
28 zeigt ein Beispiel für die Konfiguration einer Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß diesem Ausführungsbeispiel. Die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal enthält ein Bandpassfilter 701 und eine Hilbert-Transformationsvorrichtung 702. Die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal wählt nur die Komponente nahe einer vorbestimmten Frequenz aus dem eingegebenen quadrierten Signal aus und begrenzt die Bandbreite des Eingangssignals. Hier kann die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal entweder ein analoges oder ein digitales Filter sein, oder sie kann mittels einer digitalen Signalverarbeitung wie FFT implementiert sein. Die Hilbert-Transformationsvorrichtung 702 erzeugt ein Hilbert-Transformationspaar des quadrierten Signals, indem sie eine Hilbert-Transformation bei dem durch das Bandpassfilter 701 bandbegrenzten quadrierten Signal durchführt.
29 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel für ein Transformationsverfahren für das analytische Signal mittels der Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Zuerst wählt das Bandpassfilter 701 nur die Komponente nahe einer vorbestimmten Frequenz aus dem eingegebenen quadrierten Signal aus, um die Bandbreite des Eingangssignals zu begrenzen (S801). Insbesondere wählt das Bandpassfilter 701 ein vorbestimmtes Frequenzband enthaltend das 2N-Vielfache der Grundfrequenz des geprüften Signals aus dem eingegebenen quadrierten Signal aus und entfernt die Komponente mit Ausnahme des Frequenzbandes.
Dann wendet die Hilbert-Transformationsvorrichtung 702 die Hilbert-Transformation bei dem von dem Bandpassfilter 701 bandbegrenzten quadrierten Signal an, um ein Hilbert-Transformationspaar des quadrierten Signals zu erzeugen (S802). Insbesondere führt die Hilbert-Transformationsvorrichtung 702 die Hilbert-Transformation bei dem quadrierten Signal durch, aus dem die Komponente mit Ausnahme des vorbestimmten Frequenzbandes entfernt wurde, und erzeugt ein Hilbert-Transformationspaar des quadrierten Signals als Antwort auf den imaginären Teil des analytischen Sig nals.
Die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gibt das Ausgangssignal des Bandpassfilters 701, das als der reelle Teil des analytischen Signals genommen wird, und das Ausgangssignal der Hilbert-Transformationsvorrichtung 702, das als der imaginäre Teil des analytischen Signals genommen wird, aus (S803).
30 zeigt die Konfiguration einer Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß einem zweiten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal dieses modifizierten Ausführungsbeispiels enthält eine Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901, einen Bandbreitenbegrenzer 902 und eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 903.
Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901 transformiert das quadrierte Signal in ein zweiseitiges Spektrumsignal der Frequenzdomäne. Der Bandbreitenbegrenzer 902 wählt eine Komponente nahe einer vorbestimmten Frequenz des zweiseitigen Spektrumsignals der Frequenzdomäne aus. Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 903 führt eine inverse Transformation bei dem Ausgangssignal des Bandbreitenbegrenzers 902 in das analytische Signal der Zeitdomäne durch. Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901 und die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 903 können die Transformation zwischen der Zeit- und der Frequenzdomäne mittels FFT bzw. inverser FFT durchführen.
Zusätzlich kann die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal weiterhin eine Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 zum Bestimmen des Frequenzbandes enthalten, durch das der Bandbreitenbegrenzer 902 den Durchlass durchführt auf der Grundlage der Größe der Komponente des quadrierten Signals, deren Frequenz die Grundfrequenz und das 2N-Vielfache der Grundfrequenz des geprüften Signals ist.
31 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß dem zweiten modifizierten Ausführungsbeispiel zeigt. Zuerst führt die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901 eine FFT bei dem eingegebenen quadrierten Signal durch, um es in das zweiseitige Spektrumsignal der Frequenzdomäne zu transformieren (S1001).
Dann ersetzt der Bandbreitenbegrenzer 902 die negativen Frequenzkomponenten durch null für das transformierte zweiseitige Spektrumsignal der Frequenzdomäne, das von der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901 ausgegeben wurde. Dann lässt der Bandbreitenbegrenzer 902 nur die Komponenten nahe der vorbestimmten Frequenz des Eingangssignals übrig und ersetzt andere Frequenzkomponenten durch null für das einseitige Spektremsignal, das sich aus dem Ersetzen der negativen Frequenzkomponenten durch null im Schritt S1002 ergibt, um die Bandbreite des Signals der Frequenzdomäne zu begrenzen (S1003). Insbesondere zieht der Bandbreitenbegrenzer 902 die Komponenten des vorbestimmten Frequenzbandes enthaltend die Frequenz, die das 2N-fache der Grundfrequenz des geprüften Signals ist, aus dem zweiseitigen Spektrumsignal heraus, das das quadrierte Signal der Frequenzdomäne ist. Demgemäß kann die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 die Zeitjitterfolge im Hinblick auf die Jitterkomponente des Frequenzbandes erhalten.
Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 903 führt eine inverse FFT bei dem bandbegrenzten einseitigen Spektrumsignal so durch, dass das Signal der Frequenzdomäne in das analytische Signal der Zeitdomäne transformiert wird (S1004).
