JP2620219B2 - デジタルナブスター受信機 - Google Patents

デジタルナブスター受信機

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JP2620219B2
JP2620219B2 JP60006651A JP665185A JP2620219B2 JP 2620219 B2 JP2620219 B2 JP 2620219B2 JP 60006651 A JP60006651 A JP 60006651A JP 665185 A JP665185 A JP 665185A JP 2620219 B2 JP2620219 B2 JP 2620219B2
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チ チユン ワン アンドリユー
ロイ フイアーンヘツド グラハム
ジヨン ゲイル シモン
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    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
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    • G01S19/21—Interference related issues ; Issues related to cross-correlation, spoofing or other methods of denial of service

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はナブスター（Navstar）衛星航法システム用
受信機に関する。
ナブスターは全世界を連続的に全天候カバーすべく計
画中の高精度の三次元位置及び速度情報を与える衛星航
法システムである。
完全なナブスターシステムは18個の衛星が地球の赤道
面に対して55度傾いた半径26600kmのほゞ円軌道上に配
置されるよう計画されている。各衛星はL1,L2で表わさ
れる中心周波数がそれぞれ1575及び1228MHzの２つの航
法信号を送信する。
両信号は原子標準時にロツクインされた変調手段によ
つて位置情報を伝達する。この変調形式（それが明確に
定義されていてもランダムのように見える擬似乱数コー
ドとして知られている）は各衛星で特有である。
４個の衛星（第１図）を監視し、無線周波数搬送波の
ドツプラーシフトと共に受信したコードの位相を受信機
内のクロツクで測定することにより、利用者は特定の衛
星までの距離及び距離変化率を算出できる。それらの衛
星の運動についてのデータも送信信号上へ変調されてお
り、利用者は該データを復調し方程式（第２図）を解く
ことで自分の３次元位置と速度を求め、さらに自分のク
ロツクを衛星の時刻に合致するよう修正することができ
る。
また自分が地球表面上あるいは既知の高度を運動する
よう拘束されているときは３個の衛星を使つて２次元測
定をしてもよい。受信機の制御ソフトウエアは視野内に
ある衛星から航法計算に最適な位置関係を与えるサブセ
ツトを選択せねばならぬ。
実際には各衛星から２つの擬似ランダムコードが送信
される。第１のコードは衛星からの信号捕捉を助け概略
の航法情報を与えるので概略／捕捉（C/A）コードと呼
ばれる。第２は10倍速い変調速度をもち該システムの完
全な航法精度を与えるので精密（Ｐ）コードと呼ばれ
る。
基本的なナブスター受信機は低雑音増巾器と好都合な
中間周波数へのダウンコンバータを含み、その後にどの
衛星からの送信でも追跡できるコード及びキヤリヤ追跡
チヤンネルが１つないしそれ以上接続するのが典型的で
ある。これにはまた距離及び距離変化率測定回路が付属
する。
コード追跡ループの目的は受信機内に設けられたコー
ド発生器を受信擬似乱数シーケンスに追従させることに
より追跡している衛星までの距離情報を与えることにあ
る。
位置と速度の推定値を与えるためには受信機は多数の
衛星の送信とロツクされていなければならない。第１図
に示した４個の衛星を必要とする完全に３次元の位置推
定の場合ではコード追跡ループを受信信号ロツクさせ、
次いでループ内のコード発生器に現われる特定の状態を
受信機のクロツクでタイミング測定することで４つの
「擬似距離」の測定値が得られる。この測定は受信機ク
