CN101356449B - 为接收自多种卫星系统的卫星信号执行信号相关的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种计算来自多个卫星定位系统中一个系统的卫星信号与伪随机码基准之间的卷积的方法和装置。所述方法和装置能够在多种分辨率模式下工作，从而增强卷积处理的灵敏度。

Description

为接收自多种卫星系统的卫星信号执行信号相关的方法和装置
技术领域
本发明涉及用于数字信号接收机的信号相关器，更具体地说，涉及为从多种卫星系统中的卫星(例如，全球定位系统(GPS)卫星和伽利略系统卫星)接收的信号执行信号相关的方法和装置。
背景技术
全球导航卫星系统(GNSS)利用来自全球定位系统(GPS)卫星和伽利略系统卫星的卫星信号，以使用来自任一系统的卫星信号确定位置。但是，卫星信号接收机通常设计为接收来自一个卫星系统中的卫星信号，例如，全球定位系统或伽利略系统，而不是两者都接收。这样，接收机必须等待至少四个可见的GPS卫星，提供足够强的信号使卫星信号接收机能获取该信号。24个GPS卫星的星群通常对用户在户外地区确定他们的位置是足够的，例如，4到8个卫星通常对接收机可见。但是当GPS接收机运行在有树、山或建筑物挡住了天空视线的地区时，接收机将不能确定准确的位置，或者完全不能运行。
为了使GNSS接收机在低信号幅度下能接收卫星信号，将发送辅助信息到接收机，使接收机能获取并追踪信号。该辅助信息包括卫星轨道信息、定时同步信息、多普勒频率信息等。GNSS接收机通常具有相关电路(correlation circuit)，其定位和跟踪接收的卫星信号的相关峰值(correlation peak)。辅助信息用来帮助相关器电路识别合适的代码相位和频率估计以用于获取和跟踪卫星信号。
由于每个GNSS系统使用不同的调制方法，所以在伽利略接收机和GPS接收机之间的相关器电路不同。例如，GPS卫星在1毫秒的时间内使用重复的1023码片传输伪随机噪声(PRN)调制信号，而伽利略系统在4毫秒的时间内使用4092码片，但也增加了双相偏置载频(binary offset carrier，缩写为BOC)码，其将信号“扩展”到两倍的GPS信号带宽，即在两倍PRN码率下4092比特PRN码与二元信号一起调制。
由于这些信号的不同，GPS信号和伽利略信号的接收机是不兼容的。这样，为产生准确的位置，针对单一卫星系统而设计的接收机必须有来自该卫星系统中的四颗卫星的足够强的信号。在特定的情形下，这是不可能的，接收机将无法计算位置或需要花很长的时间来计算位置。作为另一种替代方案，接收机具有专用于每个卫星系统的相关器电路；这样便可将接收机中的电路大小加倍。
因此，需要一种改进的卫星信号接收机，使用通用的相关器电路就能获取来自多种卫星系统中的卫星信号。
发明内容
本发明提供了一种关联接收自多种卫星系统的卫星信号的方法和装置。该方法和装置提供了多个信道，其中的每个信道能接收和处理来自多种卫星系统的卫星信号。在一实施例中，每个信道能接收来自GPS卫星和/或伽利略卫星的信号。采用偏相关(partial correlation)技术，每个信道中的相关器在输入信号(例如GPS信号或伽利略信号)和伪随机噪声(PRN)码基准之间计算全卷积。
附图说明
为了使本发明更容易理解，下面结合附图对本发明详细说明，图中：
图1是形成伽利略卫星信号的BOC调制的伪随机噪声信号的频谱图；
图2是使用全相关的伽利略信号的自相关函数与“滤波后”的伽利略信号产生的自相关函数的比较图；
图3是组成本发明的GPS接收机的模块图；
图4是用于接收GPS信号和伽利略信号两者的调谐器的示意图；
图5是当接收GPS信号时由图1产生的波形图；
图6A和图6B是图3的本发明实施例的运行方法的流程图；
图7是用传统方法计算全卷积的例子的示意图；
图8是使用本发明计算全卷积的方法的示意图；
图9是适用于图3的发明的代码查找装置的实施例；
图10是适用于图3的本发明另一个实施例中的两维代码移位寄存器的实施例；
图11是组成本发明的另一个实施例的GNSS接收机的模块图；
图12是在高分辨率模式下的累加的量值的波形图；
图13是适用于图11的代码查找装置的实施例；
图14是图11的本发明实施例的运行方法的流程图。
具体实施方式
在GPS信号和伽利略信号之间有一些不同，必须通过GNSS接收机处理。首先，双相偏置载频(BOC)码被伽利略系统使用，但不被GPS系统使用。BOC码是二元信号，具有两倍于PRN码率的编码率以再次调制该信号以形成在GPS信号频谱中心为空的双波瓣信号。每个波瓣有与GPS信号类似的带宽。为使双系统GNSS接收机的相关电路能处理伽利略信号和GPS信号两者，该BOC码必须被移除或补偿。伽利略信号使用L1F信号(L1波段RF信号)，运载两个子信道(L1B和L1C分量)，L1B子信道运载数据分量(使用BOC调制的4096码片扩展代码以每秒250个符号来发送导航数据)，L1C子信道运载导频分量(使用BOC调制的4096码片扩展代码以25比特/纪元传送二次代码)。在最终的伽利略系统设计中，可不使用二次代码。接收机100可调谐到这些子信道其中的一个或处理它们。两子信道的重复伽利略PRN码是GPS码的四倍长，即，每4毫秒重复4096码片对比每1毫秒重复1023码片。每个子信道使用的代码是不同的。伽利略PRN码当前未定义，这样，接收机必须有一个机制以更新使用的代码。
伽利略信号的另一个方面需要给予注意。数据有与伽利略PRN码的一个纪元(epoch)长度相等的比特长度。这样，一比特可在每个纪元后反转该代码，这将伽利略信号的相干积分周期限制为一个纪元。为了达到一个更长的相干积分周期，需要解决PRN码的相关性对数据的影响(该过程被称为“数据擦除”)。一旦数据影响被移除，便可使用相关器对多个纪元的PRN码进行相干积分。此外，如果使用了二次代码，其必须采用与处理数据(被擦除)同样的方式从导频信道中移除。数据和二次代码彼此同步，并与PRN码纪元同步，与数据一样，二次信号也有与纪元长度一样的比特持续时间。这样，无需擦除二次代码，相干长度便被限制为一个纪元。
图1是像伽利略卫星发送的信号一样的BOC调制伪随机噪声(PRN)信号的频谱102图100。该频谱102有两个主旁瓣、一个上边带(USB)104和一个下边带(LSB)106，虚线频谱108表示GPS卫星发送的信号的频谱。
图2是伽利略卫星信号的自相关函数(ACF)202的图200。函数202表示整个信号的自相关函数204(ACF 204)，函数206表示仅USB(或仅LSB)的ACF，即“滤波后”的伽利略信号的ACF。为了比较，显示了虚线的GPS信号的ACF 208。未滤波的伽利略信号有更窄(在时间上)的ACF 204，例如，大约+/-0.4码片，其需要比用于使+/-1.0码片的GPS信号相关的相关性更好的间距。通过滤波伽利略信号，其相关反应(correlation response)变得与GPS信号相似，允许相关间距在接收GPS信号和伽利略信号时是一样的。
