JPS6157142A - バンドスプレツド信号用受信装置 - Google Patents
バンドスプレツド信号用受信装置Info
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- JPS6157142A JPS6157142A JP60161307A JP16130785A JPS6157142A JP S6157142 A JPS6157142 A JP S6157142A JP 60161307 A JP60161307 A JP 60161307A JP 16130785 A JP16130785 A JP 16130785A JP S6157142 A JPS6157142 A JP S6157142A
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- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 claims 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
- G01S19/13—Receivers
- G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
- G01S19/29—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system carrier including Doppler, related
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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- G01S19/24—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system
- G01S19/30—Acquisition or tracking or demodulation of signals transmitted by the system code related
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- Measuring Pulse, Heart Rate, Blood Pressure Or Blood Flow (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の技術分野]
この発明はバンドスプレッド信号用の受信装置に関する
ものである。
ものである。
″〔発明の技術的背q〕
バンドスプレッド信号は高周波搬送波が疑似ランダム符
号(psedo−random code :以下P
RCと呼ぶ)により符号化されている(信号である。こ
のスペクトラム−スプレッド符号はデータ伝送に使用さ
れる変調信号によって変調される。変調信号もまたデジ
タル信号である場合がしばしばある。
号(psedo−random code :以下P
RCと呼ぶ)により符号化されている(信号である。こ
のスペクトラム−スプレッド符号はデータ伝送に使用さ
れる変調信号によって変調される。変調信号もまたデジ
タル信号である場合がしばしばある。
この場合にはしたがって別のデジタル信号が伝送のため
の第1の信号、すなわちPRCl、:重畳される。一般
に二つのデジタル信号に対するクロック速度は互いに著
しく異なっている。
の第1の信号、すなわちPRCl、:重畳される。一般
に二つのデジタル信号に対するクロック速度は互いに著
しく異なっている。
バンドスプレッドが目的の送信装置により使用されるP
ROは受信機中に蓄積される。さらに、受信機はまたク
ロックパルス発生器を備え、それはメモリからの符号の
読出しを制御するクロックパルス信号を生じる。受信R
中に蓄積されたPRCと受信されたPRCとの間に時間
的一致を生成するようにりOツクパルス信号の位相が制
御されることが必要である。受信装置から送信装置まで
の距離は蓄積されたPRCと受信されたPRCとの間の
位相シフトによって決定することかできる。
ROは受信機中に蓄積される。さらに、受信機はまたク
ロックパルス発生器を備え、それはメモリからの符号の
読出しを制御するクロックパルス信号を生じる。受信R
中に蓄積されたPRCと受信されたPRCとの間に時間
的一致を生成するようにりOツクパルス信号の位相が制
御されることが必要である。受信装置から送信装置まで
の距離は蓄積されたPRCと受信されたPRCとの間の
位相シフトによって決定することかできる。
バンドスプレッド信号が使用されるシステムは例えばJ
T I DS Lloint Tactical
I nforraation Distrbuti
on system >およびGPS(G 1oba