Alternativ kann der Bandbreitenbegrenzer 902 den Schritt S1002 nach der Durchführung des Schritts S1003 durchführen. Insbesondere lässt der Bandbreitenbegrenzer 902 zuerst nur die Komponenten nahe der vorbestimmten Frequenz des Eingangssignals übrig, um andere Frequenzkomponenten durch null zu ersetzen, und begrenzt die Bandbreite des Signals der Frequenzdomäne. Dann ersetzt der Bandbreitenbegrenzer 902 die bandbegrenzte negative Frequenzkomponente des zweiseitigen Spektrumsignals durch null.
Zusätzlich empfängt, wenn die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal die Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 enthält, die Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 das zweiseitige Spektrumsignal des von der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901 im Schritt S1001 ausgegebenen quadrierten Signals. Die Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 bestimmt, wie in dem Prinzip (6) des Jittermessverfahren gezeigt ist, das Frequenzband, durch das der Bandbreitenbegrenzer 902 den Durchlass durchführt, auf der Grundlage der Größe der Komponente der Grundfrequenz des geprüften Signals, der Größe des 2N-Vielfachen der Grundfrequenz und der Neigung der Amplitudenveränderungen des zweiseitigen Spektrums nahe der Komponente der Grundfrequenz im Hinblick auf das zweiseitige Spektrum (S1010). Insbesondere erhält die Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 K und L, die in dem Prinzip (6) des Jittermessverfahrens gezeigt sind, und berechnet die Bandbreite BW des Frequenzbandes auf der Grundlage der Werte. Mit dem 2N-Vielfachen der Grundfrequenz als die Mitte genommen, wird das Frequenzband mit der Bandbreite BW als das Frequenzband bestimmt, durch das der Bandbreitenbegrenzer 902 den Durchlass durchführt. Als Folge zieht der Bandbreitenbegrenzer 902 die Komponente des Frequenzbands heraus, das durch die Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 bestimmt wurde.
32 zeigt die Konfiguration der Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß einem dritten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß diesem Ausführungsbeispiel enthält einen Pufferspeicher 1101, eine Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1102, eine Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1103, eine Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1104, einen Bandbreitenbegrenzer 1105, eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1106 und eine Multiplikationsvorrichtung 1107 für eine inverse Fensterfunktion.
Der Pufferspeicher 1101 speichert das eingegebene quadrierte Signal. Die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1102 zieht aufeinander folgend das in dem Pufferspeicher 1101 gespeicherte Signal heraus, um die Abschnitte zu überlappen, von denen ein Teil des Signals vorher ausgewählt wurde. Die Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1103 multipliziert jedes Teilsignal, das von der Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1102 herausgezogen wurde, mit der Fens terfunktion. Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1104 transformiert jedes mit der Fensterfunktion multiplizierte Teilsignal in das zweiseitige Spektrum in der Frequenzdomäne. Der Bandbreitenbegrenzer 1105 wählt nur die Komponenten nahe der vorbestimmten Frequenz des Eingangssignals aus dem in die Frequenzdomäne transformierten zweiseitigen Spektrum aus. Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung transformiert das Ausgangssignal des Bandbegrenzers 1105 in das Signal in der Zeitdomäne. Die Multiplikationsvorrichtung 1107 für die inverse Fensterfunktion erhält das bandbegrenzte analytische Signal durch Multiplizieren des in die Zeitdomäne transformierten Signals mit Reziprokwert der Fensterfunktion. Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1104 und die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1106 können die Transformation zwischen der Zeit- und der Frequenzdomäne mittels der FFT bzw. der inversen FFT durchführen.
Zusätzlich kann die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal weiterhin die in 30 gezeigten Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 enthalten. Insbesondere bestimmt die Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 das von dem Bandbreitenbegrenzer 1105 herauszuziehende Frequenzband auf der Grundlage des von der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1104 ausgegebenen zweiseitigen Spektrums und setzt es in dem Bandbreitenbegrenzer 1105. Der Bandbreitenbegrenzer 1105 zieht die Komponente des von der Bandbreiten-Bestimmungseinheit 910 gesetzten Frequenzbandes aus dem zweiseitigen Spektrum heraus.
33 ist ein Flussdiagramm, das das Zeitjitter- Schätzverfahren mittels der Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal gemäß dem dritten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Zuerst speichert der Pufferspeicher 1101 das eingegebene quadrierte Signal (S1201). Dann wählt die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1102 aufeinander folgend das in dem Pufferspeicher 1101 gespeicherte Signal aus, um des vorher ausgewählten Signals zu überlappen (S1202). Dann multipliziert die Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1103 das ausgewählte Teilsignal mit der Fensterfunktion (S1203). Dann führt die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1104 die FFT bei dem mit der Fensterfunktion multiplizierten Teilsignal so durch, dass das Signal der Zeitdomäne in das zweiseitige Spektrum in der Frequenzdomäne transformiert wird. (S1204).
