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TECHNISCHES GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Messvorrichtung und
ein Messverfahren zum Messen eines Prüfsignals, eine Prüfvorrichtung
und ein Prüfverfahren
zum Prüfen
einer geprüften
Vorrichtung und einer elektronischen Vorrichtung. Genauer gesagt
bezieht sich die Erfindung auf eine Messvorrichtung, ein Messverfahren,
eine Prüfvorrichtung
und ein Prüfverfahren
zum Messen von Jitter in dem von der geprüften Vorrichtung ausgegebenen Prüfsignal.
Die vorliegende Patentanmeldung beansprucht die Priorität auf der
Grundlage der US-Patentanmeldung Nr. 11/362536, die am 27. Februar
2006 eingereicht wurde und deren Inhalt hier einbezogen wird.
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STAND DER TECHNIK
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Herkömmlich war
eine Prüfung
zum Messen von Jitter in einem von einer elektronischen Vorrichtung
wie einer Halbleiterschaltung ausgegebenen Prüfsignal als ein Gegenstand
zum Prüfen
der elektronischen Vorrichtung bekannt. Beispielsweise wird das
Jitter eines derartigen Prüfsignals
durch eine Zeitintervall-Analysevorrichtung, ein Oszilloskop oder dergleichen
durch Eingabe des geprüften
Signals in diese(n) gemessen. Die Zeitintervall-Analysevorrichtung
oder dergleichen ermöglicht
die Berechnung derartigen Jitters beispielsweise durch Messen von Phasenfehlern
von Flanken des Prüfsignals.
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Weiterhin
war eine Funktionsprüfung
zur Beurteilung, ob ein Muster eines von einer elektronischen Vorrichtung
ausgegebenen Prüfsignals
mit einem Muster eines erwarteten Werts übereinstimmt oder nicht, als
ein Gegenstand zum Prüfen
der elektronischen Vorrichtung bekannt. Bei dieser Prüfung erfasst
eine Prüfvorrichtung
ein Datenmuster des Prüfsignals
durch Vergleichen eines Spannungswertes des von der elektronischen
Vorrichtung ausgegebenen Prüfsignals
mit einer Schwellenspannung, wenn ein vorbestimmtes Prüfmuster
in die elektronische Vorrichtung eingegeben wird. Dann beurteilt sie,
ob das Datenmuster mit dem Muster des erwarteten Werts übereinstimmt
oder nicht.
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Es
war somit erforderlich, die Vorrichtung zum Messen von Jitter und
die Vorrichtung zum Prüfen
der Funktion auszubilden, um wie vorstehend beschrieben die Jitterprüfung zusätzlich zu
Funktionsprüfungen
durchzuführen.
Daher war es kostenaufwendig, die Jitterprüfung durchzuführen.
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Weiterhin
vergleicht die Vorrichtung zur Funktionsprüfung den Spannungswert des
Prüfsignals
mit der Schwellenspannung zu einem vorgegebenen Zeitpunkt. Daher
kann sie die Flanken des Prüfsignals
durch Verschieben des Vergleichszeitpunkts erfassen. Es werden Zeitpunktinformationen erhalten,
wenn das Datenmuster des Prüfsignals
Bit für
Bit übergeht.
Es ist dann möglich,
Jitter durch Verwenden dieser Funktion zu messen, d. h. durch Verwenden
der Vorrichtung zum Durchführen
einer Funktionsprüfung.
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Ein
relevantes Patentdokument konnte nicht gefunden werden, so dass
dessen Beschreibung weggelassen wird.
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OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
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DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
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Jedoch
ist die herkömmliche
Vorrichtung zur Funktionsprüfung
etwas, was die Abtastzeit in einer Prüfrate synchronisiert mit der
Periode des Prüfsignals
setzt. Daher ist es erforderlich, die Phase der Abtastzeit für jede Testrate
zu setzen, um allmählich die
relative Phase der Abtastzeit mit Bezug auf das Prüfsignal
innerhalb jeder Prüfrate
zu verschieben. Es war daher erforderlich, die mühsame Zeiteinstellung durchzuführen, um
die Jitterprüfung
durchzuführen.
Weiterhin war die Messgenauigkeit nicht geeignet für die Prüfung, da
die Zeit entsprechend der relativen Phase verschoben wird.
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Wenn
Jitter durch Verwendung eines Oszilloskops oder dergleichen gemessen
wird, enthält
das in dieses einzugebende Prüfsignal
Amplitudenstörungskomponenten
zusätzlich
zu den Zeitstörungskomponenten.
Daher war es schwierig, nur die Zeitstörungen des geprüften Signals
genau zu messen.
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Es
ist demgemäß eine Aufgabe
der Erfindung, eine Messvorrichtung, ein Messverfahren, eine Prüfvorrichtung,
ein Prüfverfahren
und eine elektronische Vorrichtung vorzusehen, die in der Lage sind, das
vorgenannte Problem zu lösen.