在本发明的一个实施例中，本发明的双系统GNSS接收机利用整个信号(ACF 204)，在一选择实施例中，该接收机仅处理一个边带(ACF 204)，而在进一步的实施例中，GNSS接收机利用信号边带进行信号获取，并在信号跟踪期间利用整个信号。所有的例子中，本发明的GNSS接收机使用通用的相关电路来处理GPS和伽利略两者的信号。GNSS接收机的每个实施例如下所述。
本发明针对GPS/伽利略信号每个不同点利用各种方案，来使单个GNSS接收机能够处理伽利略和GPS两者的信号。第一个问题，BOC码，可以通过在相关之前滤波伽利略信号以产生USB、LSB或两者来处理，或通过使整个伽利略信号相关来处理。相关性可以在数据分量、导频分量或两者上计算。第二个问题，代码长度，假设仅有USB或LSB信号处理时，通过比GPS信号处理时至少快4倍的情况下运行相关电路来解决代码长度的问题。作为选择的另一方案，接收机在与处理GPS信号时同样的速率下运行，但是仅对伽利略信号的可能延迟的1/4进行相关。第三个问题，未定义的PRN码，通过使用随机存取存储器来存储伽利略信号的PRN码来解决。这样，代码中的变化需要对存储器进行小的改变或更新。这样的更新可以通过下载来完成，而不是实际地改变物理存储器。
图3示出了本发明的双系统全球导航卫星系统(GNSS)接收机300的模块图。使用GNSS接收机作为能体现发明的平台，而形成本发明的一个应用，其它要求来自两个不同系统的信号相关的平台也能用于本发明。
在本发明的一个实施例中，GNSS接收机300接收和处理来自至少两个不同卫星定位系统的卫星信号。例如，在接收机的每个信道中，来自至少一个GPS卫星和/或至少一个伽利略卫星的信号可使用通用的电路来处理。
由天线301接收信号(例如GPS和/或伽利略信号)。射频到中频转换器(RF/IF转换器)302滤波、放大和频移该信号以通过模数转换器(A/D)303进行数字化。器件301、302和303与在常规GPS或伽利略接收机中使用的哪些器件基本相同；但是，系统的RF带宽大约翻倍，以便增加BOC调制的伽利略信号的频谱占用。
继续描述图3，A/D 303的输出连接至一组以数字逻辑实现的处理信道3041、3042...304n(这里n是整数)。每个处理信道304n能处理来自GPS卫星或伽利略卫星的信号。特定信道中的信号由调谐器305进行数字化调谐，由数控振荡器(NCO)306驱动。
图4示出了能处理伽利略信号和GPS信号的调谐器305的模块图。该调谐器包括一对混频器400和402、一个正交分离器404、一对滤波器406和408和一个信号选择器410(例如，6:2多路复用器或两个3:1多路复用器)。在运行中，NCO信号连接至分离器404，这样便将经0度相移的NCO信号应用到混频器404中，将经90度相移的NCO信号应用到混频器402中。NCO信号与数字卫星信号混频的结果是同相分量(I)和正交分量(Q)。这些I和Q分量被滤波或不经滤波。在本发明的一个实施例中，USB滤波器406用于选择BOC调制的PRN信号的USB部分(IUSB、QUSB)以便做进一步处理。作为选择的另一方案，可使用LSB滤波器410和412来选择信号的LSB部分(IUSB、QUSB)以便做进一步处理。在一个最终实施例中，不执行滤波，I、Q分量形成调谐器305的输出。当GPS信号被接收时，不应用滤波过程并且该信号作为未经滤波的I信号和Q信号来获取。信号选择器414用于选择哪个信号作为调谐器的输出。
调谐器305主要服务于两个目的。首先，经过RF/IF变换后的剩余IF频率分量被去除。其次，因卫星运动、用户运动和基准频率误差导致的卫星多普勒频移被去除。在辅助卫星定位系统接收机中，接收机被提供有GPS和伽利略卫星的年历和/或星历。这样，接收机300可确定在该接收机视线中的卫星。因此，可利用多普勒频移估算得到估算的初始多普勒值。即使多普勒估算不能用，知道哪个GPS和伽利略卫星在视线中，也能使接收机分配适当的信道来接收已知在视线中的GPS或伽利略卫星。如果接收机没有辅助信息，那么接收机信道针对GPS卫星然后针对伽利略卫星执行盲目搜索(blind search)，反之亦然。
USB滤波器406(或LSB滤波器408)是以频谱102的上波瓣(upper lobe)104为中心的复合滤波器。通过滤波一个边带，USB信号是能以与GPS信号同样的方式处理(例如相关)的“类似二进制移相键控(BPSK)”信号。使用一个边带的结果是在信号强度上大约有3dB的损失，相关函数有细微的“舍入(rounding)”，见图2，ACF 206和相关函数的一个2-码片宽的底部。
一旦使用正确的频率接收到信号，调谐器305的输出是由同相分量(I)和正交分量(Q)组成的基带信号。如前所述，这些分量可被滤波或不被滤波。通过调谐器中的滤波过程产生类似BPSK信号，处理信道中的相关器电路便可用于GPS信号或伽利略信号。当选择未经滤波的伽利略信号时，该未经滤波的伽利略信号不是类似BPSK信号，需要进行与GPS信号不同的处理过程。在一些实例中，如下面要论述的，使用未经滤波的伽利略信号是有益的。虽然选择器410在三个复信号中选择，但是在特殊的接收机中，调谐器将建立一个边带或其它边带。这样，举例来说，调谐器仅有一个USB滤波器406，即不需要LSB 408。这样的安排中，使用选择器410，当将处理GPS信号时选择I信号和Q信号，而将处理伽利略信号时选择IUSB和QUSB信号。如果要处理未经滤波的伽利略信号，选择器410选择I信号和Q信号而接收机被调谐到传送伽利略信号的信道。选择器410由CPU 314控制。在本发明的一个实施例中，选择器410将在复合USB伽利略信号和复合GPS信号中选择。
回到图3，抽取电路307处理调谐器305的输出。抽取电路307的输出是一系列具有I、Q分量的复信号采样，以正好与输入信号的定时同步的速率输出。在本发明的一个实施例中，抽取操作是在一个输出采样期间内将所有的输入信号采样求和的简单预加。数控振荡器(NCO)308用于定时采样过程。例如，如果P＝2，代码NCO 308设置为产生2×fs的频率，这里fs是fo(GPS/伽利略信号的PRN码码片率)，适合多普勒频移。要注意，如果将要处理未经滤波的伽利略信号(有窄自相关函数)，P的值最小为4。NCO基于来自固件指令的外部输入进行调节以适应多普勒频移。因为多普勒频移对每个卫星是不相同的，针对每个信道304n都需要单独的代码NCO 308和抽取电路307。要注意，不需要输入采样速率是fs的整数倍，因为代码NCO 308能产生任意的频率。如果抽取电路307是预加器，被相加的采样的数量一般在两个数值间轮转，因此长期内的正确采样时序得到保持。例如，如果输入采样率是10MHz，预期的采样率是2.046MHz，预加器会增加4或5个采样，因此将预期采样率保持在平均水平。
