JPS6162258A - タイミング位相誤差検出回路 - Google Patents
タイミング位相誤差検出回路Info
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- JPS6162258A JPS6162258A JP59183861A JP18386184A JPS6162258A JP S6162258 A JPS6162258 A JP S6162258A JP 59183861 A JP59183861 A JP 59183861A JP 18386184 A JP18386184 A JP 18386184A JP S6162258 A JPS6162258 A JP S6162258A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase error
- information
- signal
- orthogonal
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、タイミング位相誤差検出回路に関する。
近年、ＬＳＩ技術の進歩によりディジタル信号処理技術
が発展しつつある。そのひとつとしてクロック同期回路
のＬＳＩ化も盛んに行われ、 ＰＬＬ（Ｐｈａ−ｓｅｄ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）のディジタル化もいくつか
検討されている。
が発展しつつある。そのひとつとしてクロック同期回路
のＬＳＩ化も盛んに行われ、 ＰＬＬ（Ｐｈａ−ｓｅｄ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）のディジタル化もいくつか
検討されている。
このＰＬＬのディジタル化に除し、位相誤差を検出する
タイミング笹相誤差検出回路のディジタル化も必要でお
り、いくつかの具体策が提示されている。この中で最も
代我的な方式は、受信信号の中から位相情報を含んだ一
組の振幅情報を抽出し、この振幅情報に対し演算を施し
ｓ ａｘｎ２φ（φは位相誤差情報）に比例した信号
を得るものである。
タイミング笹相誤差検出回路のディジタル化も必要でお
り、いくつかの具体策が提示されている。この中で最も
代我的な方式は、受信信号の中から位相情報を含んだ一
組の振幅情報を抽出し、この振幅情報に対し演算を施し
ｓ ａｘｎ２φ（φは位相誤差情報）に比例した信号
を得るものである。
この方式は、ハードウェア的に実現性が高く、広く利用
されているのだが、原理的に位相情報を振幅情報で扱っ
ているため、受信信号の復調パターンによって抽出した
振幅情報のレベルが変動を受けてしまい、災除の位相誤
差に対して正しい情報が得られなかった。周知のように
ＰＬＬの制御は、位相誤差情報に基づいてなされるので
あり、正確でない位相誤差情報によっては、正確な制御
ができないという欠点がめった。
されているのだが、原理的に位相情報を振幅情報で扱っ
ているため、受信信号の復調パターンによって抽出した
振幅情報のレベルが変動を受けてしまい、災除の位相誤
差に対して正しい情報が得られなかった。周知のように
ＰＬＬの制御は、位相誤差情報に基づいてなされるので
あり、正確でない位相誤差情報によっては、正確な制御
ができないという欠点がめった。
この発明は、以上の欠点を除去し、受信信号、復調信号
等のパターンによらず、正しい位相誤差を得ることので
きるタイミング位相誤径検出回路を提供することを目的
とする。
等のパターンによらず、正しい位相誤差を得ることので
きるタイミング位相誤径検出回路を提供することを目的
とする。
この光切はタイミング位相誤差検出回路において、入力
信号に対して非線形演算を施し、−組の直交タイミング
情報を得る第１の手段と、この嬉１の手段により得られ
る一組の直交タイミング情報から振幅情報を除去して位
相情報に応じた値に変換する第２の手段とを備え、この
第２の手段によって変換された値を前記入力信号のタイ
ミング位相誤差とすることを特徴とする。