Dann ersetzt der Bandbreitenbegrenzer 1105 die negativen Frequenzkomponenten des zweiseitigen Spektrums in der Frequenzdomäne durch null (S1205). Dann lässt der Bandbreitenbegrenzer 1105 nur die Komponente nahe der vorbestimmten Frequenz des eingegebenen quadrierten Signals übrig und ersetzt andere Frequenzkomponenten durch null für das einseitige Spektrum, das sich durch das Ersetzen der negativen Frequenzkomponenten durch null ergibt, um die Bandbreite des Signals in der Frequenzdomäne zu begrenzen (S1206). Insbesondere zieht der Bandbreitenbegrenzer 1105 die Komponenten des vorbestimmten Frequenzbands enthaltend die Frequenz, die das 2N-fache der Grundfrequenz des geprüften Signals ist, heraus.
Dann führt die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1106 die inverse FFT bei dem einseitigen Spektrumsignal durch, dessen Bandbreite der Frequenzdomäne begrenzt wurde, um das Signal in der Frequenzdomäne in das Signal in der Zeitdomäne zu transformieren (S51207). Dann multipliziert die Multiplikationsvorrichtung 1107 für die inverse Fensterfunktion das durch die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1106 transformierte Signal der Zeitdomäne mit dem Reziprokwert der Fensterfunktion, die im Schritt S1203 multipliziert wurde, um das bandbegrenzte analytische Signal zu erhalten (S1208).
Die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1102 prüft, ob Daten, die noch nicht verarbeitet wurden, in dem Pufferspeicher gespeichert sind oder nicht (S1209). Wenn noch nicht verarbeitete Daten gespeichert sind, wiederholt die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal die Prozesse der Schritte S1203 bis S1209, wobei aufeinander folgend das Signal aus dem Pufferspeicher 1101 ausgewählt wird, um die Segmente des Signals mit einem Teil des vorher ausgewählten Signals zu überlappen (S1210).
Alternativ kann der Bandbreitenbegrenzer 1105 S1205 und S1206 austauschen. Insbesondere lässt der Bandbreitenbegrenzer 1105 zuerst nur die Komponenten nahe der vorbestimmten Frequenz des Eingangssignals übrig, um die anderen Frequenzkomponenten durch null zu ersetzen, und begrenzt die Bandbreite des Signals in der Frequenzdomäne S1206). Dann ersetzt der Bandbreitenbegrenzer 1105 die negativen Frequenzkomponenten des zweiseitigen Spektrums durch null. (S1205).
34 zeigt die Konfiguration einer Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem vierten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Jittermessvorrichtung 100 nach diesem Ausführungsbeispiel enthält einen A/D-Wandler 1301, einen Quadriert 101, eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 und einen Jitterdetektor 103. In der Jittermessvorrichtung 100 gemäß diesem Ausführungsbeispiel haben Teile mit denselben Symbolen wie denjenigen in 22 dieselbe Funktion und Konfiguration wie diejenigen in 22, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Der A/D-Wandler 1301 digitalisiert das eingegebene geprüfte Signal, das ein analoges Signal ist, um es in das diskrete geprüfte Signal umzuwandeln. Der Quadrierer 101 erhält das quadrierte Signal mit Ergebnissen aus der Quadrierung des diskreten geprüften Signals. Hier kann der A/D-Wandler 1301 ein Hochgeschwindigkeits-A/D-Wandler sein, ein Digitalisierer und ein digitales Abtastoszilloskop. Weiterhin kann der A/D-Wandler 1301 in der vorhergehenden Stufe des Quadrierers 101, der in 24 gezeigten Jittermessvorrichtung 100 vorgesehen sein.
35 ist ein Flussdiagramm, das ein Jittermessverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem vierten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Bei dem Jittermessverfahren gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind Schritte mit denselben Symbolen wie denjenigen in 23 dieselben wie die Schritte, bei denen der Prozess in 23 durchgeführt wird, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Der A/D-Wandler 1301 tastet zuerst (digitalisiert) ein analoges geprüftes Signal ab, das der Gegenstand der Jittermessung ist, und wandelt es in das digitale Signal um (S1410). Der Quadrierer 101, die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 und der Jitterdetektor 102 führen die Schritte S201, S202 und S204 jeweils für das diskrete geprüfte Signal durch.
36 zeigt die Konfiguration einer Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem fünften modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Jittermessvorrichtung 100 nach diesem Ausführungsbeispiel enthält eine Wellenform-Begrenzungsvorrichtung 1501, einen Quadrierer 101, eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 und einen Jitterdetektor 103. Bei der Jittermessvorrichtung 100 gemäß diesem Ausführungsbeispiel haben Teile mit denselben Symbolen wie denjenigen in 22 dieselben Funktion und Konfiguration wie diejenigen in 22, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Die Wellenform-Begrenzungsvorrichtung 1501 zieht die Phasenmodulationskomponente (PM) heraus durch Entfernen der Amplitudenmodulationskomponente (AM) des geprüften Signals. Weiterhin kann der A/D-Wandler 1301 in der dem Quadrierer 101 vorhergehenden Stufe der in 24 gezeigten Jittermessvorrichtung 100 vorgesehen sein.