抽取电路307还包括量化器(未示出)，其输出端在进一步处理信号之前降低了信号分量的比特数。在本发明的一个实施例中，使用2-比特量化。
来自抽取电路307的信号采样连接至卷积处理器309。卷积处理器309对未经滤波的伽利略信号的I、Q分量、伽利略信号上或下边带的I、Q分量或GPS信号的I、Q分量执行偏相关处理(如下所述)。当关联伽利略信号时，相关性可在导频分量、数据分量或两者上执行。卷积处理器309产生偏相关结果以在信号随机存取存储器(RAM)310a和310b中累加。特别地，这些RAM 310a和310b保存有一个复向量，将输入信号和基准PRN码(例如，GPS PRN码、伽利略PRN码或伽利略导频码)之间的全卷积全部或部分集合起来。卷积结果在对应于信号和基准之间的高度相关的点上有一个峰值。如下面将详细论述的，使用针对各个不同卫星信号的这些峰值的相对位置来最终计算出定位信息。
卷积处理器309和信号RAM 310a和310b累加GPS信号的多个纪元内的卷积结果，在标称的1毫秒间隔上重复。例如，如果处理10毫秒的信号，则RAM310a和310b中的值是在至少一个GPS纪元中产生的多个GPS相关结果(偏相关)的和。由于伽利略信号有4毫秒长的纪元，4毫秒的信号在一个伽利略纪元上建立相关性结果。因为抽取操作的时序确保了采样在每个纪元中相同的瞬间取得，因此所有的各个相关性结果具有类似的特征。从各相关性中累加相似的结果改善了信噪比，增强了接收机检测弱信号的能力。该处理过程被称为相干积分(coherent integration)，如将论述的，其能与量值积分(magnitude integration)相结合，以生成在数秒时间上的相关结果平均值。
执行相干积分间隔的时间长度因许多因素而受到限制，包括未补偿的多普勒频移、卫星信号导航数据比特和因接收机300的移动产生的相移。这些因素在信号中引入慢但看上去随机的相位变化。在数十毫秒期间内，这些相位变化导致影响相干积分的破坏性干扰。因此，为了达到长平均间隔，接收机300执行第二步的量值累加。特别地，存储在信号RAM 310a和310b中的信号定期地输出到复合规范器311，生成该复合卷积向量的复合量值。复合量值由加法器312累加并存储在量值RAM 313中。每次计算出信号的复合量值时，信号RAM310a和310b被清空以允许另一个相干积分发生。该过程持续直到预期的量值累加次数完成。例如，当对GPS信号执行相关时，如果相干平均间隔是10毫秒，且预期执行200次量值累加，那么整个处理过程将运行2秒。对于伽利略信号，在2秒的期间内使用该量值累加的四分之一。
对于伽利略信号，如上面提及的，L1B子信道包含有在一个纪元中定期反转L1B PRN码的数据信号，而L1C子信道包含有在一个纪元中定期反转L1C PRN码的二次代码。这样的反转将相干积分周期限制到仅有4毫秒。这样，为了有比一个纪元长的相干积分周期，数据和二次代码需要从信号中移除。虽然这种移除可在信号处理中的任意点上执行，但是，一个方便的位置是在执行相关之后且执行相干积分之前。为了移除数据和二次代码，将相关结果与移除信号相乘，例如，适当定时地+1和-1。用来移除二次代码的一系列数值是存储在存储器中的已知先验代码。
卷积处理后，量值RAM 313具有包含卷积结果的复量值的向量，经积分以改善信噪比。如下面将论述的，该向量由CPU 314执行的软件算法来做进一步处理，产生用来生成接收机位置的伪距数据。要注意的是，对于这些步骤的CPU计算负荷与传统软件跟踪循环信号接收机或基于FFT的相关器比较是很适度的。执行中，在软件处理之前相关和积分的高强度计算任何已经完成。
图5示出了卷积处理器309(还有卷积结果处理电路500)的详细模块图，特别详细示出了如何通过重复使用一小块电路产生全卷积。同时参考图5、反映图5中的处理器309的操作的图6的流程图，并与图7和图8中的简例比较，可以更好的理解该实施例中的电路的操作。
虽然本发明可通过使整个GSP信号或经滤波的伽利略信号或其一部分与适当选择的基准码进行并行相关来实现，但是下面的论述集中在偏相关器的使用。本领域的普通技术人员从以下描述可知，偏相关器可用于对接收的信号进行相关以针对伽利略信号或GPS信号产生全卷积，而无需对偏相关进行累加。
来自抽取电路307的信号被连接至分别处理I、Q分量的移位寄存器501a和501b。每个移位寄存器501a和501b长度为P×K，其中P是每个码片的预期采样数，而K被选择为设计参数。进一步，K是1023的一个因子。变量M定义了用以使用长度K相关生成全卷积所执行的偏相关的总次数。为简要说明，余下的论述集中在P＝2(间隔1/2码片的采样)、K＝22和M＝31时处理GPS信号的实施例。但是，由于伽利略纪元是GPS纪元的4倍长，因此处理伽利略信号的处理速度必须比GPS信号所用的速度快4倍，并保持P＝3、K＝33(即对于经滤波的伽利略信号，M＝124)。如果相关器中任一时刻处理的采样的数量加倍(K＝66)，那么处理伽利略信号的速率仅是GPS处理速度的两倍。在下面论述的一个实施例中，相关器有132个分接头(tap)(P×K个分接头)，使用比处理GPS信号需要的速度快一倍的时钟速率。在该实施例中，使用一半可用的分接头(K＝33)来对GPS信号进行相关。本领域的普通技术人员可知，分接头的数量可依据所使用的时钟速率而变化，即，相关器越短，执行相关需要的时间更长，且确保GPS信号和伽利略信号的整个纪元被相关所需的时钟速率更快。
如果伽利略信号未经滤波，相关函数将小于一个码片的宽度，则P＝4，K＝33，M＝124，相关器使用132个分接头，而时钟速率将是GPS信号相关期间的时钟速率的8倍。这种将信号提前通过移位寄存器的方法，不需要电路来双缓存信号，降低了实现的成本和复杂度。移位寄存器501a和501b用来对GPS信号的I、Q分量进行相关，也对经滤波的伽利略信号的IUSB、QUSB分量(或ILSB和QLSB)进行相关。
当处理伽利略信号时，卷积处理器309必须能对L1B(数据)和L1C(导频)PRN码相关。在本发明的一个实施例中，当处理伽利略信号时，移位积存器501a和501b存储采样的信号，用于L1B信号(数据信道)的PRN码和用于L1C信号(导频信道)的PRN码以多路复用的方式提供。这样，当采样样本保存在寄存器中时，如下面将详细论述的，两种PRN码均将在所有可能的时延处与该采样样本进行相关。为了关联L1B和L1C信号，时钟速率必须加倍，以确保在将下一个信号采样应用到寄存器501a和501b之前，L1B和L1C的所有时延均已进行相关。