信号に対して非線形演算を施し、−組の直交タイミング
情報を得る第１の手段と、この嬉１の手段により得られ
る一組の直交タイミング情報から振幅情報を除去して位
相情報に応じた値に変換する第２の手段とを備え、この
第２の手段によって変換された値を前記入力信号のタイ
ミング位相誤差とすることを特徴とする。
〔発明の効果〕
この発明によれば、−組の直交タイミング情報から振幅
情報を除去して位相情報に応じた値を得るので、入力信
号がそのパターンにより変動が生じ振幅値に変動しても
正確な位相情報を得ることができる。
情報を除去して位相情報に応じた値を得るので、入力信
号がそのパターンにより変動が生じ振幅値に変動しても
正確な位相情報を得ることができる。
次に、この発明の詳細な説明する。まず第１図に従って
、原理的な説明をする。
、原理的な説明をする。
この光切でのタイミング位相誤差検出回路は、非線形演
算回路（３）と変換テーブル（７）とから成る。
算回路（３）と変換テーブル（７）とから成る。
端子＋１７に供給された受イ８信号から、非線形演算回
路（３）において、クロック成分を担持した正弦波成分
（５）が抽出される。同時に、同回路（３）において、
この成分に対して９０°位相の異なる信号成分（５）を
生成し出力する。このような−組の信号を変換テーブル
（７）において位相情報に直接変換する。
路（３）において、クロック成分を担持した正弦波成分
（５）が抽出される。同時に、同回路（３）において、
この成分に対して９０°位相の異なる信号成分（５）を
生成し出力する。このような−組の信号を変換テーブル
（７）において位相情報に直接変換する。
ここで、非線形演算回路（３）には逓倍機能、フィルタ
リング機能、直交化機能が要求される。又、変換テーブ
ル（力は、上記２倍号の比に対して所定こ の位相情報を決定するものであって、例えば、上 ｊ：
Ｉ：を記２信号の比を正接として扱い、この比の値と
これに対応する位相値との関係を変換テーブル（力に記
憶させておく。通常、変換テーブル（７）は、囮Ｍ（Ｒ
ｅａｄ ０ｎ１７ Ｍｅｍｎｒｙ ）で構成されること
になる。
リング機能、直交化機能が要求される。又、変換テーブ
ル（力は、上記２倍号の比に対して所定こ の位相情報を決定するものであって、例えば、上 ｊ：
Ｉ：を記２信号の比を正接として扱い、この比の値と
これに対応する位相値との関係を変換テーブル（力に記
憶させておく。通常、変換テーブル（７）は、囮Ｍ（Ｒ
ｅａｄ ０ｎ１７ Ｍｅｍｎｒｙ ）で構成されること
になる。
このような構成により位相誤差によって規定されるベク
トルの振幅の２成分の比によって位相誤差情報を得るこ
とができるので、受信信号、復調信号のパターンが変化
しても得られる位相誤差情報は影響を受けない。
トルの振幅の２成分の比によって位相誤差情報を得るこ
とができるので、受信信号、復調信号のパターンが変化
しても得られる位相誤差情報は影響を受けない。
次に第２図を用いてより具体的に説明する。この実施例
では入力信号として直交復調したボーレート当り２サン
プルの直交ベースバンド受信信号を用いる。
では入力信号として直交復調したボーレート当り２サン
プルの直交ベースバンド受信信号を用いる。
まずこの実施例に係る回路構成について説明する。直交
ベースバンド受信信号は、端子（ｌｌａ） 。
ベースバンド受信信号は、端子（ｌｌａ） 。
（ｌｌｂ）に供給される。端子（ｌｌａ）、（ｌｌｂ）
はＡ／Ｄ変換器（１３ａ） 、 （１３ｂ）の入力端子
と接続される。Ａ／Ｄ変換器（Ｌ３ａ） 、（１３ｂ）
の出力端子は、非線形演算回路（３）に接続される。
はＡ／Ｄ変換器（１３ａ） 、 （１３ｂ）の入力端子
と接続される。Ａ／Ｄ変換器（Ｌ３ａ） 、（１３ｂ）
の出力端子は、非線形演算回路（３）に接続される。
非線形演算回路（３）は、直交フィルタ（１５ａ）。
（１５ｂ） 、第１乃至第４の乗算器（１７ａ） 、
（１７ｂ） 。
（１７ｂ） 。
（ｌ？ａ）・（１９ｂ）、第１乃至第４の加算器（２１
ａ）。
ａ）。
（２１ｂ） 、＋２３１ 、７２５）、第１及び第２の
減算器（２７ａ）。
減算器（２７ａ）。