ロツクのドップラーシフトによるオフセットが未だ決定
されていないので真の距離でない「擬似距離」について
のものである。
同様に搬送波追跡ループの電圧制御発振器の周波数を
受信機内のクロツクにより決められたゲート時間の間測
定することにより「擬似距離変化率」が得られる。これ
らはクロツクに周波数誤差が含まれるため真の距離変化
率に対して誤差を有している。これらの測定データは各
衛星から送られるそれらの運動データと合わせると航法
情報について解くことができる。これは４個の未知数に
ついて解くには４個の観測点が必要な事情による。
このようにしてドップラーシフトによってクロックに
周波数誤差が含まれ、この周波数誤差を求める場合、従
来の受信機構成では、複雑な計算回路を必要とした。ま
た、機器によってディジタル化ビット数が異なると、そ
れ専用の周波数誤差補正回路を必要とした。
本願発明の目的は、ドップラーシフトによるクロック
の周波数誤差を簡易な回路でデジタル技術を用いて補正
できる受信機を提供することにある。
ディジタルアドレス信号と、ディジタルアドレス信号
に対応する位相回転を制御するデータより構成されるル
ックアップ表を格納するディジタルデータメモリ手段
と、衛星から受信した入力信号をディジタルデータメモ
リ手段に対応するディジタルアドレス信号へ変換するデ
ィジタル変換手段と、ディジタルアドレス信号に対応す
るディジタルデータメモリ手段の位相回転を制御するデ
ータより位相回転を実行するため第１の制御信号を出力
するディジタルデータ制御手段と、第１の制御信号が印
加され、チャネル信号処理を行い、受信機のコード及び
キャリア追跡を制御するための第２の制御信号を生成す
るチャネル信号処理手段と、チャネル信号処理手段で生
成された第２の制御信号に応じてベースバンド信号位相
子の回転補正を行うことにより受信機ループ内でドップ
ラー追跡を行うと共に、ディジタルデータメモリ手段へ
の追加のディジタルアドレス信号を発生する補正手段と
を含み、位相回転を実行する。
実施例 第３図は一般的なナブスター受信機の構成を示す。信
号はＬ−バンドで受信されて一連の増巾及び無線周波
数，中間周波数及びゼロ中間周波数へのダウンコンバー
ジヨンの段階を通される。過程のある時点で信号はデジ
タルプロセツサによる情報抽出がなされるようアナログ
−デジタルインターフエースを通る。コード及びキヤリ
ヤループがソフトウエア内で閉じていればプロセツサは
さらに必要なフイードバツク制御信号を与える。
コード及びキヤリヤ（ドツプラー）注入を行える場所
はアナログベースバンド中間周波数部やデジタルベース
バンド部など数多くある。注入点以降の受信機回路系統
は特定の衛星からの信号受信に専用されるようになる。
従つて複数の衛星からの送信を受けるためにこの点以降
の回路は必要な衛星の数だけ複製，あるいは同数の回路
間でタイムシエア（循環ないしマルチプレツクス方式に
て）されるようにせねばならない。従つて回路構成を複
雑にしないためには注入点は回路系統のできるだけ後部
へ設けるのがよい。デジタルベースバンドにてコード相
関とドツプラー補正を行なえばこの過程が最後部位で行
われることになる。
ベースバンドを用いた解決策は他の面からも好ましい
ものである。ベースバンドでコード相関を実行すれば混
合器のかわりに乗算器を用いることができ、混合器リー
ク問題を回避できる。相関前の帯域巾を定義する波器
の安定性とＱ値は中間周波数ではその要求が極めて厳し
いが、ベースバンドにおいては低域波を実行すること
で問題が大巾に軽減される。また合成器へ中間周波数ド
ツプラー注入を実行するために複数の転送ループを用い
る必要が回避できる。
ベースバンドでデジタルドツプラー補正を行う方式を
採用することは必要な受信機チヤンネルの数に無関係に
１個のゼロ中間周波数へのダウンコンバータとそれに続
く一対のA/D変換器の使用が可とされるので極めて望ま
しい。
ベースバンドにおける信号位相を表現するには位相子
と呼ばれる位相ベクトルの実数部と虚数部を表わす同相
（Ｉ）と直角位相（Ｑ）と略記されるＩ及びＱチャンネ
ルが必要である。位相子は、A/D変換器（71a,71b）によ
って任意の時間毎にサンプルされ、位相子サンプルを生
成する。ドップラーシフトは位相子を回転させるので、
一連の位相子サンプルをアキュムレート（加算）するこ
とによってフィルタリングが行われてドップラー損失が
生じる。このフィルタリングは、平均化のために行われ