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MITTEL ZUM LÖSEN DER
PROBLEME
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Um
die vorgenannten Probleme zu lösen,
ist gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung eine Messvorrichtung zum Messen eines
Prüfsignals
vorgesehen, mit einem Komparator zum aufeinanderfolgenden Vergleichen
von Spannungswerten des Prüfsignals
mit einem zu diesem geführten
Bezugsspannungswert zu den Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zu
diesem geführten
Abtastsignalen, einem Abtasttaktgenerator zum aufeinanderfolgenden
Erzeugen der Abtastsignale mit nahezu gleichen Zeitintervallen,
einem Erfassungsspeicher zum Speichern des Vergleichsergebnisses
des Komparators und einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung
zum Berechnen von Jitter des Prüfsignals
auf der Grundlage des in dem Erfassungsspeicher gespeicherten Vergleichsergebnisses.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung ist eine Prüfvorrichtung zum Prüfen einer
geprüften Vorrichtung
vorgesehen, mit einer Messvorrichtung zum Messen von Jitter eines
von der geprüften
Vorrichtung ausgegebenen Prüfsignals
und einer Jitterbeurteilungsschaltung zum Beurteilen, ob die geprüfte Vorrichtung
fehlerfrei ist oder nicht, auf der Grundlage des von der Messvorrichtung
gemessenen Jitters, wobei die Messvorrichtung einen Komparator zum
aufeinanderfolgenen Vergleichen von Spannungswerten des Prüfsignals
mit einem zu diesem geführten
Bezugsspannungswert zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zu diesem
geführten
Abtastsignalen, einen Abtasttaktgenerator zum aufeinanderfolgenden
Erzeugen der Abtastsignale mit nahezu gleichen Zeitintervallen,
einen Erfassungsspeicher zum Speichern von Vergleichsergebnissen
des Komparators und eine digitale Signalverarbeitungsschaltung zum
Berechnen des Jitters des Prüfsignals
auf der Grundlage der in dem Erfassungsspeicher gespeicherten Vergleichsergebnisse
hat.
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Gemäß einem
dritten Aspekt der Erfindung ist ein Messverfahren zum Messen eines
Prüfsignals mit
einer vorbestimmten Periode vorgesehen, mit einem Vergleichsschritt
zum aufeinanderfolgenden Vergleichen von Spannungswerten des Prüfsignals mit
einem gegebenen Bezugsspannungswert zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend
zugeführten
Abtastsignalen, einem Abtasttakt-Erzeugungsschritt zum aufeinanderfolgenden
Erzeugen der Abtastsignale mit nahezu gleichen Zeitintervallen,
einem Speicherschritt zum Speichern von Vergleichsergebnissen des
Komparators und einem Verarbeitungsschritt für digitale Signale zum Berechnen
des Jitters des Prüfsignals
auf der Grundlage der in dem Speicherschritt gespeicherten Vergleichsergebnisse.
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Gemäß einem
vierten Aspekt der Erfindung ist ein Prüfverfahren zum Prüfen einer
geprüften
Vorrichtung vorgesehen, mit einem Messschritt zum Messen von Jitter
eines von der geprüften
Vorrichtung ausgegebenen Prüfsignals
und einem Jitterbeurteilungsschritt zum Beurteilen, ob die geprüfte Vorrichtung
fehler frei ist oder nicht, auf der Grundlage des in dem Messschritt
gemessenen Jitters, wobei der Messschritt einen Vergleichsschritt
zum aufeinanderfolgenden Vergleichen von Spannungswerten des Prüfsignals
mit einem gegebenen Bezugsspannungswert zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zugeführten Abtastsignalen,
einen Abtasttakt-Erzeugungsschritt zum aufeinanderfolgenden Erzeugen der
in nahezu gleichen Zeitintervallen angeordneten Abtastsignale, einen
Speicherschritt von Vergleichsergebnissen des Komparators und einen
Verarbeitungsschritt für
digitale Signale zum Berechnen des Jitters des Prüfsignals
auf der Grundlage der in dem Speicherschritt gespeicherten Vergleichsergebnisse enthält.
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Gemäß einem
fünften
Aspekt der Erfindung ist eine Messvorrichtung zum Messen eines Prüfsignals
mit einer vorbestimmten Periode vorgesehen, mit einem Komparator
zum aufeinanderfolgenden Vergleichen eines Spannungswerts des Prüfsignals, eines
ersten Bezugsspannungswerts und eines zweiten Bezugsspannungswerts,
die zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zu diesem geführten Abtastsignalen
zu diesem geführt
werden, um Vergleichsergebnisse von drei Werten auszugeben, einem
Erfassungsspeicher zum Speichern der Vergleichsergebnisse des Komparators
und einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung zum Berechnen von
Jitter des Prüfsignals
auf der Grundlage des in dem Erfassungsspeicher gespeicherten Vergleichsergebnisses.
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Gemäß einem
sechsten Aspekt der Erfindung ist eine elektronische Vorrichtung
zum Ausgeben eines Prüfsignals
vorgesehen, mit einer Operationsschaltung zum Erzeugen des Prüfsignals
und einer Messvorrichtung zum Messen des Prüfsignals, und die Messvorrichtung hat
einen Komparator zum aufeinanderfolgenden Vergleichen von Spannungswerten
des Prüfsignals
mit einem zu diesem geführten
Bezugsspannungswert zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zu diesem
geführten
Abtastsignalen, und einen Erfassungsspeicher zum Speichern des Vergleichsergebnisses
des Komparators.
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Es
ist festzustellen, dass die vorstehende Zusammenfassung der Erfindung
nicht notwendigerweise alle erforderlichen Merkmale der Erfindung
beschreibt. Die Erfindung kann auch eine Unterkombination der vorbeschriebenen
Merkmale sein.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer Prüfvorrichtung
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt.
