JPH08321822A

JPH08321822A - コスタス・ル−プ制御装置

Info

Publication number: JPH08321822A
Application number: JP8148643A
Authority: JP
Inventors: Katsuya Hori; 克弥堀; Tadao Yoshida; 忠雄吉田; Wataru Yamatani; 渡山谷; Eiichiro Morinaga; 英一郎森永
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-05-20
Filing date: 1996-05-20
Publication date: 1996-12-03

Abstract

(57)【要約】【課題】定価格、小型、定消費電力、高品質のスペク
トラム拡散信号受信装置を実現できるコスタス・ループ
制御装置を提供する。【解決手段】入力信号と数値制御型可変周波数発振器
６１から得られる互いに直交する位相の第１及び第２の
出力信号とを乗算する第１及び第２の乗算回路６２、６
３と、第１の乗算回路及び第２の乗算回路からの出力に
基づいて数値制御型可変周波数発振器６１を制御す制御
信号を生成する制御信号生成回路とからなるコスタス・
ループの制御装置である。制御信号生成回路は、第１及
び第２の乗算回路６２、６３の出力に基づく第１及び第
２のデジタル・データを乗算する乗算機能１０７と、こ
の乗算の結果の出力の正負に応じて極性が反転した信号
を累積し、その累積した信号を数値制御型可変周波数発
振器６１に出力する機能をマイクロコンピュータ１００
により構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば移動体の
位置測定システムに使用する衛星信号等のスペクトラム
拡散信号の受信装置に用いられて好適なコスタス・ルー
プ制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】地球を周回する複数個の人工衛星を利用
して移動体の位置を測定するシステムが提案されている
が、この種のシステムにおいては、衛星信号にはスペク
トラム拡散変調が施されている。例えばＧＰＳ（Global
Positioning System ）と呼ばれる位置測定システムに
おいては、衛星信号は、50ｂｐｓの軌道パラメータデー
タ（衛星の時刻，位置を示す軌道データ等）が、チップ
速度1.023 ＭＨｚ、周期１ｍsec の疑似雑音符号（例え
ばＧＯＬＤ符号）でスペクトラム拡散変調される共に、
1575.42 ＭＨｚと、1227.6ＭＨｚの２つの搬送波が直交
位相変調（２相ＰＳＫ変調）されて送信されている。

【０００３】ＧＰＳ受信機は、少なくとも３個の衛星か
らの信号を受信して、それぞれ前記搬送波に対する追従
とスペクトラム逆拡散の処理を行い、各衛星の軌道パラ
メータデータを復調し、各信号の到達時間データ（この
衛星信号の到達時間から衛星とユーザとの間の距離を得
る）と衛星位置とを得る。ユーザの位置は、測定した各
衛星位置を原点とし、測定した距離を半径として各衛星
を中心とした球を描き、その交点から３次元的に決定す
ることができる。

【０００４】図９は、従来のＧＰＳ受信機の構成例であ
る。アンテナ１に受信された信号は、高周波処理回路２
に供給され、搬送波が10.7ＭＨｚ（信号帯域は10.7±1.
023ＭＨｚ）の中間周波信号に低域変換される。

【０００５】この中間周波信号は、以下に説明するよう
な受信復調部に供給される。この受信復調部は、スペク
トラム拡散変調を復調する逆拡散のための帰還ループ
と、軌道パラメータデータ・ビットによる２相変調を復
調する帰還ループとで構成される。

【０００６】この例の場合、逆拡散復調の帰還ループで
は、いわゆるタウ・ディザ追跡法が用いられる。すなわ
ち、２０は、受信機側の疑似雑音符号を発生する符号発
生器で、これよりは１チップ時間の位相差のある進み
（アーリ）符号Ｍｅと、遅れ（レート）符号Ｍｄとを発
生する。この符号発生器２０からのアーリ符号Ｍｅ及び
レート符号Ｍｄは、進み・遅れ符号選択器２１に供給さ
れ、この符号選択器２１がアーリ・レート切換器２２に
より１ｍsec 毎に切り換えられることにより、この符号
選択器２１から合成疑似雑音符号が得られ、これが平衡
変調器３に供給される。そして、高周波処理回路２から
の中間周波信号が、この平衡変調器３に供給されて、こ
の合成疑似雑音符号によって平衡変調される。

【０００７】符号発生器２０は、符号駆動装置としての
クロック発生器２３からの後述するように位相及び周波
数が制御されたクロックにより、アーリ及びレートの疑
似雑音符号Ｍｅ及びＭｄの位相及び周波数（チップ速
度）が、高周波処理回路２からの中間周波信号に含まれ
る疑似雑音符号の位相及び周波数（チップ速度）に一致
するように制御される。そして、この閉ループ制御の結
果、平衡変調器３から逆拡散がなされた信号Ｓｉが得ら
れる。

【０００８】データ・ビットを復調するための帰還ルー
プは、この例ではコスタス・ループが用いられる。この
コスタス・ループは、電圧制御型可変周波数発振器（以
下ＶＣＯと称する）と９０°移相器とからなるキャリア
発生器４と、第１及び第２のアナログ乗算器５及び６
と、ローパスフィルタ７及び８と、第３のアナログ乗算
器９と、ループフィルタ１０とからなる。