（２７ｂ）とから成る。直交フィルタ（１５ａ） （直
交フィルタ（１５ｂ） ）の２出力端子は、第１の乗算
器（１７ａ） （’第２０乗算器（１７ｂ） ）、第１
の加算器（２１ａ） （第２の加算器（２１ｂ） ）
、第１の減算器（２７ａ） （第２の減算器（２７ｂ）
）の各々の２入力端子に接続される。第１の加算器（
２１ａ）及び第１の減算器（２７ａ）の出力端子は第３
の乗算器（１９ａ）の入力端子と接続される。第２の加
算器（２１ｂ）及び＠２の減算器（２７ｂ）の出力端子
は、第４の乗算器（１９ｂ）の入力端子と接続される。
交フィルタ（１５ｂ） ）の２出力端子は、第１の乗算
器（１７ａ） （’第２０乗算器（１７ｂ） ）、第１
の加算器（２１ａ） （第２の加算器（２１ｂ） ）
、第１の減算器（２７ａ） （第２の減算器（２７ｂ）
）の各々の２入力端子に接続される。第１の加算器（
２１ａ）及び第１の減算器（２７ａ）の出力端子は第３
の乗算器（１９ａ）の入力端子と接続される。第２の加
算器（２１ｂ）及び＠２の減算器（２７ｂ）の出力端子
は、第４の乗算器（１９ｂ）の入力端子と接続される。
第３及び第４の乗算器（１９ａ）、（１９ｂ）の出力端
子は、第３の加算器＠の入力端子と接続される。第１及
び第２の乗算器（１７ａ）、（１７ｂ）の出力端子は、
第４の加算回路□□□の入力端子と接続される。第３及
び第４の加算回路暖、（２！９の出力は、逓倍回路１１
Ｅ９の出力となり、この実施例では、非線形演算回路（
３）の出力となる。
子は、第３の加算器＠の入力端子と接続される。第１及
び第２の乗算器（１７ａ）、（１７ｂ）の出力端子は、
第４の加算回路□□□の入力端子と接続される。第３及
び第４の加算回路暖、（２！９の出力は、逓倍回路１１
Ｅ９の出力となり、この実施例では、非線形演算回路（
３）の出力となる。
次に動作について説明する。受信信号に対して、Ａ／Ｄ
変換器（１３ａ） 、（１３ｂ）において、伝送レート
の２倍のレートでサンプリングを施す。このサンプリン
グ毎にディジタル信号が直交フィルタ（１５ａ）、（１
５ｂ） ＶＣ供給さ：１″しる。直交フィルタ（１５ａ
）。
変換器（１３ａ） 、（１３ｂ）において、伝送レート
の２倍のレートでサンプリングを施す。このサンプリン
グ毎にディジタル信号が直交フィルタ（１５ａ）、（１
５ｂ） ＶＣ供給さ：１″しる。直交フィルタ（１５ａ
）。
（１５ｂ）は公知の構成であって、上記信号の入力に対
し、伝送レートの１／２の周波数の信号を抽出する。こ
れは、受ｆｇ信号、ＩＣ含まれるクロック成分に応じた
正弦波成分となる。直交フィルタ（１５ａ）。
し、伝送レートの１／２の周波数の信号を抽出する。こ
れは、受ｆｇ信号、ＩＣ含まれるクロック成分に応じた
正弦波成分となる。直交フィルタ（１５ａ）。
（１５ｂ）の各々は、この正弦波成分に対して９０’位
相の異なる信号をも出力する。
相の異なる信号をも出力する。
次に、このような信号の各々を逓倍する。すなわち、直
交する２信号をｓｉｎφ、ｃｏｓφとすると、５ｉｎ２
φ、及びｃｏｓ２φに比例した信号を得るものである。
交する２信号をｓｉｎφ、ｃｏｓφとすると、５ｉｎ２
φ、及びｃｏｓ２φに比例した信号を得るものである。
まず、直交する２信号を第１及び第２の乗算器（１７ａ
） 、 （１７ｂ）において乗算することにより、５ｉ
ｎ２φａ＋５ｌｎ２φｂに比例した信号を得る。又、直
交フィルタ（１５ａ）、 （１５ｂ）の各々の直交２信
号の組を、第１及び第２の加算器（２１ａ） 、（２１
ｂ）で加算すると共に、ｍｌ及び第２の減算器（２７ａ
）、（２７ｂ）で減算することによって、新たな独立信
号の組を作る。
） 、 （１７ｂ）において乗算することにより、５ｉ
ｎ２φａ＋５ｌｎ２φｂに比例した信号を得る。又、直
交フィルタ（１５ａ）、 （１５ｂ）の各々の直交２信
号の組を、第１及び第２の加算器（２１ａ） 、（２１
ｂ）で加算すると共に、ｍｌ及び第２の減算器（２７ａ
）、（２７ｂ）で減算することによって、新たな独立信
号の組を作る。
そして同一フィルタ（１５ａ）、（１５ｂ）の出力に基