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2 ist
ein Diagramm, das beispielhafte Abtastsignale zeigt, die von einem
Abtasttaktgenerator erzeugt werden.
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3A, 3B und 3C sind
Diagramme, die beispielhafte Konfigurationen eines Komparators zeigen.
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4 zeigt
eine beispielhafte Operation der Messvorrichtung, wenn der in 3A gezeigte
Komparator verwendet wird.
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5A und 5B sind
Diagramme, die beispielhafte Konfigurationen einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung
zeigen.
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6A und 6B sind
Diagramme, die beispielhafte Operationen einer Linearphasen-Entfernungsschaltung
zeigen.
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7 ist
eine Tabelle, die von der Prüfvorrichtung
tatsächlich
gemessene Jitterwerte im Ver gleich zu nach einem herkömmlichen
Jittermessverfahren tatsächlich
gemessenen Jitterwerten zeigt.
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8A und 8B zeigen
beispielhafte Konfigurationen einer Bandbegrenzungsschaltung.
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9 ist
ein Diagramm, das ein beispielhaftes, durch ein Filter übertragenes
Frequenzband zeigt.
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10 zeigt
eine andere beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung.
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11 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Operation des Komparators und
des Abtasttaktgenerators zeigt.
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12 ist
ein Diagramm, das eine andere beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung zeigt.
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13 ist
ein Diagramm, das eine andere beispielhafte Konfiguration des Komparators
zeigt.
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14 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Operation des Komparators und
des Abtasttaktgenerators, die in 13 gezeigt
sind, zeigt.
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15 und 16 sind
Flussdiagramme, die ein beispielhaftes Verfahren zum Korrigieren
von Fehlern des Abtasttakts zeigen.
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17 ist
ein Diagramm, das eine andere beispielhafte Konfiguration der Prüfvorrichtung
zeigt.
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18 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer elektronischen
Vorrichtung gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt.
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BESTE ART DER AUSFÜHRUNG DER
ERFINDUNG
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Die
Erfindung wird nun auf der Grundlage bevorzugter Ausführungsbeispiele
beschrieben, die den Bereich der Erfindung nicht beschränken, sondern
die Erfindung veranschaulichen sollen. Alle Merkmale und deren Kombinationen,
die in den Ausführungsbeispielen beschrieben
sind, sind nicht notwendigerweise wesentlich für die Erfindung.
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1 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer Prüfvorrichtung 100 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. Die Prüfvorrichtung 100 ist
eine Vorrichtung zum Prüfen einer
geprüften
Vorrichtung (DUT) 200 wie einer Halbleiterschaltung und
hat eine Messvorrichtung und eine Beurteilungsschaltung 70.
Die Messvorrichtung 10 misst Jitter eines von der DUT 200 ausgegebenen
Prüfsignals.
Hier ist das Prüfsignal
ein Signal mit einer vorbestimmten Periode. Das Prüfsignal kann
beispielsweise ein Taktsignal oder ein Datensignal sein. Die Messvorrichtung 10 misst
auch das Zeitjitter des Prüfsignals.
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Die
Beurteilungsschaltung 70 beurteilt auf der Grundlage des
von der Messvorrichtung 10 gemessenen Jitters des Prüfsignals,
ob die DUT 200 fehlerfrei ist oder nicht. Beispielsweise
kann die Beurteilungsschaltung 70 auf der Grundlage eines Grads
des Zeitjitters des Prüfsignals,
ob dieser größer als
ein vorher gesetzter Schwellenwert ist oder nicht, beurteilen, ob
die DUT 200 fehlerfrei ist oder nicht. Dieser Schwellenwert
kann durch geforderte Spezifikationen und dergleichen der DUT 200 definiert
werden.
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Die
Messvorrichtung 10 hat einen Komparator 20, einen
Abtasttaktgenerator 30, einen Erfassungsspeicher 40,
eine digitale Signalumwandlungsschaltung 50 und eine digitale
Signalverarbeitungsschaltung 60. Der Komparator 20 vergleicht
Spannungswerte des Prüfsignals
mit einem zu diesem geführten
Bezugsspannungswert zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zu diesem
geführten
Abtastsignalen.
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Der
Abtasttaktgenerator 30 erzeugt aufeinanderfolgend die Abtastsignale
in Zeitintervallen mit nahezu gleichem Abstand. Der Abtasttaktgenerator 30 kann
die Abtastsignale aufeinanderfolgend synchron mit der Periode des
Prüfsignals
erzeugen.
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Weiterhin
kann der Abtasttaktgenerator 30 aufeinanderfolgend die
Abtastsignale unabhängig von
der Periode des Prüfsignals
erzeugen. Der Abtasttaktgenerator 30 kann auch aufeinanderfolgend die
Abtastsignale synchron mit einer Periode, die unterschiedlich gegenüber der
Periode des Prüfsignals ist,
erzeugen.
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Der
Erfassungsspeicher 40 speichert das von dem Komparator 20 ausgegebene
Vergleichsergebnis. Beispielsweise richtet der Erfassungsspeicher 40 die
von dem Komparator 20 ausgegebenen Vergleichsergebnisse
entsprechend den jeweiligen Abtastsignalen entsprechend der Phase
der entsprechenden Abtastsignale aus und speichert sie.