【０００９】そして、キャリア発生器４からは、直交位
相の第１及び第２のキャリア信号（ｃｏｓωｔ及びｓｉ
ｎωｔ）が得られ、これらは第１及び第２の乗算器５及
び６にそれぞれ供給され、平衡変調器３からの逆拡散さ
れた中間周波信号（±Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ））とそれぞ
れ乗算される。この第１及び第２の乗算器５及び６の出
力は、ローパスフィルタ７及び８をそれぞれ通じて第３
の乗算器９に供給されて乗算される。この第３の乗算器
９の出力レベルは、受信信号の搬送波成分とキャリア発
生器４からのキャリアとの位相差を反映している。この
乗算器９の出力は、ループフィルタ１０を介してキャリ
ア発生器４に供給され、これによりキャリア発生器４の
ＶＣＯが制御されて、キャリア発生器４の出力キャリア
信号の位相が、信号Ｓｉ中の搬送波成分に追従するよう
にされる。

【００１０】また、コスタス・ループの第１及び第２の
ローパスフィルタ７及び８の出力（±１／２Ａｃｏｓφ
及び±１／２ｓｉｎφ）は、それぞれ自乗検波器１１及
び１２に供給されて自乗検波される。そして、各自乗検
波出力が加算器１３に供給されて加算される。この加算
器１３の加算出力は、受信した疑似雑音符号と、符号発
生器２０からの疑似雑音符号との相関レベルを示すもの
である。

【００１１】この加算器１３の加算出力は、アナログス
イッチ１４を介してそれぞれ積分器からなるアーリデー
タ保持器１５及びレートデータ保持器１６に供給され
る。アナログスイッチ１４は、アーリ・レート切換器２
２からの切換信号により進み・遅れ符号選択器２１の切
換に同期して切り替えられる。したがって、アーリデー
タ保持器１５には、符号発生器２０からの疑似雑音符号
が進み符号Ｍｅのときの相関レベル出力が蓄積され、レ
ートデータ保持器１６には、符号発生器２０からの疑似
雑音符号が遅れ符号Ｍｄのときの相関レベル出力が蓄積
される。

【００１２】これらアーリデータ保持器１５及びレート
データ保持器１６の相関レベル出力は、例えば差動アン
プからなる減算器１７に供給されて、両者の相関レベル
出力の差が得られる。この差の出力は、受信した疑似雑
音符号と符号発生器２０からの疑似雑音符号との位相誤
差を反映している。この差の出力は、ループフィルタ１
８を介して符号駆動装置としてのクロック発生器２３の
ＶＣＯに供給され、前述したように、符号発生器２０の
出力疑似雑音符号が、受信した疑似雑音符号に追従する
ように制御される。

【００１３】また、加算器１３からの相関レベル出力
は、サーチ／同期検出器１９に供給され、このサーチ／
同期検出器１９により、前記疑似雑音符号の位相引き込
み過程において、受信した疑似雑音符号との所定の相関
が得られるまでは、クロック発生器２３からの出力クロ
ックの周波数が大きく変化させられ、符号発生器２０か
らの疑似雑音符号の周波数及び位相が大きく動かされて
サーチがなされる。そして、一旦、相関が得られた後
は、サーチが停止され、その後は、クロック発生器２３
がループフィルタ１８の出力により制御される。

【００１４】以上のようにして、スペクトラム拡散変調
された受信信号が逆拡散の帰還ループにより復調され、
また、データ・ビットがコスタス・ループにより復調さ
れる。そして、データ・ビットの復調出力は、ローパス
フィルタ７から得られ、このデータ・ビットがデータ復
調回路（図示せず）に供給されて、軌道パラメータデー
タが復調されるものである。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のスペクトラム拡散信号受信装置は、受信機側の
疑似雑音符号との相関を得るために平衡変調器３を必要
とし、このため、この平衡変調器３の平衡性を保つため
のアナログ回路技術を必要とする問題があった。

【００１６】また、コスタス・ループのキャリア発生器
４にＶＣＯを備えるものであり、このＶＣＯの線形性を
維持するための回路技術と回路要素を必要としていた。
このため、受信装置が構成複雑で、高価格になり、ま
た、装置が大型になってしまっていた。

【００１７】さらに、データ・ビットの復調のための帰
還ループであるコスタス・ループは、回路要素又は部品
によってパラメータが固定され、制御のためのパラメー
タの変更が容易でないという問題があった。

【００１８】この発明は、以上の点にかんがみ、デジタ
ル高集積化とソフトウエア化によって、以上の点を改善
することを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、この発明によるコスタス・ループ制御装置は、入
力信号と、数値制御型可変周波数発振器の出力から得ら
れる互いに直交する位相の周波数信号とを乗算する第１
及び第２の乗算回路と、前記第１の乗算回路及び第２の
乗算回路からの出力に基づいて前記数値制御型可変周波
数発振器を制御する制御信号を生成する制御信号生成回
路とからなるコスタス・ループの制御装置であって、前
記第１の乗算回路及び第２の乗算回路からの出力に基づ
いて前記数値制御型可変周波数発振器を制御する制御信
号生成回路とからなるコスタス・ループの制御装置であ
って、前記制御信号生成回路は、前記第１及び第２の乗
算回路の出力に基づく第１及び第２のデジタル・データ
を乗算する乗算機能と、その乗算結果の出力の正負に応
じて極性が反転した信号を累積し、その累積した信号を
前記数値制御型可変周波数発振器に出力する機能をマイ
クロコンピュータによって実現したことを特徴とする。

【００２０】この発明の構成によれば、例えば受信され
たスペクトラム拡散信号は、中間周波信号に変換された
後、２値化され、その後のデータ・ビットの復調のため
の帰還ループ、すなわち、コスタス・ループは、デジタ
ル的に構成される。そして、このコスタス・ループの制
御信号はマイクロコンピュータによりソフトウエアで形
成される。