在由代码NCO 308定时的P×fo(例如2fo)速率下，信号提前通过移位寄存器501a和501b。信号保持在移位寄存器中的位置几个时钟周期，以便能执行一系列的偏相关操作。特别地，总共执行了M次偏相关，其中，对GPS信号，M＝1023/K或31，对每个经滤波的L1B和L1C伽利略信号，M＝4096/K或124。对未经滤波的伽利略信号，要执行四倍次数的偏相关。每个偏相关操作包括在每个信号移位寄存器内容和包含P×K(例如132)个代码采样的代码的代码段之间进行的快速向量乘法和加法操作。该快速向量乘法和加法发生在电路502a和502b中。电路502a和502b分别包含乘法器510a和510b，和加法器512a和512b。该操作包括将信号寄存器501a或501b中的132个信号采样中的每一个信号采样与132个代码采样相乘，以及将加法器512a和512b中的结果相加。对伽利略信号，在每个向量乘法操作中使用了所有的132个分接头。对GPS信号，在每个向量乘法操作中使用了一半的分接头。该操作分别同时在I、Q信道中发生。该操作在数学上被称为内积(inner product)，定义为：
&Sigma; i = 1 P &times; K < signa l i > < code c i >
向量乘法和加法操作的输出被再量化，以将数字保持在小范围内而避免RAM 504a和504b的溢出。为简化，未示出该量化器。在一个实施例中，该再量化具有2比特的分辨率。
对于GPS信号，66个代码采样包括有33个唯一的代码采样和33个代码采样副本。这样，对每个唯一的代码采样，使用一个副本来使代码采样的数量加倍。对于未经滤波的伽利略信号，这33个唯一的代码采样均被扩展成4个采样，其中两个采样具有第一极性，接着是两个具有相反极性的采样。这样，每个唯一的采样后面接着是具有相反极性的采样。对于经滤波的伽利略信号，66个代码采样扩展成132个采样。
向量乘法和加法操作得到的结果通过加法器503a和503b累加，由卷积结果处理电路500来处理。电路500包括信号RAM 310a、310b、复合规范器311、加法器312和量值RAM 313，累加处理包括针对特定时延从RAM 310a和RAM310b中读当前值，相加刚计算出的偏相关结果，并将相加的和写回RAM 310a和310b中。通过将对应于特定时迟的偏相关结果适当地合并，便可计算出对应该时延的全相关。如前面描述的，该过程一直持续预期需要的多个信号纪元以增强信噪比。这样，加法器503a和503b提供两个目的：在一个纪元中合并偏相关；累加几个纪元上的相关结果。
当执行伽利略信号的相关时，首先需要选择被关联的信号类型：USB信号、LSB信号和未经滤波的信号，然后选择被选择关联的信号分量：每种信号类型中的导频分量(L1C)或数据分量(L1B)。这些信号的每个都能单独使用偏相关处理来进行相干相关，并将各个相关处理的结果累加在信号RAM 310a、310b、310c和310d中。通常，只有USB或LSB信号被处理。最小情况下，这些信号中的一个信号被执行相关，例如，L1C USB信号；但是，可通过多路复用向量乘法器502a和502b的使用(或具有并行的多个寄存器和/或乘法器操作)和在适当的时间选择不同的代码部分用于相关，对6种信号类型和分量的组合执行相关。作为选择的另一方案，对每个信号分量可使用不同的卷积处理器309。通常，对于GPS信号，RAM 310a和310b用于累加GPS信号相关处理所产生的结果。对于伽利略信号，L1B和L1C子信道信号都被执行相关。在这种情况下，信号RAM被分为两个部分310a和310c，还有310b和310d。L1B和L1C结果被单独地积加在各个RAM分区内。在这种方式下，每个信号被独立地累加。如果仅使用L1B或L1C，那么仅用到RAM 310a和310b。
因为伽利略信号包括L1B子信道上的数据和/或L1C子信道的二次代码，该二次代码在每个PRN码纪元(例如一个4毫秒期间)后反转信号相位，因而其相关间隔仅有4毫秒，除非数据或二次代码被移除。如果期望被移除，该移除可通过一组乘法器525a和525b来执行，该一组乘法器与数据代码或二次代码一起被驱动，这取决于相关的导频或数据信道是否正被执行相关。代码源527为一纪元的持续时间输出+1或-1。二次代码是已知先验的，其存储在存储器中。数据是未知的，必须通过CPU 314从之前接收的卫星导航信息或从接收自网络的辅助数据中导出。在任一情形下，一旦数据或者二次代码被“擦除”，相关间隔就能扩展，这样便可对多个纪元的数据执行相关以提高接收器的灵敏性。如果未使用二次代码(伽利略系统可能执行)，那么L1C子信道因长的相关间隔而可用于信号获取。
信号RAM 310a、310b、310c和310d的输出在复合规范器311中被合并以形成信号的量值。这些RAM 310a、310b、310c和310d中的I、Q波形可视为复合波形的实部和虚部。形成量值包括：对每个分量平方、结果相加和取相加结果的平方根。对该量值有好几种逼近法可用来简化电路。在一个实施例中，通过单独取I、Q的标量值(scalar magnitude)并确定哪个更大来逼近复合量值。该量值也可通过取较大的量值并将其与较小量值的一半相加来逼近。
对于伽利略信号，多达9个不同信号相关的相干相关可在信号RAM 310a、310b中访问到，并经非相干求和以形成规范器311的输入。各个不同的相关结果可被选择性地合并，例如，单独的L1B相关、L1B和L1C相关结果的合并，未经滤波信号的相关结果与经滤波信号的相关结果的合并。
量值操作的结果被缩放以将其数值保持在小范围内，避免RAM 313的溢出。为简化，定标器(scaler)未在图中示出。在一个实施例中，该缩放包括将量值结果移位3比特(即，除以8)。
另一种可能是累加信号功率而不是信号量值。在这种情况下，电路500中的操作是功率估算，一般通过取I、Q的平方和来计算。作为选择的另一方案，可使用额外的非线性操作来生成代表I、Q量值或功率的值。
复合规范器311的输出由加法器312累加到量值RAM 313中。该累加过程包括：从RAM中读取针对特定时延的当前量值，相加刚计算出的量值结果，将相加的和写回RAM 313中。如前面所述，量值累加操作持续预期所需的多个周期以达到信噪比的增强。
向量乘法器502a和502b为信号的每次移位执行M次偏相关。代码查找电路508为每次偏相关生成基准代码采样。该查找由两个查找索引控制。首先，GPS代码必须从32个代码中的1个选择出。这一选择在整个卷积处理过程中保持不变，并且这一选择在处理信道被配置为特定卫星信号执行相关时便确定。第二个索引是在1和M之间的段索引(segment index)。每个GPS代码包括1023个码片，其被划分到M个无重叠的段中，每个段包括K个相邻的代码码片。查找索引标识出哪个代码段是需要的。代码查找电路的输出是组成段的K个码片。选择的过程由控制/寻址逻辑器514控制。对于伽利略信号，代码包括4096个码片，其被划分到M个无重叠的段中，每个段包括K个相邻码片。用于L1B和L1C子信道的伽利略代码段均以用于GPS代码段的相同方式来查找，即，使用代码和段索引。