る。この様子は第４図に示されている。位相子サンプル
の加算によって最終的に平均化されたドップラー損失を
示すベクトルに至っている。従って明瞭なドップラー損
失が生じる前に位相子の回転は除去せねばならない。
信号ベクトルは指数形式で次のように表わされる： ＝Aeｊ（ωNT＋φ）Ｎ＝0,1,2… ここで信号振巾をA,ドツプラー周波数をω，サンプル
間隔をT,そして任意位相角をφとした。
位相回転を除去するためには信号ベクトルに逆転単位
ベクトルを乗ぜねばならない： ＝Aeｊ（ωNT＋φ）・ｅ−ｊωNT＝Aeｊφ これで位相子は静止し、損失なしに時間アキユムレー
トされるようになる。
実際のＩ及びＱチヤンネルの逆転演算の実行は乗部を
実数部と虚数部で表現するとわかりやすい： この変換を第５図に模式的に示す。
回転角ωNTは第６図に示す形式の数値制御発振器（NC
O）で与えるのが便利である。角度はＭビツトのデジタ
ルワードで表わされる。必要な最長ワード数は回転演算
の際許容できる最大位相雑音によつて決る。生ずる位相
雑音は量子化された雑音のrms平均を評価することで求
められる。６ビツトの場合0.098ラジアン単位の位相量
子化ではrms位相雑音のσφは σφ ２＝0.0982/12, すなわちσφ＝0.028rad.rms.が与えられる。
この値は普通ナブスター位相追跡ループで予想される
熱雑音よりはるかに低い。
NCOの周波数域と分解能はNCOを更新する間に顕著な位
相誤差が蓄積しないよう予期されるドツプラー域を十分
カバーし又十分細かいものでなければならない。±10kH
zのドツプラー域は衛星自身の全ドツプラー域±4kHzと
利用者の速度域であるマツハ±3.8を包含するに十分で
ある。機器の周波数分解能を考えてNCOはループ帯域巾
の約２倍の実行速度で更新されるものとする。更新速度
1Hzの狭帯域の場合0.01Hzの周波数分解能では最悪の場
合0.06ラジアンの位相誤差が生じる。これは前記位相
雑音と同程度である。従つてNCO制御に必要なビツト数
は、次で定義される： NCOのビツト数は、周波数分解能によって分配された
ドップラ範囲を以下のように対数で表すことによって求
められる。
周波数分解能ΔＦ＝Fclock/2m Fclock＝クロック周波数（＝2.0×103Hz） ΔＦ＝0.01Hz 従って、 ｍ＝log2（2.0×103/0.01）21ビット NCOの出力は、大きな位相誤差をさけるために、サン
プル時間毎に変化するので、NCOの更新レート及び分解
能は、サンプル間の位相誤差が結果に影響するほど大き
くならないような値でなければならない。
NCOの位相出力は、第６図に示すように時間毎に位相
データが加算されるので、鋸歯状となる。従って、不連
続な位相変化となる。しかし、実際には、このような位
相変化に、サンプリング工程において疑似ランダムなジ
ッタが加わる。
NCOはまた位相鋸歯状波出力のジツタを防ぐために十
分高速でクロツクされねばならない。これによってジッ
タは最小化される。このジツタは発振器が１出力サイク
ル当り有限な数の出力のみを生成していることに起因す
る。従つてこの問題は最大周波数で最悪となる。この問
題を位相量子化雑音のレベルまで減ずるためには１出力
サイクル当り約64個の出力サンプルが必要とされる。こ
れは640kHzのクロツク速度に相当する。
相関器出力をある時間にわたりアキユムレートした後
での位相回転子の位置決めはアキユムレート時間中に明
瞭なドツプラー損失がなかつた場合のみ許される。損失
はアキユムレータの周波数応答Ｆ（ω）を調べることで
簡単に評価できる： 10kHzの最大のドツプラー周波数では最大損失を1dBと
するとＮは547を越えられない。これだけのアキユムレ
ートがある状態で位相回転子を置くと装置のスループツ
ト速度が20MHzから40kHzへと低下する。さらにアキユム
レートを続ければデータ出力速度をマイクロプロセツサ
でも扱えるように十分低下させることができる。これは
1kHzのオーダであろう。しかし本構成については必要な
Ｉ及びＱワード長について検討すべき側面がまだ残つて
いる。
Ｉ及びＱのデジタル化に必要なビツト数は目的如何で
ある。2dBの損失が許容できるなら単一ビツト変換が適
当であろう。しかし２ビツトを用いるとこの損失は0.6d
Bまで減少させ得る。これら２つの場合は信号対雑音比
が負であることを仮定している。アキユムレーシヨン段
階が進むにつれてこの仮定は必ずしも正しくなくなりよ