l P ositioning ’ 3 ystem
)である。
T I DS Lloint Tactical
I nforraation Distrbuti
on system >およびGPS(G 1oba
l P ositioning ’ 3 ystem
)である。
GPSはジャーナル・オブ・ザ・インステイ夢ニート・
オブ・ナビゲーション第25巻第υL1978年、12
1〜146真に記載されている。
オブ・ナビゲーション第25巻第υL1978年、12
1〜146真に記載されている。
バンドスプレッド信号用の受信装置は前記文献の139
〜146頁に記載されている。しかしながら、そのよう
な受信装置は非常に復雑で高価である。
〜146頁に記載されている。しかしながら、そのよう
な受信装置は非常に復雑で高価である。
[発明のm要]
この発明の目的は、簡単に構成することのできるバンド
スプレッド信号用の受信装置を提供することである。
スプレッド信号用の受信装置を提供することである。
この目的は、バンドスプレッドのために送信装置によっ
て使用される受信装置中に蓄積された符号が受信された
信号の/\ンド゛スプレッド符号と周期され、受信され
た信号の変調が回復される変調されたバンドスプレッド
搬送波信号用の受信装置であって、それは1kll ’
dDループを含み、それにおいて変調された搬送波信号
の1みよびQ成分は制御のために生成される受信装置に
おいて、受信された信号は、デジタル化されるべき信号
がしきい値を超えたかそれに到達しないかによってデジ
タル信号が第1または第2の値を有するようにデジタル
イgされ、デジタル信号が受信装置中に蓄積された符号
によって乗算され、乗算の積として生成された信号がサ
ンプリングされ、サンプリングプロセスにより生成され
た信号がカウンタに供給され、第1の合算値Iおよび第
2の合算値Qまたはその積または分数に等しい合算値が
形成され、それにおいて 1’ Z (O) +’2Z (π/2)−Z (2
/T)Q= −Z (O) +2シ(π/4)−2Z(
3π/4)+Z(2π)で あり、加数は“カッコ”の瞬間における各カウントを表
わし、2πはデジタル化されるべき信号の周期に等しく
、2個の合算値の一時的なシーケンスはIおよびQ成分
であり、それらはさらに制御のために処理される受信装
置によって解決される。
て使用される受信装置中に蓄積された符号が受信された
信号の/\ンド゛スプレッド符号と周期され、受信され
た信号の変調が回復される変調されたバンドスプレッド
搬送波信号用の受信装置であって、それは1kll ’
dDループを含み、それにおいて変調された搬送波信号
の1みよびQ成分は制御のために生成される受信装置に
おいて、受信された信号は、デジタル化されるべき信号
がしきい値を超えたかそれに到達しないかによってデジ
タル信号が第1または第2の値を有するようにデジタル
イgされ、デジタル信号が受信装置中に蓄積された符号
によって乗算され、乗算の積として生成された信号がサ
ンプリングされ、サンプリングプロセスにより生成され
た信号がカウンタに供給され、第1の合算値Iおよび第
2の合算値Qまたはその積または分数に等しい合算値が
形成され、それにおいて 1’ Z (O) +’2Z (π/2)−Z (2
/T)Q= −Z (O) +2シ(π/4)−2Z(
3π/4)+Z(2π)で あり、加数は“カッコ”の瞬間における各カウントを表
わし、2πはデジタル化されるべき信号の周期に等しく
、2個の合算値の一時的なシーケンスはIおよびQ成分
であり、それらはさらに制御のために処理される受信装
置によって解決される。
さらにその好ましい実DI態様については特許請求の範
囲第2項以下に記載されている。
囲第2項以下に記載されている。
この発明による受信装置は非常に高い集積レベルで構成
することができる。
することができる。
殿能の大部分はブOセッサによって遂行されることがで
きる。この発明によればRF部分を構成するためにほん
の少量の回路が必要であるに過ぎない。
きる。この発明によればRF部分を構成するためにほん
の少量の回路が必要であるに過ぎない。
特に、周波数および振幅制御手段が不要である。
もしもGSP受信装置の形態で構成されるならば特に必
要である時分割多重における複数のサテライトと接触す
ることができるように受信瀘装置を拡張することが簡単
な方法で可能である。要求される付加的な複雑さは非常
に重要性の少ないものに過ぎない。
要である時分割多重における複数のサテライトと接触す
ることができるように受信瀘装置を拡張することが簡単
な方法で可能である。要求される付加的な複雑さは非常
に重要性の少ないものに過ぎない。
[発明の実施例1
以下、添附図面を参照に実施例で詳細に説明する。
バンドスプレッド信号を発生するために例えば10H2
の周波数を有する高周波亮送波(第1図a)は疑似ラン
ダム符号PRC(第1図b)によって変調され、その符
号PRCはOおよび1状態信号よりなり、例えば1 M