对GPS，PRN是已知代码(1023个码片的黄金码)，可根据需要而生成并存储在查找表408中。对伽利略，该代码是所谓的“存储器代码”，其未事先规定，且不能从数学上生成。这样，该4096个码片将通过伽利略规范提供，并存储在存储器中以便加载到代码查找表508中。
代码扩展器509将一个段的K个码片作为其输入，并将该段扩展到K×P个代码采样中。根据处理的是GPS信号还是伽利略信号，代码扩展器使用一种特定的技术。对于GPS信号和经滤波的伽利略信号，扩展操作包括转换每个码片到P个相同代码采样中。对未经滤波的伽利略信号，P＝4，扩展操作包括使用两个正代码采样和两个反代码采样。代码扩展器509的输出形成输入到向量乘法器502a-b的基准码。在一个例子中，代码扩展器509的输出是由33个唯一GPS码片值或经滤波伽利略码片值复制组成的66个采样，或是由唯一未经滤波伽利略码片值组成的132个采样，其中每个码片复制有一个额外的正值和两个负值。
图5所示的架构需要一个比PRN码率fo更快的时钟。例如，如果使用每个PRN码码片两个采样(P＝2)的速率，K和M分别是33和31，实现全卷积需要为以2fo的速率提前的信号移位寄存器的每次移位而执行31次偏相关。一般，至少需要一个时钟周期来读写RAM 110a和110b。假设为一个时钟周期，实现全卷积所需的最小时钟速率为：
fclk＝1×31×2×fo＝1×31×2×1.023MHz≈63.5MHz
该速率在现有的集成电路逻辑中很容易实现。
对于经滤波的伽利略信号，时钟速率是GPS时钟速率的两倍，以确保在与GPS信号处理一样的时间内整个4毫秒的信号均被处理。对于未经滤波的伽利略信号，时钟速率是GPS时钟速率的四倍，以确保4毫秒的信号被处理，并适应将P从2提高到4的需要。
要注意的是，本发明还可以用于计算全卷积的子集。这在时钟速率低于八倍的GPS相关器时钟速率的情况下处理伽利略信号时特别重要。在这种情况下，为信号移位寄存器的每次移位而执行的偏相关少于M次。在这种情况下，总的延迟范围将小于构成全卷积的P×1023。特别地，如果执行M2次偏相关，则产生M2×K×P延时值。处理器的时钟速率减少的比率为M2/M。此外，RAM的大小也减少同样的比率M2/M。这样，该选择方案在没有计算或存储资源来处理全卷积的系统中是有用的。
在本发明的一个实施例中，使用GPS信号中使用的同样时钟速率和偏相关来执行伽利略信号的相关。这样，在任何一个时间点仅有一个纪元的1/4被相关。为了确保使用在执行相关的一个纪元的1/4中产生相关峰值的时序来执行相关，GNSS接收机首先从GPS卫星获取信号以为接收机建立精确的时序，然后使用从GPS信号的获取估计得到的时序获取伽利略信号。由于最初GPS卫星将大大多于伽利略卫星，因而在接收伽利略信号之前根据来自GPS卫星的信号建立接收机的时序的可能性非常高。
或者另一个方案中，伽利略信号的获取先在导频分量上执行，然后再获取数据分量。期望用作导频分量的一部分的二次代码(如果有的话)是已知的，并且易于移除以为L1C子信道实现更长的相关间隔。一旦卫星时序可知，则L1B子信道信号无需擦除数据就可使用较短的(4毫秒)相关间隔进行相关。或者，GPS信号可使用其长相关间隔在达到时序同步后获得。无需从子信道擦除数据或二次代码，就可使用任一子信道的较短(4毫秒)相关间隔来获取伽利略信号。
K和M的其它选择允许执行进一步的设计权衡，但是，因为1023的素因子是3、11和31，K和M的选择受到限制。减小K，则减小了移位寄存器501a和501b的大小和向量乘法器502a和502b的复杂度，因而是所期望的，但是减小K需要更大的M和更大的时钟速率。K可选择为3、11、31、33、93，这些选择分别需要695MHz、190MHz、67.5MHz、63.5MHz和22.5MHz的时钟速率(通常假设P＝2和每次偏相关1个时钟周期)。基于示例时可用的技术，在一个实施例中，选择K＝66。通过使用进一步的技术，选择K＝11、时钟速率为190MHz变得可行，并可进一步减少逻辑复杂度。这样，该结构在速率和逻辑复杂度之间获得最适合的权衡。
代码段的顺序由控制逻辑514控制，该控制逻辑还识别RAM 310a、310b和313的正确地址。如下面所要论述的，偏相关以非连续的序列产生，这样RAM地址的生成是非平凡的(non-trivial)。
图5电路的操作也可参考图6的流程图来理解。方法600开始于步骤650，然后到步骤652，选择该处理信道是将处理伽利略信号还是GPS信号。如果方法600选择伽利略信号，则方法600转到步骤654。在步骤654中，该方法检测要被处理的信号，即，经滤波的或未经滤波的。在步骤656，该方法确定哪个子信道(L1B或L1C)或两者都将被处理。如果仅处理L1B，就转到步骤650，选择L1B PRN码待用。如果仅处理L1C，就转到步骤658，选择L1C PRN码待用。如果L1B和L1C两者都被处理，则方法600在步骤666选择L1B PRN码，并在步骤668选择L1C PRN代码。虽然描述的实施例可选择将被相关的信号，但是一简单实施例可仅对伽利略子信道即L1C执行相关。在这样一个实施例中，步骤654、656、660、666和668将用不到，而该实施例在步骤658选择L1C代码。
如果将处理步骤652中选择的GPS信号，则方法600在步骤662选择GPSPRN码。
在步骤601，方法600开始信号移位寄存器501a和501b的预加载。在这时，可开始进行卷积处理。在步骤602，为特定的偏相关访问选择的PRN码的一个或多个代码段。
在步骤603，代码段通过代码扩展器扩展为每个PRN码片有P个采样。如上所述，对未经滤波的伽利略信号，使用转换极性码片代码，而对GPS，使用码片代码副本。如果伽利略信号经过了滤波，则该伽利略信号代码以与GPS代码同样的方式扩展。
接下来，在步骤604，计算出延时索引和相应的RAM地址。延时索引指出全卷积的某点将通过偏相关更新。如结合图8讨论的例子所示，延时索引在非线性但确定的方式下跳转。地址计算是信号移位(signal shift)和代码段的数量的函数。
在步骤605，使用向量乘法器502a和502b计算偏相关。在步骤664，若需要，移除数据或二次代码。在步骤606，向量乘法的结果累加到信号RAM中由延时索引所标明的位置处。在步骤670，方法600询问是否L1B和L1C两个子信道都正被相关。如果L1B和L1C两个子信道信号都在处理中，该方法进行到步骤603，再针对L1B代码进而针对L1C代码重复步骤603、604、605、664和606，反之亦然。接着在步骤607，进行检查以确定是否处理到了相干积分间隔结束时，如果没有，该方法回到步骤602，为下个代码段重复上述步骤。
如果在步骤607，检查表明针对所有代码段的偏相关已经完成(即，M次偏相关)，则该方法进行到步骤608。在步骤608，信号寄存器501a、501b、501c和501d被移位一个采样。