づく十〇及び差を乗算することによってｃｏｓ２φａ
＋ ｃｏｓ２φｂを得る。
づく十〇及び差を乗算することによってｃｏｓ２φａ
＋ ｃｏｓ２φｂを得る。
次に、第１及び第２の乗算器（１７ａ）、（１７ｂ）の
出力の和を第３の加算器（２）で取る。するとこの加算
器（至）からの出力は（ｓｉｎ２φａ＋５ｉｎ２φｂ）
に比例したものとなる。同様に第３及び第４の乗算器（
１９ａ） 。
出力の和を第３の加算器（２）で取る。するとこの加算
器（至）からの出力は（ｓｉｎ２φａ＋５ｉｎ２φｂ）
に比例したものとなる。同様に第３及び第４の乗算器（
１９ａ） 。
（１９ｂ）の出力の和を第４の加算器ｅりで取ると、そ
の出力は（ｃｏｓ２φａ ＋ ｃｏｓ２φｂ）に比例し
たものとなる。もつともこれらの信号形態は、直交フィ
ルタ（１５ａ） 、（１５ｂ）において、所定の成分抽
出が理想的に行われた場合でろって、端子（ｌｌ’ａ）
、（ｌｌｂ）への信号パターンによりそのレベルは変動
する。
の出力は（ｃｏｓ２φａ ＋ ｃｏｓ２φｂ）に比例し
たものとなる。もつともこれらの信号形態は、直交フィ
ルタ（１５ａ） 、（１５ｂ）において、所定の成分抽
出が理想的に行われた場合でろって、端子（ｌｌ’ａ）
、（ｌｌｂ）への信号パターンによりそのレベルは変動
する。
又、ここでは上記式で信号が表わされることが３を要と
いう訳ではなく、一方の直交フィルタ（１９がらの情報
抽出を互いをて強め合う点に特徴がある。
いう訳ではなく、一方の直交フィルタ（１９がらの情報
抽出を互いをて強め合う点に特徴がある。
すなわち、−万の端子ａυに供給された信号のバタ下ン
は不規則に変化し、クロック成分を担持している場合も
あれば、同一１直が連接し、クロック成分が現われない
こともある。月１１者の場合には、位＠＠ｔＡｆｆｉｍ
ｔＢｇｈ；ｂｆｆｉ、 ”＊−ＩＺＯ＠＊ｖｃｕ、 （
ｌｌｆｆ ’・”報が抽出されない。ところがこの
実施例のように異なる信号パターンに対して情報抽出を
行うと、情報抽出がどちらか１系統でなされることが多
くなり、位相情報が強化される。
は不規則に変化し、クロック成分を担持している場合も
あれば、同一１直が連接し、クロック成分が現われない
こともある。月１１者の場合には、位＠＠ｔＡｆｆｉｍ
ｔＢｇｈ；ｂｆｆｉ、 ”＊−ＩＺＯ＠＊ｖｃｕ、 （
ｌｌｆｆ ’・”報が抽出されない。ところがこの
実施例のように異なる信号パターンに対して情報抽出を
行うと、情報抽出がどちらか１系統でなされることが多
くなり、位相情報が強化される。
次に、このような直交タイミング情報が変換テープ（７
）に供給されて位相誤差情報に変換される。
）に供給されて位相誤差情報に変換される。
ここでは、第３の加算器０３）からの信号（３）及び第
４の加算器（２５＋からの信号（Ｂ）の比（Ａ／１３）
に応じて一義的Ｖこ位相誤差が理論的に規定されるので
、この位相誤差に対応して位相誤差信号を設定する（の
である。例えば、この実施例では、第３図に示されるよ
うｌζ位相誤差Δφに対してＩＪ ニアに変化する値を
位相誤差信号値とする。よってＡ／Ｂという比の値に対
応して、位相誤差信号が設定されることになる。このよ
うな構成により信号（Ａ） 、 （Ｂ）自体に変動があ
ってもその比較は影響を受けないので、位相ｖＡ差信号
は、信号■、（Ｂ）が理想的な場合と則−のものが得ら
れる。史に、従来は振幅情報より求めた位相情報ｓ ｉ
ｎＺｂφにより、位相誤差を評価していたので、（２
Δφ）の絶対値がπ／２以上の時に、５ｉｎ２Δφが減
少してしまい、正しい位相誤差の評価ができなかった。
４の加算器（２５＋からの信号（Ｂ）の比（Ａ／１３）
に応じて一義的Ｖこ位相誤差が理論的に規定されるので
、この位相誤差に対応して位相誤差信号を設定する（の
である。例えば、この実施例では、第３図に示されるよ
うｌζ位相誤差Δφに対してＩＪ ニアに変化する値を
位相誤差信号値とする。よってＡ／Ｂという比の値に対
応して、位相誤差信号が設定されることになる。このよ
うな構成により信号（Ａ） 、 （Ｂ）自体に変動があ
ってもその比較は影響を受けないので、位相ｖＡ差信号