Hzのクロック速度を有している。符号PRCがO状
態か1状態かによって搬送波の位相は変化しないままか
、180度シフトされるかである。このようにして発生
された信号(第1図C)を以下搬送波信号と呼ぶ。
の周波数を有する高周波亮送波(第1図a)は疑似ラン
ダム符号PRC(第1図b)によって変調され、その符
号PRCはOおよび1状態信号よりなり、例えば1 M
Hzのクロック速度を有している。符号PRCがO状
態か1状態かによって搬送波の位相は変化しないままか
、180度シフトされるかである。このようにして発生
された信号(第1図C)を以下搬送波信号と呼ぶ。
この信号は距離の測定のためにGPSによって使用され
ることができる。
ることができる。
もしも受信機中に蓄積されたPRCの位相が二つのPR
Oを再び一時的な一致にもたらすように制御されるなら
ば、距離はよく知られた方法で決定することができる。
Oを再び一時的な一致にもたらすように制御されるなら
ば、距離はよく知られた方法で決定することができる。
もしもデータがバンドスプレッド信号により送信される
べきであるならば、これはデータを含む信号により搬送
波信号を変調することによって行なうことができる。変
調信号はまたデジタル信号であってもよい。この場合に
は別のデジタル信号がデジタルP RCi、:重畳され
ることになる。二つのデジタル信号のクロック速度は両
者がはっきりと相違していることが好ましい。IMH2
と50H2のクロック速度が適当な直である。
べきであるならば、これはデータを含む信号により搬送
波信号を変調することによって行なうことができる。変
調信号はまたデジタル信号であってもよい。この場合に
は別のデジタル信号がデジタルP RCi、:重畳され
ることになる。二つのデジタル信号のクロック速度は両
者がはっきりと相違していることが好ましい。IMH2
と50H2のクロック速度が適当な直である。
上述のように、GPSはバンドスプレッド信号が使用さ
れるすでに知られているシステムである。
れるすでに知られているシステムである。
距離測定およびデータ伝送は共にGPSにより行われる
。
。
前記文献に記載されたような従来のGPS受信機におい
ては、蓄積されたPRCの位相は例えばいわゆるπディ
ザ−(dither)制御ループまたは7−リー/レー
ト(early / 1ate) IQ tillルー
プにより制御される。また変調された搬送波信号の1お
よびQ成分が形成され(次の適当な信号処理、例えばI
F値への変換による)、変調信号が回復されるコスタス
(Costas )ループが設けられる。
ては、蓄積されたPRCの位相は例えばいわゆるπディ
ザ−(dither)制御ループまたは7−リー/レー
ト(early / 1ate) IQ tillルー
プにより制御される。また変調された搬送波信号の1お
よびQ成分が形成され(次の適当な信号処理、例えばI
F値への変換による)、変調信号が回復されるコスタス
(Costas )ループが設けられる。
この発明による新しい受信装置においては制御基準は従
来の受信機の場合と同じであるが、従来の受信機と著し
く異なった構成である。制御B基準は知られているから
、以下の説明においてはそれらについては詳細な説明は
行なわない。
来の受信機の場合と同じであるが、従来の受信機と著し
く異なった構成である。制御B基準は知られているから
、以下の説明においてはそれらについては詳細な説明は
行なわない。
次に第2図および第3図を参照に説明する。信号はアン
テナ1で受信されRFセクション2へ与えられる。5k
H2への周波数変換がRFセクション2に後続して配置
されたIFセクション3で行われる。IF周波数は最大
の予想しうるドツプラーシフトが発生したときゼロに等
しくない状態に止どまるように選択される。IF倍信号
デジタル化装置4でデジタル化され、それはデジタル信
号がしきい値を超えたとき1状態であり、超えないとき
O状態であるようなものである。適当なしきい値はゼロ
の振幅である。
テナ1で受信されRFセクション2へ与えられる。5k
H2への周波数変換がRFセクション2に後続して配置
されたIFセクション3で行われる。IF周波数は最大
の予想しうるドツプラーシフトが発生したときゼロに等
しくない状態に止どまるように選択される。IF倍信号
デジタル化装置4でデジタル化され、それはデジタル信
号がしきい値を超えたとき1状態であり、超えないとき
O状態であるようなものである。適当なしきい値はゼロ
の振幅である。
変調された搬送波信号よりほぼ20CIB大きい抛幅で
ある雑音信号がデータで変調された受信された搬送波信
号に重畳される。もしも搬送波信号がなければ、デジタ
ル化された信号中の○と1の数は同一である。このデジ
タル化された信号は乗算器5においてPRCと乗算され
、それによって生成された信号は、PRCがメモリ7か
ら読み出される周波数の2倍の周波数でサンプリング回