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Die
digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 berechnet das
Jitter des Prüfsignals
auf der Grundlage der in dem Erfassungsspeicher 40 gespeicherten Vergleichsergebnisse.
Die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 kann das Jitter
des Prüfsignals beispielsweise
anhand von Verfahren berechnen, die später in Verbindung mit den 5A und 5B beschrieben
werden. Die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 kann
auch das Jitter des Prüfsignals mittels
anderer bekannter Technologien berechnen.
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Es
ist bevorzugt, Daten entsprechend dem Signalverarbeitungsverfahren
der digitalen Signalverarbeitungs schaltung 60 in die digitale
Signalverarbeitungsschaltung 60 einzugeben. Wenn die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 beispielsweise
das Jitter des Prüfsignals
auf der Grundlage von Nulldurchgangspunkten oder dergleichen des
Prüfsignals
berechnet, ist es bevorzugt, ein Signal einzugeben, dessen Absolutwert
der Amplitude einen diskreten Wert in einem Bereich, der kleiner
als n (wobei n eine reelle Zahl ist) darstellt.
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Die
Messvorrichtung 10 nach diesem Beispiel wandelt die in
dem Erfassungsspeicher 40 gespeicherten Vergleichsergebnisse
in ein in die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 einzugebendes digitales
Signal um. Beispielsweise erzeugt die digitale Signalumwandlungsschaltung 50 das
digitale Signal, in welchem die jeweiligen Spannungswerte des Prüfsignals
in digitale Werte in einem Bereich umgewandelt werden, in welchem
ihre Absolutwert kleiner als n (wobei n eine reelle Zahl ist) sind.
Beispielsweise kann die digitale Signalumwandlungsschaltung 50 die
Vergleichsergebnisse in die digitalen Werte angenähert von
1 bis –1
umwandeln.
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Ein
Fall, in welchem der Komparator 20 die Spannungswerte des
Prüfsignals
mit einer Bezugsspannung zu Zeitpunkten der jeweiligen Abtastsignale
vergleicht und einen logischen Wert H oder einen logischen Wert
L als das Vergleichsergebnis ausgibt, wird als ein Beispiel erläutert. Bei
diesem Beispiel gibt die digitale Signalumwandlungsschaltung 50 ein digitales
Signal aus, in welchem der logische Wert H in einen digitalen Wert
1 umgewandelt wird und der logische Wert L in einen digitalen Wert –1 umgewandelt
wird. Wenn der Komparator 20 die Vergleichsergebnisse von
drei Werten ausgibt, wandelt die digitale Signal umwandlungsschaltung 50 die
jeweiligen Vergleichsergebnisse in digitale Werte 1, 0 und –1 entsprechend
den logischen Werten der Vergleichsergebnisse um.
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Eine
derartige Signalumwandlung erleichtert die Signalverarbeitung in
der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 60.
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2 ist
ein Diagramm, das beispielhafte, von dem Abtasttaktgenerator 30 erzeugte
Abtastsignale zeigt. Dieses Beispiel wird erläutert durch Setzen der Periode
des Prüfsignals
gleich T. Der Abtasttaktgenerator 30 erzeugt aufeinanderfolgend
die Abtastsignale in Zeitintervallen mit nahezu gleichem Abstand
synchron oder asynchron mit der Periode T des Prüfsignals, wie vorstehend beschrieben
ist.
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Im
Allgemeinen arbeitet die Prüfvorrichtung 100 pro
Zyklus (T0, T1, T2, ...) entsprechend der Operationsperiode (Prüfrate),
die mit der Periode T des Prüfsignals
synchronisiert ist. Der Abtasttaktgenerator 30 kann ein
Abtastsignal oder mehrere Abtastsignale pro Zyklus entsprechend
der Prüfrate
erzeugen, wie durch die Abtastsignale (1) und (2) in 2 gezeigt
ist. Weiterhin kann der Abtasttaktgenerator 30 die Abtastsignale
asynchron mit der Prüfrate erzeugen,
wie durch die Abtastsignale (3) in 2 gezeigt
ist. Zu dieser Zeit wird eine Anzahl von Abtastsignalen, die mit
Bezug auf jeden Zyklus erzeugt werden bestimmt durch die Periode
und die Prüfrate, durch
die der Abtasttaktgenerator 30 die Abtastsignale erzeugt.
Beispielsweise kann der Abtasttaktgenerator 30 eine Oszillationsschaltung
sein, die unabhängig
von der Operationsperiode der Prüfvorrichtung 100 arbeitet.
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Weiterhin
kann die Periode T des Prüfsignals mit
der Prüfrate
der Prüfvorrichtung 100 übereinstimmen
oder nicht übereinstimmen.
Es ist bevorzugt, dass die Periode T des Prüfsignals mit der Prüfrate übereinstimmt,
wenn die Prüfvorrichtung 100 auch eine
später
beschriebene Funktionsprüfung
durchführt.