は、信号■、（Ｂ）が理想的な場合と則−のものが得ら
れる。史に、従来は振幅情報より求めた位相情報ｓ ｉ
ｎＺｂφにより、位相誤差を評価していたので、（２
Δφ）の絶対値がπ／２以上の時に、５ｉｎ２Δφが減
少してしまい、正しい位相誤差の評価ができなかった。
これに対し、本発明ではこのような欠点がないことも明
らかでおる。
らかでおる。
入換テーブル（力の内容は、第３図に示されるよつなも
のではなく、第４図及びホ５図に示されるように位相誤
差Δφに対してリニアに変化するものでなくても、ｂｆ
定の関係があるものでもよい。
のではなく、第４図及びホ５図に示されるように位相誤
差Δφに対してリニアに変化するものでなくても、ｂｆ
定の関係があるものでもよい。
これらの選択は、受信信号の特性により適宜選択される
ことになる。
ことになる。
又、この変換テーブル（７）はＲＯＭ（リードオンリメ
モリ）で構成し、１５号Ａ、Ｂの値をそのアドレスとす
ればよい。もっともＲＯＭに限らずどのような記憶装置
でもよいのは轟然でるる。
モリ）で構成し、１５号Ａ、Ｂの値をそのアドレスとす
ればよい。もっともＲＯＭに限らずどのような記憶装置
でもよいのは轟然でるる。
以上の実施例では２系統の受信イ＝号を用いたが、第６
図に示されるように、１系統の受信信号だけで位４１１
１１誤差評価を行なってもよい。この実施例では直交タ
イミング情報として乗算器（１７ａ） 、 （１９ａ）
の出力を用いる。
図に示されるように、１系統の受信信号だけで位４１１
１１誤差評価を行なってもよい。この実施例では直交タ
イミング情報として乗算器（１７ａ） 、 （１９ａ）
の出力を用いる。
又、覚信侶”号はベースバンド４ｇ号でなくともよい。
例えば、第７図に示されるように、ＩＦ帯受信信号を用
いてもよい、この時には、端子６υに供給されたＩＦ帯
帯色他信号ら二乗検波回路製によって検波出カケ得る。
いてもよい、この時には、端子６υに供給されたＩＦ帯
帯色他信号ら二乗検波回路製によって検波出カケ得る。
これによって伝送レートの周波数情報を抽出する。続い
て、帯域通過フィルタ０９において雑晋し分が除去され
、更にＡ／Ｄ変換される。次にディジタル（ｎ号に質換
された信号からハイブリット移相器（３Ｄにおいて伝送
レートの周波数である直交信号（３９ａ） 、 ｔ３９
ｂ）を得る。こうして得られた直交信号（３９ａ）、（
３９ｂ） ｋ変換テーブル（力に供給して、前述のよう
にして位相誤差信号が得られる。
て、帯域通過フィルタ０９において雑晋し分が除去され
、更にＡ／Ｄ変換される。次にディジタル（ｎ号に質換
された信号からハイブリット移相器（３Ｄにおいて伝送
レートの周波数である直交信号（３９ａ） 、 ｔ３９
ｂ）を得る。こうして得られた直交信号（３９ａ）、（
３９ｂ） ｋ変換テーブル（力に供給して、前述のよう
にして位相誤差信号が得られる。
このようにこの発明は、この発明の趣旨を逸脱し７１
ＸＡｇｊ）囲で、以上の実施例を適宜変形することが可
能である。
ＸＡｇｊ）囲で、以上の実施例を適宜変形することが可
能である。
第１図は本発明の基本構成を示す図、第２図は、−弁施
例に係る構成を示す図、第３図は第１図及び第２図での
変換テーブル（３）の内容を示す図、第４図乃至第７図
は他の実施例を示す図である。 ３・・・非線形演算回路 ７・・・変換テーブル 第１図 第２図 第３図 ％４図 第５図 第６図 ：Ｉｑｂ 手続補正書（方式） ％式％ １、事件の表示 特願昭５９−１８３８６１号 ２、発明の名称 タイミング位相誤差検出回路 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 ４、代理人 〒１０５ 東京都港区芝浦−丁目１番１号 昭和６０年１月２９日（発送日） ６、 補正の対象 明 細 書 ７、補正の内容 一一−Ｎ＼
例に係る構成を示す図、第３図は第１図及び第２図での
変換テーブル（３）の内容を示す図、第４図乃至第７図