37 ist ein Flussdiagramm, das ein Jittermessverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem fünften modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Bei dem Jittermessverfahren gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Schritte mit denselben Symbolen wie denjenigen in 23 dieselben wie die Schritte, in denen der Prozess nach 23 durchgeführt wird, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Zuerst zieht die Wellenform-Begrenzungsvorrichtung 1501 die Phasenmodulationskomponente heraus durch Entfernen der Amplitudenmodulationskomponente aus dem eingegebenen geprüften Signal durch den in dem Prozess (8) des Jittermessverfahrens gezeigten Vorgang. Dann erhöht der Quadrierer 101 das geprüfte Signal, das von der Wellenform-Begrenzungsvorrichtung 1501 ausgegeben wird und dessen Amplitudenmodulationskomponente entfernt wurde, auf die 2N-te Potenz und erhält das quadrierte Signal (S201). Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 und der Jitterdetektor 103 führen die Prozesse der Schritte S202 bzw. S204 auf der Grundlage des von dem Quadrierer 101 ausgegebenen quadrierten Signals durch.
38 zeigt die Konfiguration einer Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß einem sechsten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß diesem Ausführungsbeispiel enthält eine Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal, eine Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase, eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503, eine Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1701 und eine Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504. Bei der Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 gemäß diesem Ausführungsbeispiel haben Teile mit denselben Symbolen wie denjenigen in 26 dieselbe Funktion und Konfiguration wie diejenigen in 26, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden. Die Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1701 entfernt die Niedrigfrequenzkomponente des von der Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 ausgegebenen augenblicklichen Phasenrauschens.
39 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem sechsten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Bei dem Jittermessverfahren gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Schritte mit denselben Symbolen wie denjenigen in 27 dieselben wie die Schritte, in denen der Prozess nach 27 durchgeführt wird, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Die Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1701 entfernt die Niedrigfrequenzkomponente des von der Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 im Schritt 5603 ausgegebenen augenblicklichen Phasenrauschens (S1801). Die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 504 gibt die Zeitjitterfolge auf der Grundlage des augenblicklichen Phasenrauschens, dessen Niedrigfrequenzkomponente entfernt wurde, aus (S604).
40 zeigt die Konfiguration einer Jittermessvorrichtung 100 gemäß einem siebenten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Jittermessvorrichtung gemäß diesem Ausführungsbeispiel enthält eine Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901, einen Quadrierer 101, eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung 102 und einen Jitterdetektor 103. Bei der Jittermessvorrichtung 100 gemäß diesem Ausführungsbeispiel haben Teile mit denselben Symbolen wie denjenigen in 22 dieselbe Funktion und Konfiguration wie diejenigen in 22, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Die Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 bildet den Durchschnittswert des geprüften Signals durch Synchronisieren von diesem mit der Periode der Datenfolge des geprüften Signals. Weiterhin kann die Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 in der dem Quadrierer 101 vorhergehenden Stufe der in 26 gezeigten Jittermessvorrichtung 100 vorgesehen sein.
41 ist ein Flussdiagramm, das ein Zeitjitter-Schätzverfahren mittels der Jittermessvorrichtung 100 gemäß dem siebenten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Bei dem Jittermessverfahren gemäß diesem Ausführungsbeispiel sind die Schritte mit denselben Symbolen wie denjenigen in 23 dieselben wie die Schritte, in denen der Prozess nach 23 durchgeführt wird, so dass sie mit Ausnahme des Unterschieds nicht beschrieben werden.
Zuerst erhält die Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 den Durchschnittswert des geprüften Signals, indem der Durchschnittswert der Datenfolge jeder Periode als Antwort auf die Grundfrequenz des geprüften Signals im Hinblick auf das eingegebene geprüfte Signal gebildet wird (S2001). Der Quadrierer 101, die Zeitjitter-Schätzvorrichtung 103 und der Jitterdetektor 103 führen die Prozesse der Schritte S201, S202 und S204 für das geprüfte Signal, dessen Durchschnittswert durch den Quadrierer 101 gebildet wurde, durch.
42 zeigt die Konfiguration der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 enthält eine Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 2101, einen Phasenschieber 2102, eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 und eine Durchschnittswertbildungsvorrichtung 2104.
Die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 2101 transformiert das eingegebene geprüfte Signal in das komplexe Spektrumsignal in der Frequenzdomäne. Der Phasenschieber 2102 verschiebt die Phase jeder Frequenzkomponente des von der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 2101 ausgegebenen komplexen Spektrumsignals durch Drehen der Phase um einen vorbestimmten Betrag. Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 gibt das geprüfte Signal, dessen Phase verschoben wurde, aus durch Transformieren des komplexen Spektrumsignals, dessen Phase verschoben wurde, in das Signal in der Zeitdomäne. Die Durchschnittswertbildungsvorrichtung 2104 erhält den Durchschnittswert des geprüften Signals auf der Grundlage des geprüften Signals, dessen Phase verschoben wurde.
43 ist ein Flussdiagramm, das das Wellenform-Durchschnittswertbildungsverfahren mittels der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Zuerst transformiert die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 2101 das eingegebene geprüfte Signal in das komplexe Spektrum in der Frequenzdomäne (S2201). Dann verschiebt der Phasenschieber 2102, wie in dem Prinzip (9) des Jittermessverfahrens gezeigt ist, die Phase jeder Frequenzkomponente des komplexen Spektrumsignals in der Frequenzdomäne, das von der Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 2101 ausgegeben wurde, durch Drehen der Phase um einen vorbestimmten Betrag (S2202).