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Es
ist möglich,
indem die Intervalle Ts der von dem Abtasttaktgenerator 30 erzeugten
Abtastsignale wie vorstehend beschrieben eingestellt werden, Abtastsignale
aufeinanderfolgend zu erzeugen, deren Phase allmählich von einem Punkt zu einem anderen
Punkt in dem Prüfsignal
verschoben wird. Auch kann der Abtasttaktgenerator 30 entweder
(1) die Abtastsignale, in denen eine Abtastung pro Prüfrate angeordnet
ist, (2) die Abtastsignale, in denen mehrere Abtastungen pro Prüfrate angeordnet sind,
oder (3) die Abtastsignale, in denen Abtastungen unabhängig von
der Prüfrate
angeordnet sind, als die Abtastsignale, in denen Abtastungen in
nahezu gleichen Zeitintervallen angeordnet sind, erzeugen.
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Obgleich
der Fall, in welchem die Prüfrate der
Prüfvorrichtung 100 gleich
der Periode T des Prüfsignals
ist, vorstehend beschrieben wurde, ist die Prüfrate der Erfindung nicht notwendigerweise
gleich der Periode T des Prüfsignals,
wenn keine Funktionsprüfung
durchgeführt
wird und unabhängig
von der Periode T eingestellt werden kann.
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Die 3A, 3B und 3C sind
Diagramme, die beispielhafte Konfigurationen des Komparators 20 zeigen.
Dem in 3A gezeigten Komparator 20 werden
eine erste Bezugsspannung VOH und eine zweite Bezugsspannung VOL
zugeführt, und
er gibt ein Vergleichsergebnis von drei Werten aus. Ein Fall, in
welchem die zweite Bezugsspannung VOL kleiner als die erste Bezugspannung
VOH ist, wird in diesem Beispiel erläutert. Der Komparator 20 gibt
jedes unterschiedliche Vergleichsergebnis in jedem Fall aus, in
welchem der Spannungswert des Prüfsignals
größer als
die erste Bezugsspannung VOH ist, wenn der Spannungswert des Prüfsignals kleiner
als die erste Bezugsspannung VOH und größer als die zweite Bezugsspannung
VOL ist, und wenn der Spannungswert des Prüfsignals kleiner als die zweite
Bezugsspannung VOL ist.
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Der
Komparator 20 hat einen ersten Komparator 22-1 und
einen zweiten Komparator 22-2. Das Prüfsignal wird in zwei aufgeteilt
und jeweils zu den Komparatoren 22-1 und 22-2 geführt. Der
Abtasttaktgenerator 30 führt die Abtastsignale, die
nahezu dieselben Zeitpunkte darstellen, zu den Komparatoren 22-1 und 22-2.
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Der
erste Komparator 22-1 vergleicht einen Spannungswert des
Prüfsignals
mit der ersten Bezugsspannung VOH für jedes zu diesem geführte Abtastsignal.
Der erste Komparator 22-1 gibt einen logischen Wert aus,
der Hoch darstellt, wenn der Spannungswert des Prüfsignals
als die erste Bezugsspannung VOH ist, und gibt einen logischen Wert
aus, der Niedrig darstellt, wenn der Spannungswert des Prüfsignals
kleiner als die erste Bezugsspannung VOH ist.
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Der
zweite Komparator 22-2 vergleicht den Spannungswert des
Prüfsignals
mit der zweiten Bezugsspannung VOL für jedes zu diesem geführte Abtastsignal.
Der zweite Komparator 22-2 gibt einen logischen Wert aus,
der Hoch darstellt, wenn der Spannungswert des Prüfsignals
größer als
die zweite Bezugsspannung VOL ist, und gibt einen logischen Wert
aus, der Niedrig dar stellt, wenn der Spannungswert des Prüfsignals
kleiner als die zweite Bezugsspannung VOL ist.
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Der
Komparator 20 gibt einen Satz der von den Komparatoren 22-1 und 22-2 ausgegebenen
logischen Werte als sein Vergleichsergebnis aus. Das heißt, wenn
angenommen wird, dass der von dem ersten Komparator 22-1 ausgegebene
logische Wert gleich M ist und der von dem zweiten Komparator 22-2 ausgegebene
logische Wert gleich N ist, gibt der Komparator 20 das
Vergleichsergebnis von drei Werten von (M, N) = (Hoch, Hoch), (Niedrig,
Hoch) und (Niedrig, Niedrig) entsprechend dem Spannungswert des
Prüfsignals
aus.
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In
diesem Fall wandelt die digitale Signalumwandlungsschaltung 50 die
jeweiligen Vergleichsergebnisse (Hoch, Hoch), (Niedrig, Hoch) und
(Niedrig, Niedrig) beispielsweise in digitale Wert 1, 0 und –1 um.
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Der
in 3B gezeigte Komparator 20 gibt unterschiedliche
Vergleichsergebnisse in Abhängigkeit
davon aus, ob der Spannungswert des Prüfsignals größer als ein zu diesem geführter Bezugsspannungswert
VT ist oder nicht. Das heißt,
der Komparator 20 nach diesem Beispiel gibt die binären Vergleichsergebnisse
aus. Der Komparator 20 hat einen Komparator 22,
in den der Bezugsspannungswert VT und das Prüfsignal eingegeben werden.
Der Komparator 22 vergleicht den Spannungswert des Prüfsignals
mit dem Bezugsspannungswert VT zu den Zeitpunkten der von dem Abtasttaktgenerator 30 zugeführten Abtastsignale.