接着方法600进行到步骤609，执行检测查看是否最后一次移位到达了相干积分间隔的结束。如果没有，处理过程循环回到步骤602。如果检测表明相干积分间隔结束，该方法继续进行到步骤610，通过复合规范器311计算出信号量值。得到的结果使用加法器312相加并存储到量值RAM 313中。接着，步骤611中，执行检测以确定是否所有的量值累加已完成。如果是，该方法在步骤612结束，如果没有，处理过程继续在步骤601执行下一次偏相关。
图7和图8通过一简例描述了本发明如何利用偏相关累加全卷积结果。为清楚描述，这些图描述了很短长度为6的代码的卷积，而不是卫星信号的长为1023的GPS PRN码或为4092的伽利略PRN码。为了进一步简化该例，使用每码片一个采样，即P＝1。图7描述了通过标准匹配滤波方法进行的卷积，图8描述了通过合并偏相关进行的同样的卷积。图8的详细描述有助于理解本发明的整个操作过程。两种方法形成同样的卷积结果。
图7示出了用于长度为6的信号的现有匹配滤波器的操作。该操作开始于表示为移位0的时刻。在这个时刻，组成信号的整个周期的6个连续信号采样位于信号移位寄存器701中。各个采样用大写字母A、B、C、D、E和F表示。整个长度为6的代码的代码采样保存在基准寄存器702中，用小写字母a、b、c、d、e和f来表示。在移位0的时刻，执行向量乘法和加法来生成移位0时刻的相关结果。每个信号采样乘以相应的代码采样，得到的结果相加以得到相关结果703。
下一步，信号移位寄存器704前进一个采样，如移位1所示。信号是周期性的，因此在寄存器左边引入的新采样与移出右边的相同。寄存器704中移位后的内容现在是具有索引F、A、B、C、D和E的采样。代码未被移位。向量乘法和加法在移位1的时刻产生相关结果705。该移位的过程还持续5个附加的移位，此时所有的6个相关结果组成可用的全卷积。
图8示出了通过偏相关方法如何获得同样的卷积结果。如描述过的，本发明需要将代码划分到长度为K的M个段中。在图8的简单实施例中，长度6的代码被划分为长度为2的3个段中，即，K＝2和M＝3。操作开始于表示为移位0的时刻。在该时刻，两个信号采样保存在信号移位寄存器801中。该信号采样用大写字母A和B来标识。代码的6个采样包含在每段长度为2的3个段中。第一代码段802包括了用小写字母a和b表示的2个代码采样。该信号保持在其位置以执行3次偏相关操作，得到偏相关结果803a、803b和803c。第一偏相关结果由信号寄存器的内容和第一个码段(段1)之间的向量乘法和加法来产生。第二和第三结果通过信号寄存器分别与第二和第三代码段的向量乘法来产生。要注意，信号寄存器保持其位置一段足够的时间以便所有三个向量乘法均已执行，并且，代码在该时间内不发生移位，而是选择出不同的代码段。
偏相关结果通过信号通道805积加到存储器中。例如，在移位0时刻，来自第一代码段的偏相关结果加到相关结果804中。在移位2时，来自第二代码段的偏相关结果加到相关结果806中。在移位4时，来自第三代码段的偏相关结果加到相关结果808中。
执行完三个偏相关之后，信号被移位。在这一阶段，如移位1所示，信号寄存器包含采样F和A。再次，使用与之前相同的三个代码段产生三个偏相关结果。来自这些偏相关的结果在移位1、3和5时分别加到相关结果810、812、814中。该过程持续4次额外的信号移位，此时便可获得全卷积结果。可知，该操作需要产生总共18个偏相关结果，加入6个全结果中形成卷积。
图8所述的结构描述了本发明的两个重要特性。首先，很明显，仅使用长度为2的移位寄存器和向量乘法和加法单元来为长度为6的代码产生全卷积。这需要的电路比图7更少，图7中这些器件的长度为6。其次，在图8中，代码采样从针对每次移位都相同的固定代码段中获取，且每个代码段是该代码的一个单独无重叠部分。这样，如下面将在图9和图10中进一步论述的，可使用简单的查找或寄存器方法来提供代码给向量乘法器。这些方法需要的电路比其它结构更少，例如，其它结构需要大块的代码比特可用在更复杂的一组置换中。本发明还无需提供代码生成电路。
图9示出了代码查找电路508的一个实施例的模块图。表901包含有存储的针对32个代码中每个代码的所有1023个比特加上每个伽利略代码(L1B或L1C)的4092个比特的值。因为伽利略代码没有预先定义，所以该代码必须加载到电路508中。这样，电路508可以是随机存取存储器。表901是由许多子表组织起来的，一个子表对应一个代码。每个子表进一步由长度为K的M个段组成，其中K×M＝1023(或4092)，K和M的选择在前面描述过。多路复用器902基于选定的值选择特定的代码。多路复用器802的输出是针对该期望的代码的特定子表。多路复用器903基于1和M之间的一个段选择值来选择特定的段。多路复用器903的输出是长度为K的特定代码段904，其包含有提供给代码扩展器509的代码比特。
应注意的是，多路复用器903必须有高速率以便针对每次偏相关改变代码段，即每个时钟周期。因此，需要将所有的代码比特预存在表901中，而不是用GPS代码产生器的传统方式来实时产生。
以下描述图9的电路。在实际中，有多种不同的电路设计在功能上是相等同的。特别地，在现代ASIC设计中使用的逻辑综合处理将产生某种形式的逻辑门，实现与上述描述相等同的动作而不是必须使用上述方式中的多路复用器。
图10示出了代码查找电路508的另一个可选实施例的模块图。对应于特定代码的1023(或4092)个代码比特保存在1023(或4092)个双向移位寄存器1001中，该移位寄存器组成为长度为K的M行。该移位寄存器在两种模式下操作：运行模式和加载模式。通常，两组4092个移位寄存器用来同步提供给伽利略L1B和L1C代码。当处理伽利略信号时，移位寄存器被全部加载，而当处理GPS信号时，仅有1023个寄存器被填充。作为选择的另一方案，对于GPS信号，使用四个代码将所有的4092个寄存器加载。
在运行模式下，除了将顶行的移位寄存器的采样移位到底行的移位寄存器中，每个寄存器1001被配置为将其采样移位到其上一行的移位寄存器中。运行模式下，移位方向通过1001中的实线箭头来表示。通过对所有的寄存器进行时钟控制，各行代码比特将循环，这样在任一时刻，顶行中包含有M个长度为K的代码段中的一个代码段。该顶行比特被提供到代码扩展器509。寄存器快速循环，从而对于每次偏相关有不同的代码段可用。
在加载模式下，除了最后一列的移位寄存器将其采样移位到上面一行中第一列的移位寄存器中，每个寄存器被配置为将其采样移位到其下一列的移位寄存器中。加载模式下的移位方向通过1001中的虚线箭头来表示。左下部的移位寄存器1004连接至代码存储器1002，其一般是闪存器。代码存储器存储有32个代码中每个代码的1023个GPS代码比特，以及L1B和L1C代码每者的4092个伽利略代码比特。当代码查找电路508针对特定代码进行了配置时，寄存器设置在加载模式中，访问该存储器来提供对应代码的代码比特，然后定时通过(clock through)各寄存器。在所有比特都定时通过后，该代码以长度为K的M个段驻留在寄存器中。该电路然后准备用在运行模式中。