【００２１】したがって、従来のような平衡変調器を必
要とせず、また、可変周波数発振器としては数値制御型
を用いるので、従来のようなＶＣＯを用いる必要がな
く、構成が簡単で安価なスペクトラム拡散信号の受信装
置を実現することが可能になる。

【００２２】

【発明の実施の形態】第１図は、この発明が適用された
スペクトラム拡散信号受信装置の実施の形態のブロック
図で、この例はＧＰＳの受信装置の場合の例である。

【００２３】アンテナ３１にて受信された衛星信号（ス
ペクトラム拡散信号）は、高周波処理回路３２に供給さ
れる。また、18.414ＭＨｚの水晶発振器からなる基準発
振器３３の出力が局部発振回路３４に供給され、これよ
り基準発振器の出力周波数と周波数比が固定された局部
発振出力が得られる。

【００２４】そして、この局部発振出力が高周波処理回
路３２に供給されて、衛星信号が第１中間周波数19.437
ＭＨｚに低域変換され、さらに基準発振器３３からの発
振出力により第２中間周波数1.023 ＭＨｚの第２中間周
波信号Ｓifに低域変換される。

【００２５】この高周波処理回路３２からの第２中間周
波信号Ｓifは、２値化回路３５に供給されて、所定のス
レッショールド値とレベル比較されて２値化される。

【００２６】この２値化回路３５の２値化出力Ｓd は、
イクスクルーシブオア回路で構成される信号乗算器３６
に供給される。

【００２７】この例の場合にも、前述の例と同様に、逆
拡散復調の帰還ループ５０では、いわゆるタウ・ディザ
追跡法が用いられ、また、データ・ビットを復調するた
めの帰還ループ６０は、コスタス・ループが用いられる
が、これらはデジタル化構成とされると共に、それぞれ
の制御信号はマイクロコンピュータ１００において、ソ
フトウエア処理により形成される。

【００２８】すなわち、逆拡散復調のための帰還ループ
５０において、５１は受信機側の疑似雑音符号を発生す
る符号発生器で、これよりは１チップ時間（ＧＰＳの衛
星信号は、50ｂｐｓの軌道パラメータデータが、チップ
速度1.023 ＭＨｚ、周期１ｍsec の疑似雑音符号により
スペクトラム拡散変調されている）の位相差のある進み
（アーリ）符号Ｍｅと遅れ（レート）符号Ｍｄを発生す
る。

【００２９】この符号発生器５１からのアーリ符号Ｍｅ
及びレート符号Ｍｄは、進み・遅れ符号選択器５２に供
給され、この符号選択器５２がアーリ・レート切換器５
３からの切換信号により１ｍsec 毎に切り換えられるこ
とにより、この符号選択器５２から合成疑似雑音符号が
得られ、これが乗算器３６に供給される。そして、この
合成疑似雑音符号と２値化回路３５からの２値化された
中間周波信号Ｓd が、乗算器３６で乗算される。

【００３０】この場合、符号発生器５１の出力符号の位
相及び周波数（チップ速度）を制御するための駆動クロ
ックを発生するクロック発生器５４は、数値制御型可変
周波数発振器（以下ＮＣＯという）で構成される。この
クロック発生器５４には、基準発振器３３からの基準ク
ロックが供給され、クロック発生器５４は、この基準ク
ロックから、マイクロコンピュータ１００の制御より符
号発生器５１の駆動クロックを形成する。

【００３１】そして、符号発生器５１では、このクロッ
ク発生器５４からの位相及び周波数が制御されたクロッ
クにより、アーリ及びレートの疑似雑音符号の位相及び
周波数が制御される。これにより、符号発生器５１から
の疑似雑音符号出力が、２値化回路３５からの中間周波
信号Ｓd に含まれる疑似雑音符号の位相及び周波数に一
致するように制御され、これにより逆拡散がなされる。

【００３２】データ・ビットを復調するための帰還ルー
プ６０のコスタス・ループは、ＮＣＯと９０°移相器と
からなるキャリア発生器６１と、イクスクルーシブオア
ゲートからなる第１及び第２の乗算器６２及び６３と、
カウンタからなるローパスフィルタ６４及び６５と、キ
ャリア発生器６１への制御信号を形成するマイクロコン
ピュータ１００からなる。キャリア発生器６１には、基
準発振器３３からの基準クロックが供給され、キャリア
発生器６１は、この基準クロックから、マイクロコンピ
ュータ１００の制御に応じたキャリアを発生する。

【００３３】マイクロコンピュータ１００は、プログラ
ムソフトウエアによって、図１に機能ブロックとして示
すような各機能を実行する。すなわち、マイクロコンピ
ュータ１００の処理機能を図１の機能ブロックについて
説明すると、乗算手段１０１は、カウンタで構成される
ローパスフィルタ６４と６５からのカウント値を掛け合
わせ、その乗算出力として、受信信号中の搬送波成分と
キャリア発生器６１からのキャリアとの位相差に応じた
出力を得る。ループフィルタ手段１０２は、この乗算手
段１０１からの乗算出力からキャリア発生器６１を制御
する信号を形成し、キャリア発生器６１に供給する。以
上はコスタス・ループ６０の一部を構成する。

【００３４】次に、絶対値検波手段１０３及び１０４
は、ローパスフィルタ６４及び６５からのカウント値出
力を、それぞれ絶対値検波し、その検波出力を加算手段
１０５で加算する。この加算手段１０５からは、符号発
生器５１からの疑似雑音符号と受信信号の疑似雑音符号
との相関レベルを示す信号が得られる。ここで、ローパ
スフィルタ６４，６５の出力を自乗検波せずに、絶対値
検波したのは次のような理由による。