路6でサンプリングされる。サンプリングにより生成さ
れた信号は第3図Cに示されている。
ある雑音信号がデータで変調された受信された搬送波信
号に重畳される。もしも搬送波信号がなければ、デジタ
ル化された信号中の○と1の数は同一である。このデジ
タル化された信号は乗算器5においてPRCと乗算され
、それによって生成された信号は、PRCがメモリ7か
ら読み出される周波数の2倍の周波数でサンプリング回
路6でサンプリングされる。サンプリングにより生成さ
れた信号は第3図Cに示されている。
もしも搬送波信号がデータ伝送のための変調信号と共に
またはもたずに存在するならば乗算器5の後では0と1
の数は信号全体を通じて等しく分布している。Oと1の
発生の周波数の分布は、もしも受信された信号がドツプ
ラシフトを受けていないならば搬送波信号のIF周波敗
すなわち5kH2において変化する(第31iJaおよ
びb)。
またはもたずに存在するならば乗算器5の後では0と1
の数は信号全体を通じて等しく分布している。Oと1の
発生の周波数の分布は、もしも受信された信号がドツプ
ラシフトを受けていないならば搬送波信号のIF周波敗
すなわち5kH2において変化する(第31iJaおよ
びb)。
またもしも信号がドツプラ周波数が予想されるならば5
00)(zと9.5kHzの間の周波数で変化する。
00)(zと9.5kHzの間の周波数で変化する。
サンプリングブOセスで生成された信号はカウンタ10
に与えられる。もしも搬送波信号が存在しないならば、
第3図dに破線で示すようにカウントは直線的に増加す
る。しかしながら、もしも変調信号を有する或いは有し
ない搬送波信号が存在するならば、M3図dに実線で示
すような傾斜が岬 破線のそれよりも交互に大
きくなったり小さくなったりするカウントのカーブが生
じる。これらのカウントは2個の乗4512.13に連
続的に供給される。これらの各乗算手段は+1″′と°
1− I ITの規則的なシーケンスよりなるクロック
パルス発生器15で発生された信号を受ける。クロック
速度はIF周波数と同じである。すなわちそれは存在す
るかも知れないドツプラシフトを含んでいる。
に与えられる。もしも搬送波信号が存在しないならば、
第3図dに破線で示すようにカウントは直線的に増加す
る。しかしながら、もしも変調信号を有する或いは有し
ない搬送波信号が存在するならば、M3図dに実線で示
すような傾斜が岬 破線のそれよりも交互に大
きくなったり小さくなったりするカウントのカーブが生
じる。これらのカウントは2個の乗4512.13に連
続的に供給される。これらの各乗算手段は+1″′と°
1− I ITの規則的なシーケンスよりなるクロック
パルス発生器15で発生された信号を受ける。クロック
速度はIF周波数と同じである。すなわちそれは存在す
るかも知れないドツプラシフトを含んでいる。
乗算器13に対する信号は乗算器12に対する信号に対
してIF信号の1/4周期ずれている。両爪算器の出力
信号は前に示したIおよびQ信号に対応する。それは従
来の受信様において生成されるのと同様であり、この場
合にもまたこの発明による新しい受信機においてそれら
は制御信号を生成するために使用される。
してIF信号の1/4周期ずれている。両爪算器の出力
信号は前に示したIおよびQ信号に対応する。それは従
来の受信様において生成されるのと同様であり、この場
合にもまたこの発明による新しい受信機においてそれら
は制御信号を生成するために使用される。
各合算回路16.17においては、りOツクパルス発生
器15において発生されたクロックパルス信号の各期間
に対して次式の合算値が形成される。
器15において発生されたクロックパルス信号の各期間
に対して次式の合算値が形成される。
1−−Z (O)+2Z (π/2)−Z (2
π)Q−−Z (O)+2Z (7(/4)−2Z
(37(/4)+Z (27N
を各加数は”カツコ″与えられた瞬間におけるそれぞれ
のカウントである。所望の時間にカウントがざらに処理
されることを確実にする制御ラインは第2図には示され
ていない。それは当業者であればその機能がわかれば第
2図に示された回路を適当に完成することが可能である
からである。
π)Q−−Z (O)+2Z (7(/4)−2Z
(37(/4)+Z (27N
を各加数は”カツコ″与えられた瞬間におけるそれぞれ
のカウントである。所望の時間にカウントがざらに処理
されることを確実にする制御ラインは第2図には示され
ていない。それは当業者であればその機能がわかれば第
2図に示された回路を適当に完成することが可能である
からである。
合算I!IおよびQは乗算器19において互いに乗算さ
れ、乗算処理の結果生成された値はデジタルローパスフ
ィルタ32に与えられる。デジタルローパスフィルタ3
2の出力信号は、その出力信号がIFIaに変換された
搬送波信号と同じ位相および同じ周波数を有するように
クロックパルス発生器の周波数および位相をml 御す