使用移位寄存器的另一种选择方案是RAM，其存储所有必需的GPS和伽利略代码。该RAM用于选择代码段以应用于向量乘法器502a和502b。
图11示出了能运行在多种分辨率模式下的GNSS接收机1100的一个实施例的模块图。GNSS接收机1100包括运行在标准分辨率模式或高分辨率模式中的卷积处理器1109。此外，标准分辨率模式下的数字信号采样被间隔为PRN码码片间隔的1/2(即P＝2)。高分辨率模式下的数字信号采样间隔为PRN码码片间隔的1/5(即P＝5)。这样，代码NCO 1108和抽取电路1107以多种采样速率运行。本领域的普通技术人员可以很容易地设计出其它的采样间隔值并明白本发明可以运行在多于两个分辨率模式下。
图11的实施例与图3示出的实施例具有相似的器件。具有与图3中相同的附图标号的器件的操作如上结合图3所述。抽取电路1007、代码NCO 1108、卷积处理器1009和模式选择处理器1102按如下描述运行，以实现多个分辨率模式的使用。图11进一步包括了模式选择处理器1102。模式选择处理器1102处理接收的信号，以确定处理信道1104是否应该运行在高分辨率或标准分辨率模式下。
应注意，在标准分辨率(即P＝2)下，最小平方估算法在相关的整个宽度上仅使用4个点。在有噪声的情况下，这限制了曲线拟合过程的精确度。此外，在一些情况下，三角形的中心(即ACF内最大相关的点)处于观测的相关值之间。在这种情况下，观测的相关值和观测的信噪比明显低于三角形的峰值接近观测点的情况。高分辨率模式在最小平方估算过程中包括有多个间隔很小的点，提高了精确度和信噪比。
具体来说，图12示出了在GPS信号或经滤波伽利略信号的高分辨率模式下的累加量值波形。对于未经滤波的伽利略信号，峰值更窄，但是下面描述的概念是一样的。图表1200示出了对应于高分辨率模式下处理的信号的时延的峰值附近的卷积量值(坐标轴1208)。码片坐标轴1210上的点的间隔距离等于PRN码码片长度除以P，其中P是信号采样率与PRN码码片率fo之比。在高分辨率示例中，P＝5，因此各点之间的间隔为1/5码片间隔，或大约是200ns(纳秒)。(这一时间上的间隔对应于大约60米的距离差)。为了达到高精确度的伪距测量，卷积输出一般在CPU 314中做进一步处理。
标准分辨率处理中，有大量的插值技术可用来使用卷积提供的离散相关值估算正确的时迟。一个实施例使用最小平方估算法来确定最符合噪声数据的信号参数。相关响应呈现出凸起的三角形形式1202。三角形1202的宽1203是2个PRN码码片，对应于11个采样点(P＝5的情况下)。三角形1202的高1204是针对不对应于信号的时迟的卷积中噪声的量值。该噪声的量值从数据中估算得到，或基于设计参数例如放大器噪声图形、电缆和滤波器损失和系统温度等预先计算出。三角形1202的峰值1205和中心1206是对应于信号量值和时延的未知数。使用最小平方法可估算这两个参数，以使噪声数据点与具有特定峰值及中心的三角形相拟合。
高分辨率模式相比于标准分辨率模式的一个好处是凸起的三角形相关响应在两倍的点上采样。如本领域普通技术人员所了解的，拟合处理过程的精确度取决于估算中所使用的值的数量。此外，高分辨率模式下，三角形的峰值与底边值之比增大了，这表示信噪比有改善，部分原因是可用的相关点接近最大相关点。这样，可使用高分辨率模式来可靠地识别和测量在标准模式下不能辨别的相关峰值。这在处理低能量信号例如在室内接收自SPS卫星的那些信号时非常有利。
如将在图13中描述的，这两个操作模式通过动态地改变参数P、K和M的值获取期望的分辨率来实现。在一个实施例中，在标准模式中P＝2(即每个PRN码两个采样)，在高分辨率模式中，P＝5(即每个PRN码五个采样)。完成的相关点间距为1/P码片宽，因而很清楚的是，P值越大分辨率越好。如上述，选择K作为设计参数，其是1023的因子。为简化，后续的描述集中在标准模式下P＝2和K＝33而高分辨率模式下P＝5和K＝11的一个特殊实施例。
当处理未经滤波的伽利略信号时，因为P＝5不能被2整除，采样信号在第一码片上使用3个正常采样和2个反向采样(inverted sample)，然后在第二码片上使用2个正常采样和3个反向采样，然后对每个后续的码片重复。作为可选择的另一种情况，P＝6用于在高分辨率模式下采样未经滤波的伽利略信号，这样可以在所有码片上交替使用正常采样和反向采样。当然，如果伽利略信号经过滤波而生成了类似BPSK信号，那么对整个信号都使用正常采样。
图13描述了适合多种分辨率模式下本发明的操作的卷积处理器1109的另一个实施例的模块图。为简化，仅示出了处理的I信道，但是显然，Q信道包括同样的处理器件。在当前的实施例中，卷积处理器1109包括移位寄存器1301、向量乘法电路1302、加法器1303、代码扩展器1309和代码查找表1308。代码扩展器1309进一步包括标准代码扩展器1304和高分辨率代码扩展器1305。来自抽取电路1107的I信号接入移位寄存器1301。移位寄存器1301具有可变的长度，因为P×K的值针对标准和高分辨率模式而改变。特别地，移位寄存器1301必须在标准模式下保存66个采样，在高分辨率模式下保存55个采样。这样的话，移位寄存器1301包括66个器件来支持这两个长度。在高分辨率模式下，最后11个器件被停用。
无论在标准模式或高分辨率模式下，因受代码NCO 1108的计时控制，信号以Pf0的速率在移位寄存器1301中前进。该信号保持其位置几个时钟周期，以便执行一系列偏相关操作。特别地，总共执行M次偏相关，其中M＝1023/K。对当前的例子，标准模式下，M＝31，高分辨率模式下，M＝93。每个偏相关操作包括移位寄存器1301的内容和包含P×K个代码采样的代码段之间的快速向量乘法和加法操作。该操作通过向量乘法器1302执行，其包括乘法器1310和加法器1312。与移位寄存器1301类似，向量乘法器1302具有可变的长度，以支持标准和高分辨率模式的操作。
相关操作包括：将移位寄存器1301中P×K个信号采样中的每个信号采样与P×K个代码采样(由代码扩展器1309扩展代码采样而形成)相乘，并在加法器1312中将相乘的结果相加。如上所述，该操作在数学上被称为内积。向量乘法和加法的结果通过加法器1303累加，并由卷积结果处理电路500以与图5中描述相同的方式进行处理。
代码查找表1308产生用于每个偏相关的基准代码采样，并进行组织以便为标准和高分辨率模式提供代码段。首先，必须从可用的GPS或伽利略代码中选择代码。该选择在整个卷积处理过程中不变，并在配置处理信道以为特定卫星信号执行相关时被确定。第二个索引是1和M之间的段索引。在当前的例子中，标准模式中每个段的采样数量是33，高分辨率模式中是11。为了支持两个模式，代码查找表1308包括每段具有11个码片的93个段1307。该93个段1307进一步组织成3个组1306a～c，其中每个组具有31个段。每个组1306a～c的输出(一个11码片的段)接入代码扩展器1309。