り多くのビツトが必要とされるようになろう。
従つて位相回転が実行される点は機器の種類によるで
あろう。20MHzで作動している２ビツトの回転演算器は
相関演算器の直前又は直後に設置することができる。あ
るいはより遅いがより多い語長を有する回転演算器を相
関後における少量のアキユムレートの後に用いてもよ
い。
２ビツト20MHzの解決策はPORMルツクアツプ表を用い
ることで簡単に実行できることがわかる。アドレスは４
ビツトのＩ及びＱ信号データと位相回転を定義するのに
必要な６ビツトより構成される。出力は単純な回転を受
けた４ビツトのＩ及びＱ情報である。それゆえPROMサイ
ズは1k×４の構成の4kビツトである。もし単一ビツトデ
ジタル化が適当ならばこれは256×２ビツトに減らせ
る。
この概念を一歩進めて回転演算PROMの中に単一ビツト
相関演算機能を統合することもできよう。さらには即時
相関演算及び切換式又は専用の早期／遅延相関演算も統
合できよう。切換による早期／遅延の場合PROMは12本の
アドレス線と８ビツトのワード長が必要であり32kビツ
トPROM指定される構成を第７図に示す。
全チヤンネルへのＬ−バンド入力信号はまず一連のダ
ウンコンバージヨンにより無線周波数及び中間周波段を
通つて周波数F0＋Ｄへと変換される。生成した中間周波
信号は２つの混合器70aと70bへと局部発振信号F0と共に
直交位相で送られる。このようにして得られたＩとＱ信
号は低域波してA/D変換器71a,71bへ加えられる。非ガ
ウス型妨害信号（信号の振幅の確率分布関数が正規或い
はガウシアン分布で表されない信号）を除去するために
適応閾値技術が用いられる。プログラム可能メモリチッ
プ72内部の構成を第８図に示す。I,Q信号はそれぞれ早
期、遅延及び即時（e,l,p）の３つの時間で複製され、
それぞれ、第５図の回路を通過し出力される。上述の一
連の動作は、メモリで構成できる。プログラム可能メモ
リチツプ72をアドレスするために早期，遅延及び即時
（e,l,p）相関サンプリング値共々２ビツトのデジタル
化が行われる。対応する早期，遅延あるいは即時出力条
件は別々にアキユムレートされチヤンネルプロセツサ73
へ供給される。チヤンネルプロセツサによりコード発生
器の状態を監視し、距離及び距離変化率が測定される。
数値制御発振器74はチヤンネルプロセツサに応じて必要
な位相回転角を導出しＩ及びＱのデジタル化並びにe,l,
pコードサンプリングと共にPROMアドレスの一部を形成
する６ビツトのワードを発生する。
しかしながらプロセツサの主たる機能はコード及びキ
ヤリア位相の追跡を維持することにある。
コード位置の誤差は早期及び遅延相関サンプルを差分
することで簡単に評価できる。これらは演算I2＋Q2を早
期及び遅延出力について実行することで導出される。こ
のデジタル処理ではチヤンネルバランスは問題にならな
いことに注意されたい。コード位置誤差評価はそれがコ
ード発生器を更新、従つて追跡ループが閉鎖される前に
ソフトウエアループフイルタへと加えられる。
キヤリア位相評価は即時相関サンプルに対しCostas I
・Ｑ・技術を用いてなされる。その後でコードループと
同様にキヤリアループも閉鎖される。キヤリア周波数評
価は下の演算を時系列I,Q対について実行することによ
りなしてもよい： この誤差周波数は初期キヤリア位相捕捉を補助するの
に用いることができ、又激しい妨害でキヤリア位相追跡
ループの使用が不可能な場合にも周波数推定を与えるた
めに用いることができる。
本構成では受信チヤンネルの追加コードが発生器,NCO
及びPROMを追加することで簡単にできる。同一のA/Dモ
ジユール及びチヤンネルプロセツサを追加チヤンネルに
ついても用いることができる。しかしもしL1とL2を同時
に受信しようとすると別々のA/D変換モジユールが必要
となろう。
低性能受信チヤンネルに対しては２ビツト適応閾値A/
D変換器のかわりに単一ビツトユニツトを用いてもよ
い。相関演算器は早期／遅延切換型で十分で、従つて一
対のＩ及びＱ出力があればよい。
多数の衛星についての同時処理，又は同一衛星の別々
の信号区間についての同時処理が必要ならば多数の直列
相関ブロツクを並列に用いることができる。
以上説明したように本発明に係る受信機は、メモリを
用いた簡易な回路によってドップラーシフトによる影響
を補正することができる。さらに、ディジタル化に必要