る。乗算器12.13゜19、合算回路16.17、デ
ジタルローパスフィルタ32、クロックパルス発生器1
5および位相シフト手段14はコスタスループを形成し
ている。$+1f!l状態において合算回路16により
出力された数値lのシーケンスは変調信号を表わし、そ
れから変調信号により伝送されたデータは図示されてい
ない評価装置において通常の方法で回復される。
れ、乗算処理の結果生成された値はデジタルローパスフ
ィルタ32に与えられる。デジタルローパスフィルタ3
2の出力信号は、その出力信号がIFIaに変換された
搬送波信号と同じ位相および同じ周波数を有するように
クロックパルス発生器の周波数および位相をml 御す
る。乗算器12.13゜19、合算回路16.17、デ
ジタルローパスフィルタ32、クロックパルス発生器1
5および位相シフト手段14はコスタスループを形成し
ている。$+1f!l状態において合算回路16により
出力された数値lのシーケンスは変調信号を表わし、そ
れから変調信号により伝送されたデータは図示されてい
ない評価装置において通常の方法で回復される。
IfiIおよびQは乗σ器19に与えられるだけでなく
、2乗回路18および20にも供給され、そこにおいて
これらの各1直は2乗される。これらの値の2乗値は合
算回路21で加算され、搬送波信号の振幅を表わす合算
値は第1および第2のO−パスフィルタ23.24に交
互に与えられる。切替えはPRCがメモリ7から読み出
されるのと同じ速度(ディザ−周波数125Hz>で行
われる。ローパスフィルタ23.24の出力信号はプロ
セッサ25に与えられ、そこにおいてこれらの値の和と
差が計算される。それからよく知られた方法で制御信号
が決定されそれはクロックパルス発生器9で発生された
クロックパルス信号の位相を制御し、それは(クロック
パルスが除算器8で2で除算された後)メモリ7からの
PRCの読み出しを制御する。さらにクロックパルス発
生器9からのりOツクパルス信号はサンプリング回路G
用のクロックパルス信号として作用する。位相制御は、
受信機に蓄積されたPRCが受信された信号のPRCと
同じ位相をもつように行われる。基準期間と呼ばれるP
RCの時間位置は受信機と送信局との間の距離に比例し
、それ故これもまた図示されない評価装置に与えられる
。
、2乗回路18および20にも供給され、そこにおいて
これらの各1直は2乗される。これらの値の2乗値は合
算回路21で加算され、搬送波信号の振幅を表わす合算
値は第1および第2のO−パスフィルタ23.24に交
互に与えられる。切替えはPRCがメモリ7から読み出
されるのと同じ速度(ディザ−周波数125Hz>で行
われる。ローパスフィルタ23.24の出力信号はプロ
セッサ25に与えられ、そこにおいてこれらの値の和と
差が計算される。それからよく知られた方法で制御信号
が決定されそれはクロックパルス発生器9で発生された
クロックパルス信号の位相を制御し、それは(クロック
パルスが除算器8で2で除算された後)メモリ7からの
PRCの読み出しを制御する。さらにクロックパルス発
生器9からのりOツクパルス信号はサンプリング回路G
用のクロックパルス信号として作用する。位相制御は、
受信機に蓄積されたPRCが受信された信号のPRCと
同じ位相をもつように行われる。基準期間と呼ばれるP
RCの時間位置は受信機と送信局との間の距離に比例し
、それ故これもまた図示されない評価装置に与えられる
。
クロックパルス発生器9、除綽器8、メモリ7、サンプ
リング回路6、カウンタ10.乗算器12、合算回路1
6.17.2乗回路18.20、合算回路21、ローパ
スフィルタ23.24、プロセッサ25はアーリー/レ
ート制御ループを形成する。クロックパルス発生器9に
より出力されたクロック信号は上記の手段に加えて前記
GPSの文献に記載されたように1クロックM間だけ前
進または遅延する。これはプロセッサによって制御され
る。
リング回路6、カウンタ10.乗算器12、合算回路1
6.17.2乗回路18.20、合算回路21、ローパ
スフィルタ23.24、プロセッサ25はアーリー/レ
ート制御ループを形成する。クロックパルス発生器9に
より出力されたクロック信号は上記の手段に加えて前記
GPSの文献に記載されたように1クロックM間だけ前
進または遅延する。これはプロセッサによって制御され
る。
コスタスループと関連して与えられた回答は第2図に示
されたブロック図に関するアーリー/レート制御ループ
に関しても適用される。すなわち、前記の機能から当然
のこととして生じるクロック信号は図示されていない。
されたブロック図に関するアーリー/レート制御ループ
に関しても適用される。すなわち、前記の機能から当然
のこととして生じるクロック信号は図示されていない。
それは当業者が適当に補足できるからである。
個々の装置の構成もまた当業者が容易に行なえることで
ある。すなわち、例えば乗算器5は排他“的オアゲート