【００３５】すなわち、図９に示した従来のアナログ構
成においては、ローパスフィルタ７，８の相関出力は、
前記相関が取れていれば、図２Ａで破線（イ），（ロ）
で示すように余弦波及び正弦波の関係になる。したがっ
て、これを自乗検波して互いに加算すると、一定のレベ
ルの信号が得られることになる。ところが、この例の場
合、ローパスフィルタ６４，６５の出力は、２値信号で
ある。このローパスフィルタ６４，６５の相関出力は、
前記相関が取れているときには、図２Ａで実線（ハ），
（ニ）で示すように、三角波状になる。このため、ロー
パスフィルタ６４，６５の出力を従来と同様に自乗検波
して加算すると、その加算出力は、図２Ｂに示すよう
に、相関が取れているにもかかわらず、出力レベルが一
定とならず、相関が取れているか否かを判別することが
困難になる。

【００３６】これに対し、この例のように絶対値検波し
た後、加算した出力は図２Ｃに示すように一定の出力レ
ベルとなり、相関が取れているか否かを確実に判別する
ことができる。

【００３７】加算手段１０５の出力は、アーリ・レート
切換器５３からの切換信号により、選択器５２に同期し
て切換手段１０６に切り換えられて、アーリデータ保持
手段１０７及びレートデータ保持手段１０８に蓄積され
る。実質的には、切換手段１０６は不要で、アーリ・レ
ート切換器５３からの切換信号に応じて、アーリデータ
のメモリ領域とレートデータのメモリ領域を選択し、こ
れらアーリデータ及びレートデータを各領域に蓄積す
る。そして、これらアーリデータ保持手段１０７の出力
とレートデータ保持手段１０８の出力とは、減算手段１
０９に供給されて、減算される。そして、その減算結果
がループフィルタ手段１１０に供給されて、クロック発
生器５４の出力である符号発生器５１の駆動クロックの
位相制御のための数値制御信号が形成される。

【００３８】また、加算手段１０５の出力は、サーチ信
号発生手段１１１に供給されると共に、同期信号検出手
段１１２に供給される。サーチ信号発生手段１１１は、
所定の相関がとれるまで、符号発生器５１の出力符号を
１周期スライドさせるようにしてサーチを行うためのサ
ーチ信号を発生する。同期検出手段１１２は、加算出力
を監視して、サーチを行うか、ループフィルタ手段１１
０の出力により位相制御を行うかを決定し、サーチ信号
発生手段１１１の出力とループフィルタ手段１１０の出
力とを切り換える切換手段１１３に切換信号を発生す
る。切換手段１１３の出力は、クロック発生器５４に供
給される。

【００３９】次に、マイクロコンピュータ１００の実際
の処理の流れを、図１の各機能手段の参照符号を対比し
た図３〜図７のフローチャートを参照しながら説明す
る。この図３〜図７の動作は、疑似雑音符号のチップ速
度である１ｍsec 毎に繰り返されるものである。したが
って、カウンタ構成のローパスフィルタ６４，６５は、
その１ｍ秒毎にリセットされる。

【００４０】先ず、図３について説明するに、カウンタ
構成のローパスフィルタ６４からのＩデータを取り込み
（ステップ２０１）、その絶対値を求める（ステップ２
０２）。同様に、カウンタ構成のローパスフィルタ６５
からのＱデータを取り込み（ステップ２０３）、その絶
対値を求める（ステップ２０４）。

【００４１】次に、ステップ２０２で求めたＩデータの
絶対値とステップ２０４で求めたＱデータの絶対値を加
算し、加算結果Ａを得る（ステップ２０５）。そして、
アーリ・レート切換器５３からの切換信号を参照して、
現在のモードが、符号発生器５１がアーリ符号Ｍｅを出
力しているアーリモードか否か判別する（ステップ２０
６）。その判別の結果、アーリモードであれば、加算結
果Ａを例えばＲＡＭのアーリデータ記憶領域に書き込む
（ステップ２０７）。また、レート符号Ｍｄを符号発生
器５１から出力しているレートモードであれば、加算結
果Ａを例えばＲＡＭのレートデータ記憶領域に書き込む
（ステップ２０８）。

【００４２】次に、図４のフローチャートに移る。この
図４の部分は、図１の同期検出手段１１２の部分の動作
に対応する。すなわち、先ず、前記ステップ２０５で求
めた加算結果Ａが、所定のスレッショールド値を越えて
いるか否か判別する（ステップ２１１）。これは、帰還
ループ５０に関して、受信した信号の疑似雑音符号と符
号発生器５１からの疑似雑音符号との相関が取れている
か否かを判別するものである。

【００４３】その判別の結果、相関が取れていると判別
されると、第１のタイマＳを例えば「１０」（１０ｍ
秒）にセットし（ステップ２１２）、また、第２のタイ
マＰを「３００００」（３０秒）にセットして（ステッ
プ２１３）、後述する図６のコスタス・ループ６０の制
御信号を形成するフローチャートに移る。

【００４４】また、ステップ２１１での判別の結果、相
関が取れていないと判別されたときは、第１のタイマＳ
を「１」だけ減じ（ステップ２１４）、このタイマＳの
値が「０」であるか否か判別する（ステップ２１５）。
その判別の結果、タイマＳが「０」でなければ、図６の
フローチャートに移る。