Dann transformiert die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 das komplexe Spektrumsignal, dessen Phase verschoben wurde, in das Signal in der Zeitdomäne und gibt das geprüfte Signal, dessen Phase verschoben wurde, aus (S2203). Die Durchschnittswertbildungsvorrichtung 2104 erhält den Durchschnittswert des geprüften Signals durch Addieren und Bilden des Durchschnittswertes des geprüften Signals, das durch die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 invers transformiert wurde und dessen Phase verschoben wurde.
44 zeigt die Konfiguration der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß einem achten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung. Die Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß diesem Ausführungsbeispiel ist so ausgebildet, dass das Ausgangssignal des Phasenschiebers 2102 in die Durchschnittswertbildungseinheit 2104 eingegeben wird, das Ausgangssignal der Durchschnittswertbildungseinheit 2104 in die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 eingegeben wird und das Ausgangssignal der Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 als das Ausgangssignal der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 genommen wird.
45 ist ein Flussdiagramm, das ein Wellenform-Durchschnittswertbildungsverfahren mittels der Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung 1901 gemäß dem achten modifizierten Ausführungsbeispiel dieser Erfindung zeigt. Das Wellenform-Durchschnittswertbildungsverfahren nach diesem Ausführungsbeispiel ist das in 43 gezeigte Wellenform-Durchschnittswertbildungsverfahren, bei dem die Prozessfolge der Schritte S2204 und S2203 geändert ist. Mit anderen Worten, die Durchschnittswertbildungseinheit 2104 bildet den Durchschnittswert des komplexen Spektrumsignals in der Frequenzdomäne, dessen Phase durch den Phasenschieber 2102 verschoben und das ausgegeben wurde, und sie liefert das komplexe Spektrum in der Frequenzdomäne, dessen Durchschnittswert gebildet wurde, zu der Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 (S2204). Die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 2103 führt die inverse Transformation bei dem komplexen Spektrum in der Frequenzdomäne, dessen Durchschnittswert gebildet wurde in das Signal in der Zeitdomäne durch (S2203).
46 vergleicht und zeigt den Zeitjitterwert des Datensignals, der mittels des Jittermessverfahrens nach der vorliegenden Erfindung gemessen wurde, und den Zeitjitterwert, der gemäß dem Augendiagrammverfahren unter Verwendung des Abtastoszilloskops mittels des herkömmlichen Verfahrens gemessen wurde. Diese Messung ist das Ergebnis der Übertragung des Datensignals, das das geprüfte Signals sein soll, über ein Kabel von 1 bis 20 m Länge und der Aufzeichnung des Effektivwertes (46A) sowie des Spitze-zu-Spitze-Wertes (46B) des Zeitjitters, das an dem Ende des Kabels auftritt und durch das Datenmuster und die Wirkung der Übertragungscharakteristiken des Kabels verursacht wurde, für jede Länge des Kabels. Wie in 46 gezeigt ist, ist es gemäß dem Jittermessverfahren nach der vorliegenden Erfindung möglich, den Jitterwert zu erhalten, der mit dem Augendiagrammverfahren kompatibel ist.
Gemäß der Jittermessvorrichtung und dem Jittermessverfahren nach der vorliegenden Erfindung wird die Grundtaktkomponente des Signals durch Quadrieren des Datensignals reproduziert, und das augenblickliche Phasenrauschen der Grundtaktkomponente wird erhalten, wodurch es möglich ist, die Jitterfolge aus dem Datensignal mit hoher Genauigkeit in kurzer Zeit zu erhalten und die Kosten der Jittermessung beträchtlich herabzusetzen.
47 zeigt ein Beispiel für die Hardwarekonfiguration eines Computers 4900 gemäß einem beispielhaften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Computer 4900 gemäß diesem Ausführungsbeispiel erhält das geprüfte Signal beispielsweise durch einen in dem Computer 4900 vorgesehenen A/D-Wandler 1301 und hat die Funktion der Jittermessvorrichtung 100. Der Computer 4900 enthält eine CPU-Periphereinheit, die eine CPU 5000, einen RAM 5020, eine Grafiksteuervorrichtung 5075 und eine Anzeigevorrichtung 5080 enthält, die durch eine Hoststeuervorrichtung 5082 miteinander gekoppelt sind, eine Eingabe/Ausgabe-Einheit, die eine Kommunikationsschnittstelle 5030, ein Plattenlaufwerk 5040 und ein CD-ROM-Laufwerk 5060 enthält, die durch eine Eingabe/Ausgabe-Steuervorrichtung 5084 mit der Hoststeuervorrichtung 5082 gekoppelt sind, und eine Vermächtnis-Eingabe/Ausgabe-Einheit, die einen ROM 5010, ein Floppydisk-Laufwerk 5050 und ein Eingabe/Ausgabe-Chip 5070 enthält, die mit der Eingabe/Ausgabe-Steuervorrichtung 5084 gekoppelt sind.