Wenn der Spannungswert des Prüfsignals
beispielsweise größer als
der Bezugsspannungswert VT ist, gibt der Komparator 22 den Hoch
darstellenden logischen Wert aus, und wenn der Spannungswert des
Prüfsignals
kleiner als der Bezugsspannungswert VT ist, gibt der Komparator 22 den
Niedrig darstellenden logischen Wert aus. Der Komparator 20 gibt
den von dem Komparator 22 ausgegebenen logischen Wert als
ein Vergleichsergebnis aus.
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In
diesem Fall wandelt die digitale Signalumwandlungsschaltung 50 die
jeweiligen Vergleichsergebnisse Hoch und Niedrig beispielsweise
in digitale Werte 1 und –1
um.
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Der
in 3C gezeigte Komparator 20 hat mehrere
Komparatoren 22. Bezugsspannungen VT1, VT2, ..., die einander
unterschiedlich sind, werden den jeweiligen Komparatoren 22 zugeführt. Weiterhin wird
das Prüfsignal
geteilt und in die jeweiligen Komparatoren 22 geführt. Der
Abtasttaktgenerator 30 führt die Abtastsignale zu nahezu
gleichen Zeitpunkten zu den jeweiligen Komparatoren 22.
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Die
jeweiligen Komparatoren 22 vergleichen den Spannungswert
des Prüfsignals
mit der entsprechenden Bezugsspannung VTx zu den Zeitpunkten der
zu diesen geführten
Abtastsignale. Die Operation jedes Komparators 22 ist dieselbe
wie die des in 33 gezeigten Komparators 22.
Der Komparator 20 gibt Sätze der von den jeweiligen
Komparatoren 22 ausgegebenen logischen Werte als Vergleichsergebnisse
aus.
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Das
heißt,
der Komparator 20 nach diesem Beispiel gibt die Vergleichsergebnisse
aus, die einander unterschiedlich sind in Abhängigkeit davon, zu welchem
jeweiligen Spannungsbereich der Spannungswert des Prüfsignals
gehört,
der durch die benachbarten zwei Bezugsspannungen unter den drei oder
mehr Typen von diesem zugeführten
Bezugsspannungen VT bestimmt ist.
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Beispielsweise
wandelt die digitale Signalumwandlungsschaltung 50 das
Vergleichsergebnis, in welchem die von allen Komparatoren 22 ausgegebenen
logischen Werte Hoch darstellen, in einen digitalen Wert 1 um, und
sie wandelt das Vergleichsergebnis, in welchem die von allen Komparatoren 22 ausgegebenen
logischen Werte Niedrig darstellen, in den digitalen Wert –1 um. Die
digitale Signalumwandlungsschaltung 50 wandelt auch das
andere Vergleichsergebnis in einen vorbestimmten digitalen Wert
zwischen 1 und –1
entsprechend seinem logischen Wert um.
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Vorzugsweise
ist jede zu dem in den 3A bis 3C erläuterten
Komparator 20 geführte
Bezugsspannung variabel. Beispielsweise kann die Messvorrichtung 10 jede
Bezugsspannung auf der Grundlage von Informationen über den
zu messenden Amplitudenpegel des Prüfsignals steuern.
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4 zeigt
eine beispielhafte Operation der Messvorrichtung 10, wenn
der in 3A gezeigte Komparator 20 verwendet
wird. Das in 4 gezeigte Prüfsignal
wird in die Messvorrichtung 10 eingegeben. Das Eingangssignal
enthält
Zeitstörungen,
d. h. Jitter entlang der Zeitachse, und Amplitudenstörungen entlang
der Amplitudenachse. Das Jitter der Zeitstörungen ist vorherrschend in
den Flankenbereichen des Prüfsignals,
und die Amplitudenstörungen sind
vorherrschend in den stationären
Bereichen des Prüfsignals.
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Wie
in 4 gezeigt ist, nimmt die vertikale Augenöffnung des
Prüfsignals
ab aufgrund der Amplitudenstörungen,
und die horizontale Augenöffnung von
diesem nimmt ab aufgrund der Zeitstörungen. Idealer weise wird die
horizontale Augenöffnung
des Prüfsignals
nur durch die Zeitstörungen
beeinträchtigt.
Jedoch beeinträchtigen
auch die Amplitudenstörungen
die horizontale Augenöffnung
aufgrund einer Art von AM-in-PM-Umwandlung. Folglich haben die Amplitudenstörungen eine
relativ hohe Wahrscheinlichkeit, in Zeitstörungen umgewandelt zu werden.
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Dann
ist es erwünscht,
das Zeitjitter durch Beseitigen des Einflusses der Amplitudenstörungen zu
messen. Jedoch wandelt die Messvorrichtung 10 nach diesem
Beispiel den Spannungswert des Prüfsignals, der größer als
die Bezugsspannung VOH ist, in den digitalen Wert 1 um, und sie
wandelt den Spannungswert des Prüfsignals,
der kleiner als die zweite Bezugsspannung VOL ist, in den digitalen Wert –1 um. Hierdurch
kann der Einfluss der Amplitudenstörungen automatisch beseitigt
werden. Dann wandelt die Messvorrichtung 10 den Spannungswert des
Prüfsignals,
der kleiner als die erste Bezugsspannung VOH und größer als
die zweite Bezugsspannung VOL ist, in den digitalen Wert 0 um. Der Zeitpunkt,
zu welchem solche digitalen Werte erfasst werden, kann nur durch
die Zeitstörungen
bestimmt werden. Daher ist es möglich,
die Zeitstörungen
genau zu messen durch Beseitigen des Einflusses der Amplitudenstörungen auf
der Grundlage der Vergleichsergebnisses des Komparators 20.