で構成することができる。サンプリング回2F1GはJ
−Kフリップフロップの形態で構成すると特に有効で
ある。それは所要のクロックパルスをクロックパルス発
生器9から受ける。ざらに数値が多くの位五でrJ8理
されるようにプロセッサにより複数の前記のような装置
を設けることも可能である。
ある。すなわち、例えば乗算器5は排他“的オアゲート
で構成することができる。サンプリング回2F1GはJ
−Kフリップフロップの形態で構成すると特に有効で
ある。それは所要のクロックパルスをクロックパルス発
生器9から受ける。ざらに数値が多くの位五でrJ8理
されるようにプロセッサにより複数の前記のような装置
を設けることも可能である。
以上の説明においてPRCについて種々説明した。GP
Sにおいては各サテライト(すなわち送信局)は特定の
PRCを有する。航海用には、同時に或いは少なくとも
急速に連続して測定されるべき複数のサテライトに対す
る距離測定が必要である。この発明による新しい受信装
置によって時分割多重を使用して有利に行なうことがで
きる。
Sにおいては各サテライト(すなわち送信局)は特定の
PRCを有する。航海用には、同時に或いは少なくとも
急速に連続して測定されるべき複数のサテライトに対す
る距離測定が必要である。この発明による新しい受信装
置によって時分割多重を使用して有利に行なうことがで
きる。
このために所望のサテライトのPRCが受信装置に蓄積
されことが必要である。一つのPRCから次のものへの
切替えはミリ秒毎に行われ、上述の制m動作はこれらの
期間中に行われる。ill 1M回路は全ての所望のサ
テライトにロックされたままであり、全てのサテライト
から受信された信号の復調は遮断せずに可能である。
されことが必要である。一つのPRCから次のものへの
切替えはミリ秒毎に行われ、上述の制m動作はこれらの
期間中に行われる。ill 1M回路は全ての所望のサ
テライトにロックされたままであり、全てのサテライト
から受信された信号の復調は遮断せずに可能である。
第1図はバンドスプレッド信号を示し、第2図はこの発
明の1実施例の受信機のブロック図を示し、第3因は受
信機の動作を説明する信号を示す。 1・・・アンテナ、4・・・デジタル化装置、5 、1
2゜13・・・乗算器、6・・・サンプリング回路、7
・・・メモリ、1G、 17.21・・・合算回路、1
0・・・カウンタ、18.20・・・2乗回路、23.
24.32・・・ローパスフィルタ、25・・・プロセ
ッサ。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 4長悌 Fig、 1 特許庁長官 宇 賀 道 部 殿 1.事件の表示 特願昭60−161307号 2、発明の名称 パントスブレンド信号用受信装置 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 スタンタート・エレクトリック・ローレンツ・アクプフ
;佼1りに’ヤフ′ト4、代理人 、7.補正の内容 (1) 特許請求の範囲を別紙の通9訂正する。 (2) 明細書第6頁第13行中のr+2z(π/2
)」を「+2Z(π)」と訂正し、同頁第14行中の「
(π/4)」を「(π/2)」と訂正し、同頁第15行
中の「(3π/4)」を「(3π/2)」と訂正する。 (3) 同第12頁第15行中の「(π/2)」を「
(π)」と、同頁第16行中の「(π/4)」を「(π
/2)」と、同頁第17行中の「(3π/4)」を「(
3π/2)」と訂正する。 (4) 図面第2図および第3図を別紙の通)補正す
る。 2、特許請求の範囲 (1) バンドスプレツ、ドのために送信装置によっ
て使用される受信装置中に蓄積された符号が受信された
信号のパントスブレンド符号と周期され、受信された信
号の変調が回復される変調されたバンドスプレッド搬送
波信号用の受信装置であって、それは制御ループを含み
、それにおいて変調された搬送波信号の工およびQ成分
が制御のために生成される受信装置において、 受信された信号は、デジタル化されるべき信号がしきい
値を超えたかそれに到達しないかによってデジタル信号
が第1または第2の値を有するようにデジタル化され、 デジタル信号が受福装置中(二蓄稙された符号によって
乗算され、 乗算の積として生成された信号がサンプリングされ、 サンプリングプロセスによ#)生成された信号がカウン
タに供給され、 第1の合算値工および第2の合算値Qまたはその積また
は分数に等しい合算値が形成され、それにおいて 1=−Z(O)+2Z(π)−Z(2π)Q” Z(
O)+2Z(π/2) −2Z(3π/2 ) +Z (2π)であり、加数は
“カッコ”の瞬間における各カウントを表わし、2πは
デジタル化されるべき信号の周期に等しく、 2個の合算値の一時的なシーケンスは工およびQ成分で
、1、それはさらに制御のため(二処理されることを特
徴とする受信装置。 (2) デジタル信号が“0″および“′1″または