は他の実施例を示す図である。 ３・・・非線形演算回路 ７・・・変換テーブル 第１図 第２図 第３図 ％４図 第５図 第６図 ：Ｉｑｂ 手続補正書（方式） ％式％ １、事件の表示 特願昭５９−１８３８６１号 ２、発明の名称 タイミング位相誤差検出回路 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 ４、代理人 〒１０５ 東京都港区芝浦−丁目１番１号 昭和６０年１月２９日（発送日） ６、 補正の対象 明 細 書 ７、補正の内容 一一−Ｎ＼
Claims (2)
- （１）入力信号に対して非線形演算を施し、一組の直交
タイミング情報を得る第１の手段と、この第１の手段に
より得られる一組の直交タイミング情報から振幅情報を
除去して位相情報に応じた値に変換する第２の手段とを
備え、この第２の手段によって変換された値を前記入力
信号のタイミング位相誤差とすることを特徴とするタイ
ミング位相誤差検出回路。 - （２）第１の手段は、逓倍手段、フィルタリング手段、
直交化手段を有し、入力信号から一組の直交タイミング
情報を得ることを特徴とする特許情報の範囲第１項記載
のタイミング位相誤差検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59183861A JPS6162258A (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | タイミング位相誤差検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59183861A JPS6162258A (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | タイミング位相誤差検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6162258A true JPS6162258A (ja) | 1986-03-31 |
Family
ID=16143104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59183861A Pending JPS6162258A (ja) | 1984-09-04 | 1984-09-04 | タイミング位相誤差検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6162258A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0368231A (ja) * | 1989-08-07 | 1991-03-25 | Yuuseishiyou Tsushin Sogo Kenkyusho | クロック再生方式 |
| JP2005233946A (ja) * | 2004-02-18 | 2005-09-02 | Advantest Corp | ジッタ測定装置、ジッタ測定方法およびプログラム |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53126251A (en) * | 1977-04-11 | 1978-11-04 | Nec Corp | Timing circuit |
-
1984
- 1984-09-04 JP JP59183861A patent/JPS6162258A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS53126251A (en) * | 1977-04-11 | 1978-11-04 | Nec Corp | Timing circuit |
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| JP2005233946A (ja) * | 2004-02-18 | 2005-09-02 | Advantest Corp | ジッタ測定装置、ジッタ測定方法およびプログラム |
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