Die Hoststeuervorrichtung 5082 koppelt den RAM 5020, die CPU 5000 und die Grafiksteuervorrichtung 5075, die mit einer hohen Übertragungsrate zu dem RAM 5020 zu greifen. Die CPU 5000 arbeitet auf der Grundlage eines Programms, das in dem ROM 5010 und RAM 5020 gespeichert ist, um jede Einheit zu steuern. Die Grafiksteuervorrichtung 5075 erhält durch die CPU 5000 in einem Rahmenpuffer erzeugte Bilddaten, der in dem RAM 5020 vorgesehen ist, und zeigt das Bild auf der Anzeigevorrichtung 5080. Alternativ kann die Grafiksteuervorrichtung 5075 den Rahmenpuffer zum Speichern der von der CPU 5000 erzeugten Bilddaten enthalten.
Die Eingabe/Ausgabe-Steuervorrichtung 5084 koppelt die Hoststeuervorrichtung 5082 mit der Kommunikationsschnittstelle 5030, dem Plattenlaufwerk 5040 und dem CD-ROM-Laufwerk 5060, die Eingabe/Ausgabe-Vorrichtungen mit relativ hoher Geschwindigkeit sind. Die Kommunikationsschnittstelle 5030 kommuniziert über ein Netzwerk mit anderen Vorrichtungen. Das Plattenlaufwerk 5040 speichert das Programm und Daten, die von der CPU 5000 in dem Computer 4900 verwendet werden. Das CD-ROM-Laufwerk 5060 liest das Programm und Daten von der CD-ROM 5095 und liefert sie über den RAM 5020 zu dem Plattenlaufwerk 5040.
Mit der Eingabe/Ausgabe-Steuervorrichtung 5084 sind der ROM 5010, das Floppydisk-Laufwerk 5050 und das Eingabe/Ausgabe-Chip 5070, die Vorrichtungen mit relativ geringer Geschwindigkeit sind, gekoppelt. Der ROM 5010 speichert ein Anlaufprogramm, das der Computer 4900 ausführt, wenn er betrieben wird, oder ein Programm abhängig von der Hardware des Computers 4900. Das Floppydisk-Laufwerk 5050 liest ein Programm oder Daten von der Floppydisk 5090 und liefert sie über den RAM 5020 zu dem Plattenlaufwerk 5040. Das Eingabe/Ausgabe-Chip 5070 koppelt das Floppydisk-Laufwerk 5050 oder verschiedene Eingabe/Ausgabe-Vorrichtungen über ein paralleles Tor, ein serielles Tor, ein Tastaturtor, ein Maustor usw.
Das zu dem Plattenlaufwerk 5040 über den RAM 5020 gelieferte Programm wird durch einen Benutzer zur Verfügung gestellt, auf einem computerlesbaren Medium wie der Floppydisk 5090, der CD-ROM 5095 oder einer IC-Karte gespeichert. Das Programm wird von dem computerlesbaren Medium, das auf dem Plattenlaufwerk 5040 in dem Computer 4900 installiert ist, über den RAM 5020 gelesen und in der CPU 5000 ausgeführt.
Das Programm, das in dem Computer 4900 installiert ist und dem Computer 4900 ermöglicht, als Jittermessvorrichtung 100 zu arbeiten enthält ein Quadriermodul, ein Zeitjitter-Schätzmodul und ein Jittererfassungsmodul, das ein Spitze-zu-Spitze-Erfassungsmodul, ein Effektivwert-Erfassungsmodul und/oder ein Histogrammschätzmodul enthält. Dieses Programm und diese Module werden durch die CPU 5000 betrieben, und sie ermöglichen dem Computer 4900 als der Quadrierer 101, der Zeitjitterdetektor 102 und der Jitterdetektor 103, der den Spitze-zu-Spitze-Detektor 104, den RMS-Detektor 105 und den Histogrammdetektor 106 enthält, zu wirken.
Zusätzlich kann das Programm weiterhin ein Trägerverstärkungsmodul, ein Jitteramplituden-Korrekturmodul, ein A/D-Umwandlungsmodul, ein Wellenform-Begrenzungsmodul und/oder ein Wellenform-Durchschnittswertbildungsmodul enthalten. Dieses Programm und diese Module werden durch die CPU 5000 betrieben, und sie ermöglichen, dass der Computer 4900 als der Trägerverstärker 301, die Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung 302, der A/D-Wandler 1301, die Wellenform-Begrenzungsvorrichtung 1501 und/oder die Wellenform-Durchschnittswertbildungseinheit 1901 wirkt.
Zusätzlich enthält das Zeitjitter-Schätzmodul ein Transformationsmodul für das analytische Signal, ein Schätzmodul für die augenblickliche Phase, ein Lineartrend-Entfernungsmodul und ein Wiederabtastmodul. Dieses Programm und diese Module werden durch die CPU 5000 betrieben, und sie ermöglichen, dass der Computer 4900 als die Transformationsvorrichtung 501 für das analytische Signal, die Schätzvorrichtung 502 für die augenblickliche Phase, die Lineartrend-Entfernungsvorrichtung 503 und die Nulldurchgangs- Abtastvorrichtung 504 wirkt. Zusätzlich kann das Zeitjitter-Schätzmodul weiterhin ein Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsmodul enthalten, um dem Computer 4900 zu ermöglichen, als die Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsvorrichtung 1701 zu wirken.