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Weiterhin
sind die in den Komparator 20 eingegebenen Abtastsignale
in nahezu gleichen Intervallen angeordnet, unabhängig von den zyklostationären Eigenschaften
des Prüfsignals.
Daher ist es möglich,
die Messung durchzuführen,
indem die Zeitabhängigkeit
der Zeitstörungen
ausgeschlossen wird. Vorzugsweise ist die Frequenz, mit der die
Abtastsignale in den Komparator 20 eingegeben werden, größer als
die Nyquist- Frequenz.
Beispielsweise können
vier oder mehr Abtastsignale in jeder Periode des Prüfsignals
angeordnet sein.
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Die 5A und 5B sind
Diagramme, die beispielhafte Konfigurationen der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 60 zeigen.
Die in 5A gezeigte digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 hat
eine Bandbegrenzungsschaltung 62 und eine Phasenverzerrungs-Schätzschaltung 64.
Die Bandbegrenzungsschaltung 62 lässt zu messende Frequenzkomponenten
des diskreten Signals durch. Weiterhin wandelt die Bandbegrenzungsschaltung 62 nach
diesem Beispiel das diskrete Signal in ein analytisches Signal um.
Die Bandbegrenzungsschaltung 62 kann das analytische Signal
durch Erzeugen eines Hilbert-Transformationspaares erzeugen.
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Die
digitale Signalumwandlungsschaltung 50 wandelt die von
dem Komparator 20 ausgegebenen Vergleichsergebnisse beispielsweise
in die die digitalen Werte 1, 0 und –1 darstellenden diskreten
Signale um, wie vorstehend beschrieben ist. Daher kann die digitale
Signalumwandlungsschaltung 50 ein Signal entsprechend diesem
diskreten Signal erzeugen und kann beispielsweise ein analytisches
Signal cos(2πft)
+ jsin(2πft)
erzeugen. Der Einfluss der Amplitudenstörungen des Prüfsignals
wurde aus dem analytischen Signal entfernt, wie vorstehend beschrieben
ist.
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Die
Phasenverzerrungs-Schätzschaltung 64 berechnet
Phasenstörungen
des von der Bandbegrenzungsschaltung 62 ausgegebenen diskreten
Signals. Die Phasenverzerrungs-Schätzschaltung 64 nach
diesem Beispiel hat eine Schätzschaltung 66 für die augenblickliche
Phase und eine Linearphasen-Entfernungsschaltung 68.
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Auf
der Grundlage des von der Bandbegrenzungsschaltung 62 ausgegebenen
analytischen Signals erzeugt die Schätzschaltung 66 für die augenblickliche
Phase ein augenblickliches Phasensignal, das die augenblickliche
Phase des diskreten Signals darstellt. Die augenblickliche Phase
des diskreten Signals kann anhand des inversen Tangens (Arctangens)
des Verhältnisses
eines reellen Teils und eines imaginären Teils des analytischen
Signals gefunden werden.
-
Die
Linearphasen-Entfernungsschaltung 68 berechnet Phasenstörungen des
Prüfsignals
durch Entfernen der Linearkomponente des augenblicklichen Phasensignals.
Beispielsweise kann die Linearphasen-Entfernungsschaltung 68 die
Linearkomponente des augenblicklichen Phasensignals auf der Grundlage
der Periode des Prüfsignals
berechnen, oder sie kann die Linearkomponente, in der das augenblickliche
Phasensignal durch eine gerade Linie angenähert ist, berechnen. Die Linearkomponente
ist die augenblickliche Phase des Prüfsignals, wenn angenommen wird,
dass das Prüfsignal
kein Jitter entlang der Zeitachse hat. Die Linearphasen-Entfernungsschaltung 68 kann
auch die Linearkomponente auf der Grundlage einer gemessenen Durchschnittsperiode
des Prüfsignals
berechnen. Eine Differenz des augenblicklichen Phasensignals mit
Bezug auf die Linearkomponente stellt die Phasenstörungen des
Prüfsignals
zu jedem Zeitpunkt dar.
-
Die
in 5B gezeigte digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 hat
eine Bandbegrenzungsschaltung 62 und eine Phasenverzerrungs-Schätzschaltung 64.
Die Bandbegrenzungsschaltung 62 lässt zu messende Frequenzkomponenten
des diskreten Signals durch. Die Phasenverzerrungs-Schätzschaltung 64 hat
eine Nulldurchgangs-Zeitpunkt-Schätzschaltung 72 und
eine Linear- Phasen-Entfernungsschaltung 68.
Die Nulldurchgangs-Zeitpunkt-Schätzschaltung 72 schätzt eine Nulldurchgangs-Zeitpunktserie
des Prüfsignals
auf der Grundlage des von der Bandbegrenzungsschaltung 62 ausgegebenen
diskreten Signals. Die Nulldurchgangs-Zeitpunktserie besteht aus Daten, die aufeinanderfolgend
Zeitpunkte darstellen, zu denen das diskrete Signal das digitale
Signal 0 darstellt.