【００４５】また、判別の結果、タイマＳの値が「０」
でないときは、第１のタイマＳの値を「１」に設定し
（ステップ２１６）、第２のタイマＰの値が「０」か否
か判別する（ステップ２１７）。タイマＰの値が「０」
であれば、図５のサーチ信号発生手段１１１及びサーチ
時のループフィルタ手段１０２の動作のフローチャート
に移る。また、タイマＰの値が「０」でなければ、この
タイマＰの値を「１」だけ減じ（ステップ２１８）、後
述する図７の帰還ループ５０のループフィルタ手段１１
０の動作を行うフローチャートに移る。

【００４６】この場合、第１のタイマＳは、帰還ループ
５０で一旦相関が取れている（相関ロック）と検出され
たら、図４のフローチャートが１０回連続して、すなわ
ち１０ｍ秒の間連続して、相関が取れていないとステッ
プ２１１で判別されたときでないと、非相関と検出しな
いようにするためのものである。

【００４７】また、タイマＰは、帰還ループ５０が一旦
相関ロックと検出されたら、非相関（１０ｍ秒の間連続
して相関が取れていないと判別）と検出されたときであ
っても、そのタイマＰで設定された時間、例えば３０秒
間は、その状態を保持し（帰還ループ６０においてルー
プフィルタ１０２によるキャリア発生器６１の出力の制
御及び帰還ループ５０におけるループフィルタ１１０に
よるクロック発生器５４の出力の位相及び周波数制御は
行なう。）、３０秒経過しても未だ相関が取れないと検
出されたとき、図５の相関サーチのフローチャートに移
るようにするためのものである。

【００４８】すなわち、帰還ループ５０で一旦相関ロッ
クと検出されたら、ステップ２１１で相関が取れていな
いと判別されても即座には相関非ロックとせず、さらに
相関非ロックと判別されても直ぐには相関サーチに移ら
ない。このため、実際には相関関係が崩れていない状
態、例えば衛星と受信装置との間に飛行機などの障害物
が一時的に入る状態等の、何等かの原因で瞬時の間、相
関非ロックと検出されても、時間が比較的長く掛かる後
述する相関サーチの動作に移らないようにされる。この
ことにより、瞬時的な受信障害があっても、帰還ループ
５０はその影響をほとんど受けず、安定な受信を行うこ
とができるようにされている。

【００４９】次に、図５のサーチ信号発生手段１１０及
びサーチ時のループフィルタ手段１０２に相当する部分
のフローチャートを説明する。

【００５０】この例のサーチは、次のようにして行う。
すなわち、受信信号は、その中間周波信号Ｓifで見たと
きには、1.023 ＭＨｚ±15ｋＨｚの範囲内に存在してい
る。そこで、この範囲内をサーチすれば、相関を取るこ
とができる。ところが、ループフィルタ手段１０２の帯
域幅は、一般にこのサーチ範囲よりも小さい周波数範
囲、この例では±350 Ｈｚしかなく、相関のサーチは、
このループフィルタ帯域幅範囲でしかできない。

【００５１】このため、この例では、キャリア発生器６
１の出力がある中心周波数ｆｃのところで、符号発生器
５１からのアーリ及びレート符号の１周期分のスライド
を行う。その１周期のスライド制御によって相関が取れ
なかったときには、キャリア発生器６１の発振中心周波
数ｆｃを700 Ｈｚずらし、符号発生器５１のスライド制
御を再び行う。これを±15ｋＨｚの範囲において逐次行
うものである。なお、700 Ｈｚずつ異なる周波数ｆｃの
変更は、プラス方向及びマイナス方向に交互に行うもの
である。

【００５２】すなわち、図５においては、先ず、帰還ル
ープ５０において相関が取れていないことから、相関非
ロック状態の初期化を行う（ステップ２２１）。次に、
符号発生器５１からのアーリ及びレート符号の１周期分
のスライド（位相制御）が完了したか否かを判別する
（ステップ２２２）。例えば符号発生器５１からの疑似
雑音符号の１周期分を全て出力して相関サーチを行うに
は、所定時間、この例では例えば４秒かかるので、１周
期分のスライドが完了したか否かの判断は、この４秒の
タイマを監視することにより行う。

【００５３】このステップ２２２での判別の結果、４秒
経過していれば、符号発生器５１の出力が１周期分サー
チされたにもかかわらず、相関が取れなかったことを意
味するので、コスタス・ループのキャリア発生器（ＮＣ
Ｏ）６１の発振中心周波数ｆｃを予め定めたステップ幅
の周波数Δｆ＝700 Ｈｚだけ変更する数値制御信号を形
成する（ステップ２２３）。そして、その数値制御信号
をキャリア発生器６１に供給する（ステップ２２４）。
その後、符号発生器５１の出力を再び、１周期スライド
させる数値制御信号を形成して、その制御信号をクロッ
ク発生器５４に供給する（ステップ２２５）。

【００５４】ステップ２２２での判別の結果、４秒経過
していなかったときには、未だ符号発生器５１の出力の
１周期のスライドが終了していないことを意味するの
で、コスタス・ループのキャリア発生器６１の発振中心
周波数ｆｃはそのままとして、ステップ２２５に飛び、
符号発生器５１の出力を、１周期スライドさせる数値制
御信号をクロック発生器５４に供給し続ける。このステ
ップ２２５の後は、図３のステップ２０１に戻る（図７
参照）。