Hier kann das Transformationsmodul für das analytische Signal ein Bandpassfiltermodul und ein Hilbert-Transformationsmodul enthalten, um dem Computer 4900 zu ermöglichen, als das Bandpassfilter 701 und die Hilbert-Transformationsvorrichtung 702 zu wirken. Alternativ kann das Transformationsmodul für das analytische Signal ein Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsmodul, ein Bandbreitenbegrenzungsmodul und ein Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsmodul enthalten, um dem Computer 4900 zu ermöglich, als die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 901, der Bandbreitenbegrenzer 902 und die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 903 zu wirken.
Alternativ kann das Transformationsmodul für das analytische Signal weiterhin ein Pufferspeicher-Verwaltungsmodul, ein Wellenform-Datenmodul, ein Fensterfunktions-Multiplikationsmodul, ein Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsmodul, ein Bandbreiten-Begrenzungsmodul, ein Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsmodul und ein Amplitudenkorrekturmodul enthalten, um dem Computer 4900 zu ermöglichen, als der Pufferspeicher 1101, die Wellenformdaten-Auswahlvorrichtung 1102, die Fensterfunktions-Multiplikationsvorrichtung 1103, die Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung 1104, der Bandbreitenbegrenzer 1105, die Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung 1106 und die Amplitudenkorrekturvorrichtung 1107 zu wirken.
Das Programm oder die Module, die vorstehend genannt sind, können auf einem externen computerlesbaren Medium gespeichert sein. Als computerlesbares Medium können zusätzlich zu der Floppydisk 5090 und der CD-ROM 5095 ein optisches computerlesbares Medium wie eine DVC oder PD, ein elektromagnetisch computerlesbares Medium wie eine MD, ein Bandmedium, ein Halbleiterspeicher wie eine IC-Karte usw. verwendet werden. Zusätzlich kann mittels einer Speichervorrichtung wie einer Platte oder einem RAM, die in einem Serversystem vorgesehen ist, das mit dem ausschließlich zugeordneten Netzwerk oder dem Internet gekoppelt ist, als dem computerlesbaren Medium das Programm über das Netzwerk zu dem Computer 4900 geliefert werden.
Obgleich die vorliegende Erfindung anhand beispielhafter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist festzustellen, dass der Fachmann viele Änderungen und Substitutionen vornehmen kann, ohne den Geist und den Bereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen, die nur durch die angefügten Ansprüche definiert ist.
Wie aus der vorstehenden Beschreibung offensichtlich ist, ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich, indem das Zeitjitter eines geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals, das sich aus dem Erhöhen des Signals auf die 2N-te Potenz ergibt, erhalten wird, die Jitterfolge aus dem Datensignal mit hoher Genauigkeit in kurzer Zeit zu erhalten und die Kosten für die Jittermessung beträchtlich herabzusetzen.

Claims

Jittermessvorrichtung zum Messen des Jitters eines geprüften Signals, welche aufweist: einen Quadrierer zum Erhalten eines quadrierten Signals, das sich aus der Erhöhung des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt; und eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung, um eine Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals zu erhalten.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Zeitjitter-Schätzvorrichtung einen Bandbreitenbegrenzer aufweist zum Herausziehen einer Komponente nahe eines vorbestimmten Frequenzbands, das ein 2N-Vielfaches einer Grundfrequenz des geprüften Signals enthält, aus dem quadrierten Signal, und die Zeitjitterfolge in Hinblick auf eine Jitterkomponente des geprüften Signals innerhalb des Frequenzbandes erhält.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 2, weiterhin aufweisend: eine Bandbreiten-Bestimmungseinheit zum Bestimmen des Frequenzbandes auf der Grundlage der Größe einer Komponente der Grundfrequenz des geprüften Signals und einer Komponente eines 2N-Vielfachen der Grundfrequenz im Hinblick auf das quadrierte Signal.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: einen Trägerverstärker zum Verstärken einer Trägerkomponente des quadrierten Signals, die ein 2N-faches einer Grundfrequenz des geprüften Signals ist; und eine Jitteramplituden-Korrekturvorrichtung zum Korrigieren der Amplitude der Zeitjitterfolge, die von der Zeitjitter-Schätzvorrichtung erhalten wurde, auf der Grundlage eines Verhältnisses, mit dem die Trägerkomponente durch den Trägerverstärker verstärkt wird, wobei die Zeitjitter-Schätzvorrichtung die Zeitjitterfolge auf der Grundlage des quadrierten Signals, dessen Trägerkomponente verstärkt wurde, erhält.