在标准模式下，将每个组1306a～c的输出段合并，形成具有33个码片的宽段。特别地，段的选择在1和31之间做出。段的选择和代码的选择被用来复用来自组1306a～c的具有11个采样的3个段1307。段1307被级联以形成33采样宽的段，其输入到标准代码扩展器1304。高分辨率模式下，段的选择从1选到93。从组1306a～c中仅选择出一个段1307。之后11采样段1307接入到高分辨率代码扩展器1305。
在标准模式下，标准代码扩展器1304处于活动状态，其将33采样宽代码段扩展到66个采样。高分辨率模式下，高分辨率代码扩展器1305处于活动状态，其将11采样代码段扩展到55个采样。虽然代码扩展器1309显示为包括标准代码扩展器1304和高分辨率代码扩展器1305，但是本领域的普通技术人员可知，他们在功能上可合并为一个代码扩展器1309。
在标准模式和高分辨率模式之间改变时钟速率。例如，标准模式下，如结合图5所述，大约63.5MHz的时钟速率支持在P、K和M分别为2、33和31的情况下实时执行全卷积，每个RAM循环需两个时钟周期。在当前实施例中，高分辨率模式参数P、K和M分别为5、11和93，这样的话，产生全卷积的时钟速率为：
fclk＝5×93×2×fo＝5×93×2×1.023MHz≈952MHz
因为该速率在现有的集成电路逻辑中难以实现，又因为RAM的大小将从2046个采样增长到5115个采样，所以为了降低卷积处理器1009的成本和复杂度，当在高分辨率模式下运行时，可能期望生成次全卷积(less than the fullconvolution)。
因此，在一实施例中，高分辨率模式下，通过降低针对输入信号的每次移位而执行的偏相关的数量来计算次全卷积。如下面结合图14要描述的，选择偏相关，以便为全卷积中的特定感兴趣的区域产生相关点。在该可选择的实施例中，所需的时钟速率为：
fclk＝5×L×2×fo
其中L是一个比M小的数值，表示每个输入循环移位的偏相关数量。这样，产生的相关点的总数量是P×K×L。例如，一个实施例中，L＝12，P×K×L＝660，或一个C/A代码纪元的1/8。该例中，所需的时钟速率为
fclk＝5×12×2×1.023MHz≈123MHz
其为与标准模式中的时钟速率相当的一个值。
因为仅产生全卷积的子集，所以需要选择感兴趣的包含信号峰值的那一部分。图14示出了计算多个相关结果的操作方法1400的流程图。方法1400开始于步骤1402。在步骤1404中，执行检查以确定是否存在足够的外部辅助信息，以能够直接使用高分辨率模式。该辅助信息有好几种形式，包括感兴趣卫星的伪距估算值和本地时钟偏差的估算值。如果辅助信息足够准确，该方法在步骤1410中转至高分辨率模式。但是，经常地，本地时钟偏差不可知。例如，从存储的星历中可得到估算的伪距，最近得知的接收机位置，但是，除非接收机保持精确的走时或外部地同步，否则本地时钟偏差不可知。如果没有足够的外部辅助信息，则步骤1406中在标准模式下执行伪距测量。在步骤1406中，使用标准分辨率获得全卷积。当在标准模式中执行了一个或多个测量后，在步骤1408估算本地时钟偏差。该步骤可选择性地包括估算时间戳误差。方法1400然后在步骤1410中转至高分辨率模式。在这点上，信号延时被限制到包含标准分辨率下的相关峰值的多个窗口内，该窗口在步骤1412中进行计算。计算出范围窗口后，方法1400在步骤1414中在高分辨率模式下测量伪距(即使用高分辨率相关峰值)。方法1400在步骤1416结束。
当处理伽利略信号时，可使用高分辨率模式来切换到使用未经滤波的伽利略信号、使用数据和导频分量两者等等。由于伽利略信号提供了多个不同的信号选项用于相关，一旦时间的估算值可知并且可调用高分辨率模式，则在其它的信号分量上可使用更多的信号处理。通过在3dB信号缩减下使用仅USB(或仅LSB)来获取，伽利略代码的大段(或全部)可使用L1C子信道进行相关。一旦从仅处理L1C USB信号(或L1C LSB信号)获得时序，那么接近该时序估计值的一部分代码可在标准或高分辨率模式下使用经滤波的L1B子信道来处理，或对于L1B和/或L1C使用未经滤波的伽利略信号来处理。
尽管存在仅计算部分卷积的限制，方法1400允许更有利地使用高分辨率模式。只要至少一个GPS或伽利略卫星在标准模式下检测到，就可以为所有后来的卫星信号获取调用高分辨率模式。在高分辨率模式下，相关处理的灵敏度得到提高，使得可以检测到更多的卫星。此外，如上所述，所有测量的准确度在高分辨率模式下得到提高。
虽然本申请中已经示出并详细描述了结合本发明教导的各种实施例，本领域的普通技术人员能够很容易得到许多其它也采用了本发明的教导的变化实施例。

Claims (7)

1.一种处理来自多个卫星系统的信号的装置，其特征在于，包括：
调谐器，用于选择和单边带滤波来自第一卫星系统内的卫星的第一信号，或选择来自第二卫星系统内的卫星的第二信号；
卷积处理器，与所述调谐器连接，用于将所述经滤波的第一信号或所述第二信号与基准码的选定部分相关，以产生至少一个偏相关，并累加所述至少一个偏相关而生成全卷积。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一卫星系统是伽利略系统。
3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一卫星系统是全球定位系统。
4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述调谐器进一步包括：
正交调谐器，用于生成所述第一或第二信号的同相分量和正交分量；
复合单边带滤波器，与所述正交调谐器连接，用于对所述第一信号滤波。
5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述卷积处理器包括：
偏相关器，用于对所述经滤波的第一信号或所述第二信号的一部分执行相关。
6.一种计算数字信号与伪随机基准码的相关性的方法，其特征在于，包括：
接收来自第一卫星系统的第一信号或来自第二卫星系统的第二信号中的至少一者，其中所述第一信号具有附加码；
单边带滤波所述第一信号以产生经滤波的第一信号；
将所述经滤波的第一信号或所述第二信号与伪随机基准码相关，以产生第一偏相关；
累加第一偏相关以生成全卷积；
使用所述全卷积建立时序和频率同步。
7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述第一信号是来自伽利略卫星的卫星信号，所述第二信号是来自GPS卫星的卫星信号。
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