【００５５】以上の相関サーチの結果、必ず、どこかで
相関ロックが検出される。

【００５６】そして、相関が取れたことが図４のステッ
プ２１１で検出されると、前述したように、キャリア発
生器６１を精細に制御するための、図６のループフィル
タ手段１０２のフローチャートに移る。このフローチャ
ートの動作、すなわち、相関ロック状態でのキャリア発
生器６１の制御は、次のようにして行う。

【００５７】すなわち、先ず、キャリア発生器６１を前
記相関の取れた発振中心周波数ｆｃに設定する。そし
て、このキャリア発生器６１の制御の基準信号である誤
差信号である乗算手段１０１の出力を参照し、その乗算
出力が正（発振周波数は高い方にずれていることを示
す）のときには、キャリア発生器６１の発振周波数を、
その時の中心周波数ｆｃに対して所定周波数幅例えば30
Ｈｚだけ低くする。逆に乗算出力が負（発振周波数は低
い方にずれていることを示す）のときには、キャリア発
生器６１の発振周波数を、その時の中心周波数ｆｃに対
して所定周波数幅例えば30Ｈｚだけ低くする。この周波
数ずらしを、このフローチャートの動作を行う毎に、す
なわち１ｍ秒毎に行う。そして、この周波数ずらしを、
例えば50ｍ秒間行い、その50ｍ秒間の乗算出力の正の回
数と、負の回数を計数し、両回数を比較する。これを１
つのカウンタで行うとすれば、乗算出力が正のときはア
ップカウント、乗算出力が負のときにはダウンカウント
すればよい。

【００５８】もしも、その時のキャリア発生器６１の発
振中心周波数ｆｃが、受信信号のキャリアにロックして
いるとすれば、50ｍ秒間の前記計数値は、「０」にな
り、一方、その発振中心周波数ｆｃがロック周波数より
高いときには、前記計数値は正になり、また、その発振
中心周波数ｆｃがロック周波数より低いときには、前記
計数値は負になる。したがって、50ｍ秒間の前記計数値
が正のときには、キャリア発生器６１の発振中心周波数
ｆｃを所定ステップ幅、例えば１Ｈｚだけ低くずらし
て、そのずらした発振中心周波数ｆｃで同じ動作を行
う。そして、50ｍ秒間の前記計数値が負のときには、発
振中心周波数ｆｃを所定ステップ幅、例えば１Ｈｚだけ
高くずらして、そのずらした発振中心周波数ｆｃで同じ
動作を行う。以上の制御動作により、キャリア発生器６
１の発振中心周波数ｆｃの受信信号のキャリアに対する
精細な追従制御を行う。

【００５９】すなわち、図６においては、ローパスフィ
ルタ６４及び６５からのカウント値出力を互いに乗算
し、その乗算出力が負の値であるか否か判別する（ステ
ップ２３１）。その判別の結果、正であると判別された
ときには、コスタス・ループについてのカウント値COSC
NTを「１」だけアップカウントし（ステップ２３２）、
キャリア発生器６１の発振周波数を、その時の中心周波
数ｆｃに対して所定周波数幅例えば30Ｈｚだけ低くする
数値制御信号を形成し（ステップ２３３）、これをキャ
リア発生器６１に供給する（ステップ２３４）。また、
ステップ２３１での判別の結果、負であると判別された
ときには、カウント値COSCNTを「１」だけダウンカウン
トし（ステップ２３５）、キャリア発生器６１の発振周
波数を、その時の中心周波数ｆｃに対して前記所定周波
数幅すなわち30Ｈｚだけ低くする数値制御信号を形成し
（ステップ２３６）、これをキャリア発生器６１に供給
する（ステップ２３４）。

【００６０】次に、第３のタイマＣ（初期値は50であ
る）の値を「１」減じる（ステップ２３７）。そして、
そのタイマＣの値が「０」であるか否か判別する（ステ
ップ２３８）。この判別の結果、タイマＣの値が「０」
でなければ、すなわち、発振中心周波数ｆｃがセット又
は変更されてから未だ50ｍ秒経過してしなければ、次の
図７のフローチャートに移る。

【００６１】また、ステップ２３８での判別の結果、タ
イマＣの値が「０」であると判別されたときには、つま
り発振中心周波数ｆｃがセット又は変更されてから50ｍ
秒経過したときには、カウント値COSCNTが「０」か否か
判別する（ステップ２３９）。そして、カウント値COSC
NTが「０」であれば、その発振中心周波数ｆｃのままと
して、ステップ２４４に飛び、タイマＣの値を初期値＝
50にセットする。

【００６２】一方、カウント値COSCNTが「０」でなけれ
ば、そのカウント値COSCNTが正であるか否か判別する
（ステップ２４０）。その判別の結果、正であると判別
したときには、キャリア発生器６１の発振中心周波数ｆ
ｃを１Ｈｚ下げる制御信号を形成し（ステップ２４
１）、これをキャリア発生器６１に出力する（ステップ
２４３）。また、ステップ２４０での判別の結果、負で
あると判別したときには、キャリア発生器６１の発振中
心周波数ｆｃを１Ｈｚ上げる制御信号を形成し（ステッ
プ２４２）、これをキャリア発生器６１に出力する（ス
テップ２４３）。

【００６３】その後、ステップ２４４に進んで、タイマ
Ｃの初期値セットを行った後、ステップ２４５に進ん
で、カウント値COSCNTの値を次の50ｍ秒間の計数のため
に「０」にセットする。そして、次の図７のフローチャ
ートに移る。

【００６４】図７のフローチャートは、減算手段１０９
及びループフィルタ手段１１０の部分の動作を示してい
る。この例の場合には、符号発生器５１の制御は次のよ
うにして行う。