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Zeitjitter-Schätzvorrichtung aufweist: eine Transformationsvorrichtung für das analytische Signal zum Transformieren des quadrierten Signals in ein analytisches Signal; eine Schätzvorrichtung für die augenblickliche Phase, um eine augenblickliche Phase des analytischen Signals zu erhalten; eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung, um ein augenblicklichen Phasenrauschen durch Entfernen einer linearen Phase aus der augenblicklichen Phase zu erhalten; und eine Wiederabtastvorrichtung zum Wiederabtasten von Daten als Antwort auf die Zeit, die einer vorbestimmten Phase des quadrierten Signals am nahesten ist, aus einer Datenfolge des augenblicklichen Phasenrauschens, als augenblickliche Phasenrauschdaten, und Ausgeben der Zeitjitterfolge, und die Transformationsvorrichtung für das analytische Signal aufweist: ein Bandpassfilter zum Entfernen einer Komponente mit Ausnahme eines vorbestimmten Frequenzbandes, das ein 2N-Vielfaches der Grundfrequenz des geprüften Signals enthält; und eine Hilbert-Transformationsvorrichtung zum Erzeugen eines Hilbert-Transformationspaars des quadrierten Signals, dessen Komponente mit Ausnahme eines vorbestimmten Frequenzbands entfernt wurde, indem eine Hilbert-Transformation bei dem quadrierten Signal, dessen Komponente mit Ausnahme des vorbestimmten Frequenzbands entfernt wurde, durchgeführt wird.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Zeitjitter-Schätzvorrichtung aufweist: eine Transformationsvorrichtung für ein analytisches Signal zum Transformieren des quadrierten Signals in ein analytisches Signal; eine Schätzvorrichtung für augenblickliche Phase, um eine augenblickliche Phase des analytischen Signals zu erhalten; eine Lineartrend-Entfernungsvorrichtung, um ein augenblickliches Phasenrauschen durch Entfernen einer linearen Phase aus der augenblicklichen Phase zu erhalten; und eine Wiederabtastvorrichtung zum Wiederabtasten von Daten als Antwort auf die Zeit, die einer vorbestimmten Phase des quadrierten Signals am nahesten ist, in einer Datenfolge des augenblicklichen Phasenrauschens als augenblickliche Phasenrauschendaten, und Ausgeben der Zeitjitterfolge, und die Transformationsvorrichtung für das analytische Signal aufweist: eine Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsvorrichtung zum Transformieren des quadrierten Signals in ein Spektrumsignal einer Frequenzdomäne; einen Bandbreitenbegrenzer zum Herausziehen von Komponenten des Spektrums nahe eines vorbestimmten Frequenzbands, das ein 2N-Vielfaches einer Grundfrequenz des geprüften Signals enthält; und eine Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsvorrichtung zum Transformieren eines Ausgangssignals des Bandbreitenbegrenzers in das analytische Signal in einer Zeitdomäne.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Transformationsvorrichtung für das analytische Signal weiterhin eine Bandbreiten-Bestimmungseinheit enthält für die Bestimmung des Frequenzbands auf der Grundlage der Größe einer Komponente der Grundfrequenz des geprüften Signals, der Größe einer Komponente eines 2N-Vielfachen der Grundfrequenz und der Neigung von Amplitudenveränderungen eines Spektrums nahe einer Komponente der Grundfrequenz oder eines 2N-Vielfachen der Grundfrequenz im Hinblick auf das Spektrum.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Bandbreiten-Bestimmungseinheit eine Bandbreite BW des Frequenzbands auf der Grundlage der folgenden Gleichung berechnet und ein Frequenzband mit der Bandbreite BW, dessen Mitte ein 2N-Vielfaches der Grundfrequenz des vorbestimmten Frequenzbands ist, bestimmt:
worin f₀ die Grundfrequenz des geprüften Signals darstellt, -K die Neigung der Amplitudenveränderungen des Spektrums nahe der Komponente der Grundfrequenz oder des 2N-Vielfachen der Grundfrequenz darstellt (K stellt eine abnehmende Größe einer Koordinate in einer Amplitudenrichtung der Amplitudenveränderungen dar, wobei sie von der Grundfrequenz oder dem 2N-Vielfachen der Grundfrequenz um eine Frequenzeinheit nahe der Komponente der Grundfrequenz oder des 2N-Vielfachen der Grundfrequenz getrennt ist), und L stellt einen Wert dar, der sich aus der Subtraktion der Größe der Komponente des 2N-Vielfachen der Grundfrequenz von der Größe der Komponente der Grundfrequenz ergibt.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: einen A/D(Analog/Digital)-Wandler, der das eingegebene geprüfte Signal aus einem analogen Signal in ein digitales Signal umwandelt.
Jittermessvorrichtung nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend: eine Wellenform-Durchschnittswertbildungsvorrichtung, um den Durchschnittswert des geprüften Signals zu erhalten, indem der Durchschnittswert einer Datenfolge des geprüften Signals für jede Periode als Antwort auf die Grundfrequenz des geprüften Signals gebildet wird.
Jittermessverfahren zum Messen von Jitter eines geprüften Signals durch eine Jittermessvorrichtung, welches aufweist: einen Quadrierungsschritt, um ein quadriertes Signal zu erhalten, das sich aus dem Erhöhen des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt, zu erhalten; und einen Zeitjitter-Schätzschritt, um eine Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals zu erhalten.
Computerlesbares Medium zum Speichern eines Programms für eine Jittermessvorrichtung zum Messen des Jitters eines geprüften Signals, welches Programm der Jittermessvorrichtung ermöglicht, zu wirken als: ein Quadrierer, um eine quadriertes Signal zu erhalten, das sich aus der Erhöhung des geprüften Signals auf die 2N-te Potenz (N ist eine positive ganze Zahl) ergibt; und eine Zeitjitter-Schätzvorrichtung, um eine Zeitjitterfolge des geprüften Signals auf der Grundlage des quadrierten Signals zu erhalten.