“+1″′および“−1″よシ構成されていることを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の受信装置。 (3) 受信された変調された搬送波信号がデジタル
化される前にIP値に変換されることを特徴とする特許
請求の範囲第1項または第2項記載の受信装置。 (4) カウンタが周期的にリセットされることを特
徴とする特許請求の範囲第1項乃至第3項のいずれか1
項記載の受信装置。 (5) カウンタ出力値が値“+1”および“−1”
よりなる・母ルスシーケンスと乗算され、互いに114
M号の1/4期間シフトされることを特徴とする特許請
求の範囲第3項または第4項記載の受信装置。 (6) サンプリング回路がJ−にフリップフロップ
であることを特徴とする特許請求の範囲第1項乃至第5
項のいずれか1項記載の受信装置。
明の1実施例の受信機のブロック図を示し、第3因は受
信機の動作を説明する信号を示す。 1・・・アンテナ、4・・・デジタル化装置、5 、1
2゜13・・・乗算器、6・・・サンプリング回路、7
・・・メモリ、1G、 17.21・・・合算回路、1
0・・・カウンタ、18.20・・・2乗回路、23.
24.32・・・ローパスフィルタ、25・・・プロセ
ッサ。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 4長悌 Fig、 1 特許庁長官 宇 賀 道 部 殿 1.事件の表示 特願昭60−161307号 2、発明の名称 パントスブレンド信号用受信装置 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 スタンタート・エレクトリック・ローレンツ・アクプフ
;佼1りに’ヤフ′ト4、代理人 、7.補正の内容 (1) 特許請求の範囲を別紙の通9訂正する。 (2) 明細書第6頁第13行中のr+2z(π/2
)」を「+2Z(π)」と訂正し、同頁第14行中の「
(π/4)」を「(π/2)」と訂正し、同頁第15行
中の「(3π/4)」を「(3π/2)」と訂正する。 (3) 同第12頁第15行中の「(π/2)」を「
(π)」と、同頁第16行中の「(π/4)」を「(π
/2)」と、同頁第17行中の「(3π/4)」を「(
3π/2)」と訂正する。 (4) 図面第2図および第3図を別紙の通)補正す
る。 2、特許請求の範囲 (1) バンドスプレツ、ドのために送信装置によっ
て使用される受信装置中に蓄積された符号が受信された
信号のパントスブレンド符号と周期され、受信された信
号の変調が回復される変調されたバンドスプレッド搬送
波信号用の受信装置であって、それは制御ループを含み
、それにおいて変調された搬送波信号の工およびQ成分
が制御のために生成される受信装置において、 受信された信号は、デジタル化されるべき信号がしきい
値を超えたかそれに到達しないかによってデジタル信号
が第1または第2の値を有するようにデジタル化され、 デジタル信号が受福装置中(二蓄稙された符号によって
乗算され、 乗算の積として生成された信号がサンプリングされ、 サンプリングプロセスによ#)生成された信号がカウン
タに供給され、 第1の合算値工および第2の合算値Qまたはその積また
は分数に等しい合算値が形成され、それにおいて 1=−Z(O)+2Z(π)−Z(2π)Q” Z(
O)+2Z(π/2) −2Z(3π/2 ) +Z (2π)であり、加数は
“カッコ”の瞬間における各カウントを表わし、2πは
デジタル化されるべき信号の周期に等しく、 2個の合算値の一時的なシーケンスは工およびQ成分で
、1、それはさらに制御のため(二処理されることを特
徴とする受信装置。 (2) デジタル信号が“0″および“′1″または
“+1″′および“−1″よシ構成されていることを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の受信装置。 (3) 受信された変調された搬送波信号がデジタル
化される前にIP値に変換されることを特徴とする特許
請求の範囲第1項または第2項記載の受信装置。 (4) カウンタが周期的にリセットされることを特
徴とする特許請求の範囲第1項乃至第3項のいずれか1
項記載の受信装置。 (5) カウンタ出力値が値“+1”および“−1”
よりなる・母ルスシーケンスと乗算され、互いに114
M号の1/4期間シフトされることを特徴とする特許請
求の範囲第3項または第4項記載の受信装置。 (6) サンプリング回路がJ−にフリップフロップ
であることを特徴とする特許請求の範囲第1項乃至第5
項のいずれか1項記載の受信装置。
Claims (6)
- (1)バンドスプレッドのために送信装置によつて使用
される受信装置中に蓄積された符号が受信された信号の
バンドスプレッド符号と周期され、受信された信号の変
調が回復される変調されたバンドスプレッド搬送波信号