なビット数など機器の種類により異なってもメモリを変
換するのみで多様な化様に対処することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はナブスター衛星航法システムを示す図、第２図
はナブスターシステムにおいて解かれる方程式を説明す
るための図、第３図は一般的なナブスターの構成を示す
図、第４図はドツプラーシフトの影響を説明するための
図、第５図は位相角の回転を説明するための図、第６図
は数値制御発振器を示す図、第７図はナブスター受信機
のチヤンネルを示す図、第８図はプログラム可能メモリ
チップの構成図である。 70a,70b……混合器、71a,71b……A/D変換器、72……PRO
M、73……チヤンネルプロセツサ、74……数値制御発振
器。
フロントページの続き (72)発明者 シモン ジヨン ゲイル イギリス国 ハートフオードシヤ ビシ ヨツプス ストートフオード ソーンベ ラ ガーデンズ 53番地 (56)参考文献 特開 昭56−146346（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−127638（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−180632（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】衛星から受信した入力信号を第１のデジタ
    ルアドレス信号としてデジタル化直交信号へ変換するデ
    ジタル変換手段（71a,71b）と、 前記第１のデジタルアドレス信号で示される前記デジタ
    ル化直交信号と第２のデジタルアドレス信号で示される
    特定のコードとの相関をとる動作と、キャリア追跡のた
    めに前記デジタル化直交信号で表されるキャリアとして
    のベースバンド信号位相子の位相回転を第３のデジタル
    アドレス信号によって行う動作とに使用されるデータが
    ルックアップ表の形式で格納され、前記ルックアップ表
    の前記データは複素乗算の機能を実行することなく読出
    し可能なデジタルデータメモリ手段（72）と、 前記第1,第2,及び第３のデジタルアドレス信号でアクセ
    スされることによって前記デジタルデータメモリ手段か
    ら出力された前記データを整合フィルタとして処理する
    デジタルデータ処理手段（78a〜78f）と、 前記デジタルデータ処理手段から出力された出力信号に
    基づいて、受信機における前記特定のコード及び前記キ
    ャリア追跡を制御するためにそれぞれ第１及び第２の制
    御信号を出力するチャネル信号処理手段（73）と、 前記第１の制御信号に応じて決定される前記特定のコー
    ドに対応する前記第２のデジタルアドレス信号と、受信
    機ループ内でキャリア追跡を行うために前記第２の制御
    信号に応じてベースバンド信号位相子の回転補正を行う
    ための前記第３のデジタルアドレス信号とを生成する補
    正手段（76,74）と を含むことを特徴とするデジタルナブスター受信機。
JP60006651A 1984-01-19 1985-01-17 デジタルナブスター受信機 Expired - Lifetime JP2620219B2 (ja)

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GB08401431A GB2153177B (en) 1984-01-19 1984-01-19 Digital navstar receiver
GB8401431 1984-01-19

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JPS60178372A JPS60178372A (ja) 1985-09-12
JP2620219B2 true JP2620219B2 (ja) 1997-06-11

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JP60006651A Expired - Lifetime JP2620219B2 (ja) 1984-01-19 1985-01-17 デジタルナブスター受信機

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