【００６５】すなわち、相関出力である加算手段１０５
からのアーリデータＥＡとレートデータＬＡとの差ＤＩ
＝ＥＡ−ＬＡを求め、その差ＤＩの値が正で、所定値を
越えているときには、すなわち、アーリ符号Ｍｅの方が
より相関が強いときには、符号発生器５１の出力位相を
より進ませるように制御し、前記差ＤＩの値が負のとき
で、所定値を越えているときには、すなわち、レート符
号Ｍｄの方が相関が強いときには、符号発生器５１の出
力を遅らせるように制御する。そして、差ＤＩの値が
「０」を中心に所定範囲内である時は、そのままの状態
を保持するようにする。

【００６６】図７の実際的な動作においては、この例の
場合、前記差ＤＩとして、符号発生器５１の制御に関す
るカウンタのカウント値PNCNT を考える。そして、前記
所定値をカウント値＋ＰＮ及び−ＰＮとし、図８に示す
ように、カウント値PNCNT は、カウント値＋ＰＮより大
きくなるときは常に＋ＰＮとなり、カウント値−ＰＮよ
り小さくなるときは常に−ＰＮとなるように設定してお
く。

【００６７】以上の位相制御に加えて、符号発生器５１
の出力符号のチップ速度（周波数）のチェックを、コス
タス・ループ６０のキャリア発生器６１の出力周波数に
基づいて行うようにする。これは、符号発生器５１の駆
動回路であるクロック発生器５４の出力周波数と、キャ
リア発生器６１の周波数とは、所定の関係が成立してい
ることを利用する。すなわち、帰還ループ５０がロック
すれば、コスタス・ループ６０のキャリア発生器６１の
発振すべき周波数を計算で求めることができる。逆に言
えば、コスタス・ループ６０がロックしていれば、符号
発生器５１の設定周波数をコスタス・ループ６０のキャ
リア発生器６１の分解能で求めることができる。つま
り、両者の周波数比は１：１５００であるので、約１５
００倍の精度で帰還ループ５０の周波数制御をすること
ができることになる。

【００６８】すなわち、図７のフローチャートにおいて
は、先ず、加算手段１０５の出力であるアーリデータＥ
ＡとレートデータＬＡとの差を求め、その差ＥＡ−ＬＡ
が負か否かを判別する（ステップ２５１）。その判別の
結果、前記差が正であれば、アーリ符号Ｍｅのときの相
関レベルの方が大きいので、カウント値PNCNT を「１」
だけアップカウントする（ステップ２５２）。そして、
そのカウント値PNCNTが、前記所定値＋ＰＮに等しいか
否か判別する（ステップ２５３）。そして、その判別の
結果に応じてクロック発生器５４への制御出力値をＸ，
Ｙ，Ｚの３種、用意しておく。

【００６９】そして、ステップ２５３での判別の結果、
カウント値PNCNT ＝＋ＰＮであるときには、制御出力値
Ｘは、符号発生器５１の出力位相をそのままの状態とす
る制御値Ｎｏｗｆとし、制御出力値Ｙ，Ｚは、符号発生
器５１の出力位相を進ませるようにするクロック発生器
５４の制御値Ｆａｓｔとする（ステップ２５４）。

【００７０】また、ステップ２５３での判別の結果、カ
ウント値PNCNT ≠ＰＮであるときには、−ＰＮ＜PNCNT
＜＋ＰＮであるので、制御出力値Ｘは、符号発生器５１
の出力位相を遅らせるようにするクロック発生器５４の
制御値Ｓｌｏｗとし、制御出力値Ｙは、そのままの状態
とする制御値Ｎｏｗｆとし，制御出力値Ｚは符号発生器
５１の出力位相を進ませるようにするクロック発生器５
４の制御値Ｆａｓｔとする（ステップ２５５）。

【００７１】また、ステップ２５１での判別の結果、差
ＤＩが負であると判別されたときは、レート符号Ｍｄの
ときの相関レベルの方が大きいので、カウント値PNCNT
を「１」だけダウンカウントする（ステップ２５６）。
そして、そのカウント値PNCNT が、前記所定値−ＰＮに
等しいか否か判別する（ステップ２５７）。そして、ス
テップ２５７での判別の結果、カウント値PNCNT ＝−Ｐ
Ｎであるときには、制御出力値Ｘ，Ｙは、符号発生器５
１の出力位相を遅らせるようにするクロック発生器５４
の制御値Ｓｌｏｗとし、制御出力値Ｚは、符号発生器５
１の出力位相をそのままの状態とする制御値Ｎｏｗｆと
する（ステップ２５８）。また、ステップ２５７での判
別の結果、カウント値PNCNT ≠−ＰＮであるときには、
−ＰＮ＜PNCNT ＜＋ＰＮであるので、ステップ２５５に
進む。

【００７２】次に、コスタス・ループ６０のキャリア発
生器６１の出力周波数を用いてループ５０の符号発生器
５１の出力周波数の計算をし、その出力周波数値に対す
るクロック発生器５４の制御値を設定しておく（ステッ
プ２５８）。そして、その制御値と、現在の符号発生器
５１に対するクロック発生器５４の制御値とを比較し、
その差が所定範囲内にあるか否か判別する（ステップ２
６０）。その判別の結果、前記差が所定範囲内であれ
ば、クロック発生器５４に対しての制御値を前記制御値
Ｙとする（ステップ２６１）。つまり、−ＰＮ＜PNCNT
＜＋ＰＮであるときは、そのままの状態を保持し、PNCN
T ＝＋ＰＮであるときには、符号発生器５１の出力位相
を進ませるようにする制御値Ｆａｓｔとし、カウント値
PNCNT ＝−ＰＮであるときには、符号発生器５１の出力
位相を遅らせるようにする制御値Ｓｌｏｗとする。