用の受信装置であつて、それは制御ループを含み、それ
において変調された搬送波信号のIおよびQ成分は制御
のために生成される受信装置において、 受信された信号は、デジタル化されるベき信号がしきい
値を超えたかそれに到達しないかによつてデジタル信号
が第1または第2の値を有するようにデジタル化され、 デジタル信号が受信装置中に蓄積された符号によつて乗
算され、 乗算の積として生成された信号がサンプリングされ、 サンプリングプロセスにより生成された信号がカウンタ
に供給され、 第1の合算値Iおよび第2の合算値Qまたはその積また
は分数に等しい合算値が形成され、それにおいて I=−Z(O)+2Z(π/2)−Z(2π)Q=−Z
(O)+2Z(π/4) −2Z(3π/4)+Z(2π) であり、加数は“カッコ”の瞬間における各カウントを
表わし、2πはデジタル化されるべき信号の周期に等し
く、 2個の合算値の一時的なシーケンスはIおよびQ成分で
あり、それらはさらに制御のために処理されることを特
徴とする受信装置。 - (2)デジタル信号が“0”および“1”または“+1
”および“−1”より構成されていることを特徴とする
特許請求の範囲第1項記載の受信装置。 - (3)受信された変調された搬送波信号がデジタル化さ
れる前にIF値に変換されることを特徴とする特許請求
の範囲第1項または第2項記載の受信装置。 - (4)カウンタが周期的にリセットされることを特徴と
する特許請求の範囲第1項乃至第3項のいずれか1項記
載の受信装置。 - (5)カウンタ出力値が値“+1”および“−1”より
なるパルスシーケンスと乗算され、互いにIF信号の1
/4期間シフトされることを特徴とする特許請求の範囲
第3項または第4項記載の受信装置。 - (6)サンプリング回路がJ−Kフリップフロップであ
ることを特徴とする特許請求の範囲第1項乃至第5項の
いずれか1項記載の受信装置。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE3427058.2 | 1984-07-23 | ||
DE19843427058 DE3427058A1 (de) | 1984-07-23 | 1984-07-23 | Empfaenger fuer bandgespreizte signale |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6157142A true JPS6157142A (ja) | 1986-03-24 |
JPH0219659B2 JPH0219659B2 (ja) | 1990-05-02 |
Family
ID=6241307
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
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Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
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EP (1) | EP0169520B1 (ja) |
JP (1) | JPS6157142A (ja) |
AT (1) | ATE40244T1 (ja) |
CA (1) | CA1244887A (ja) |
DE (2) | DE3427058A1 (ja) |
ES (1) | ES8703070A1 (ja) |
NO (1) | NO167839C (ja) |
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- 1985-07-11 NO NO852788A patent/NO167839C/no unknown
- 1985-07-16 CA CA000486855A patent/CA1244887A/en not_active Expired
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- 1985-07-20 DE DE8585109101T patent/DE3567779D1/de not_active Expired
- 1985-07-23 US US06/758,191 patent/US4672629A/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-07-23 JP JP60161307A patent/JPS6157142A/ja active Granted
- 1985-07-23 ES ES545473A patent/ES8703070A1/es not_active Expired
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