【００７３】また、ステップ２６０での判別の結果、前
記差が範囲外であれば、前記差が正であるか負であるか
により周波数が高いほうにずれているか否か判別する
（ステップ２６２）。その判別の結果、高いほうにずれ
ていれば、クロック発生器５４に対しての制御値を前記
制御値Ｘとする（ステップ２６３）。つまり、−ＰＮ＜
PNCNT ＜＋ＰＮであるとき、また、PNCNT ＝−ＰＮであ
るときには、符号発生器５１の出力位相を遅らせるよう
にする制御値Ｓｌｏｗとする。また、PNCNT ＝＋ＰＮで
あるときには、符号発生器５１の出力位相をそのままの
状態とする。

【００７４】また、ステップ２６２での判別の結果、周
波数が低いほうにずれていると判別されたときには、ク
ロック発生器５４に対しての制御値を前記制御値Ｚとす
る（ステップ２６４）。つまり、−ＰＮ＜PNCNT ＜＋Ｐ
Ｎであるときと、PNCNT ＝＋ＰＮであるときには、符号
発生器５１の出力位相を進ませるようにする制御値Ｆａ
ｓｔとする。また、PNCNT ＝−ＰＮであるときには、符
号発生器５１の出力位相をそのままの状態とする。

【００７５】以上の図３〜図７のフローチャートが１ｍ
秒ごとに繰り返されるものである。

【００７６】なお、この発明は、ＧＰＳ等の位置測定シ
ステムのみならず、スペクトラム拡散信号の受信装置の
全てに適用できる。

【００７７】また、搬送波の変調方式は、前述の例のよ
うな直交位相変調に限られるものではなく、種々の変調
方式を使用できることはもちろんである。さらに、搬送
波には、この例の軌道パラメータデータのようなデータ
を重畳させる必要はなく、搬送波のみを伝送するもので
あってもよい。

【００７８】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、デジタル高集積化と、ソフトウエア化によって構成
でき、低価格化、小形化、低消費電力化、高品質化を実
現することができる。

【００７９】また、この発明によるコスタス・ループ制
御装置を用いた受信装置によれば、受信信号の疑似雑音
符号と受信装置の疑似雑音符号の発生器の出力との相関
をとるための帰還ループでは、中間周波信号を２値化し
て疑似雑音符号発生器の出力と乗算するので、従来のよ
うな平衡変調器を必要とせず、そのため、平衡変調器の
平衡性を保つための回路技術を要しない。

【００８０】また、デジタル化した構成であるので、可
変周波数発振器はＮＣＯが使用でき、従来のようなＶＣ
Ｏを使用する必要がなく、ＶＣＯの線形性を維持するた
めの回路技術を要しないと言うメリットがある。

【００８１】また、以上のようにデジタル構成であるの
で、前述したようなアナログ回路技術を必要とせずに、
安定な受信をすることができ、多チャンネル受信機に適
用したとき、チャンネル間の干渉とバラツキが無い。更
に、ソフトウエア化によって、ループフィルタで決めら
れる各種パラメータを容易に変更することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施の形態のブロック図である。

【図２】受信信号中の疑似雑音符号と、受信装置側の疑
似雑音符号との相関に応じたレベル出力を説明するため
の図である。

【図３】図１のマイクロコンピュータ１００の一部の動
作のフローチャートである。

【図４】図１のマイクロコンピュータ１００の一部の動
作のフローチャートである。

【図５】図１のマイクロコンピュータ１００の一部の動
作のフローチャートである。

【図６】図１のマイクロコンピュータ１００の一部の動
作のフローチャートである。

【図７】図１のマイクロコンピュータ１００の一部の動
作のフローチャートである。

【図８】図７のフローチャートの動作原理を説明するた
めの図である。

【図９】従来のスペクトラム拡散信号受信装置の一例の
ブロック図である。

【符号の説明】

３２…ＲＦ処理回路、３３…基準発振器、３５…２値化
回路、３６…信号乗算回路、５０…逆拡散のための帰還
ループ、５１…受信装置側の疑似雑音符号を発生する符
号発生器、５４…符号発生器５１を駆動するためのクロ
ック発生器（ＮＣＯ）、６０…コスタス・ループ、６１
…キャリア発生器（ＮＣＯ）、６２，６３…信号乗算回
路、６４，６５…ローパスフィルタ、１００…マイクロ
コンピュータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者森永英一郎東京都品川区北品川６丁目７番35号ソニー株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号と、数値制御型可変周波数発振器
の出力から得られる互いに直交する位相の周波数信号と
を乗算する第１及び第２の乗算回路と、前記第１の乗算回路及び第２の乗算回路からの出力に基
づいて前記数値制御型可変周波数発振器を制御する制御
信号を生成する制御信号生成回路とからなるコスタス・
ループの制御装置であって、前記制御信号生成回路は、前記第１及び第２の乗算回路の出力に基づく第１及び第
２のデジタル・データを乗算する乗算機能と、その乗算
結果の出力の正負に応じて極性が反転した信号を累積
し、その累積した信号を前記数値制御型可変周波数発振
器に出力する機能をマイクロコンピュータによって実現
したことを特徴とするコスタス・ル−プ制御装置。