-
Die
Linearphasen-Entfernungsschaltung 68 entfernt Linearkomponenten
der Nulldurchgangs-Zeitpunktserien und berechnet die Phasenstörungen des
Prüfsignals.
Die Linearkomponente kann nach demselben Verfahren, das von der
in 5A gezeigten Linearphasen-Entfernungsschaltung 68 durchgeführt wird,
berechnet werden.
-
Die 6A und 6B sind
Diagramme, die beispielhafte Operationen der Linearphasen-Entfernungsschaltung 68 zeigen. 6A zeigt
die augenblickliche Phase des diskreten Signals, wobei eine Abszissenachse
die Zeit t darstellt und eine Ordinatenachse die augenblickliche
Phase φt
darstellt. Es ist möglich,
den Phasenfehler des diskreten Signals zu finden, indem die Differenz
zwischen der augenblicklichen Phase und ihrer linearen Komponente gefunden
wird, wie vorstehend beschrieben ist.
-
6B ist
ein Diagramm, das durch Aufzeichnen jedes Nulldurchgangs-Zeitpunkts
erhalten wurde, wobei eine Abszissenachse die Zeit t darstellt und
eine Ordinatenachse Nulldurchgangs-Zeitpunkte darstellt. Es ist
dann möglich,
den Phasenfehler jedes Nulldurchgangspunkts zu finden, d. h. den
Phasenfehler der Flanke des Prüfsignals,
indem die Differenz von der Linear komponente an jedem Nulldurchgangspunkt
gefunden wird, wie vorstehend beschrieben ist.
-
7 ist
eine Tabelle, die von der Prüfvorrichtung 100 tatsächlich gemessene
Jitterwerte im Vergleich zu nach einem herkömmlichen Jittermessverfahren
tatsächlich
gemessenen Jitterwerten zeigt. Gemäß dem in 7 gezeigten
herkömmlichen
Jittermessverfahren wandelt ein A/D-Wandler von 8 Bits das Prüfsignal
in diskrete Signale um, und Jitter wird durch dasselbe Verfahren
der Verwendung der digitalen Signalverarbeitungsschaltung 60 gemessen.
Die Prüfvorrichtung 100 misst
Jitter durch Verwenden des Komparators 20, der die digitalen
Signale von drei Werten ausgibt.
-
Wie
in 7 gezeigt ist, kann die Prüfvorrichtung 100,
die im Vergleich zu dem herkömmlichen Verfahren
eine einfache Struktur hat, die Messung mit weniger als 4 Differenz
gegenüber
dem herkömmlichen
Verfahren in den beiden gemessenen Signalen mit weniger Störungen und
vielen Störungen
durchführen.
-
Die 8A und 8B zeigen
beispielhafte Konfigurationen der Bandbegrenzungsschaltung 62. Die
Bandbegrenzungsschaltung 62 nach diesem Beispiel wird in
der in 5A gezeigten digitalen Signalverarbeitungsschaltung 60 verwendet.
Die in 8A gezeigte Bandbegrenzungsschaltung 62 hat
ein Filter 74 und einen Hilbert-Transformator 76.
-
Das
Filter 74 empfängt
das von der digitalen Signalumwandlungsschaltung 50 ausgegebene
diskrete Signal und lässt
zu messende Frequenzkomponenten durch. Der Hilbert-Transformator 76 führt eine Hilbert-Transformation
bei dem von dem Filter 74 ausgegebenen digitalen Signal
durch. Beispielsweise erzeugt der Hilbert-Transformator 76 ein
Signal aus dem digitalen Signal, dessen Phase um 90 Grad verzögert ist.
Die Bandbegrenzungsschaltung 62 gibt ein analytisches Signal
aus, worin das von dem Filter 74 ausgegebene digitale Signal
als ein reeller Zahlenteil betrachtet wird und das von dem Hilbert-Transformator 76 ausgegebene
Signal als ein imaginärer
Teil betrachtet wird.
-
Die
in 8B gezeigte Bandbegrenzungsschaltung 62 hat
ein Filter 74 und Mischer 78 und 82. Das
Filter 74 ist dasselbe wie das in 8A gezeigte Filter 74.
Die Mischer 78 und 82 empfangen die digitalen
Signale, die geteilt und von dem Filter 74 ausgegeben wurden,
führen
eine orthogonale Modulation bei diesen durch und geben sie aus.
Beispielsweise empfangen die Mischer 78 und 82 Trägersignale, dessen
Phasen um 90 Grad unterschiedlich sind, und erzeugen Ausgangssignale
durch Multiplizieren der digitalen Signale mit den Trägersignalen.
Die Bandbegrenzungsschaltung 62 gibt ein analytisches Signal
aus, in welchem das von dem Mischer 78 ausgegebene digitale
Signal als ein reeller Teil betrachtet wird und das von dem Mischer 82 ausgegebene
digitale Signal als ein imaginärer
Teil betrachtet wird.
-
Das
analytische Signal mit den zu messenden Frequenzkomponenten des
Prüfsignals
kann durch eine derartige Konfiguration erzeugt werden. Das Filter 64 kann
Komponenten um die Trägerfrequenz
des Prüfsignals
herum unter den Frequenzkomponenten des Prüfsignals durchlassen oder kann Frequenzkomponenten
eines Frequenzbands, das keine Trägerfrequenz des Prüfsignals
enthält,
durchlassen.
-
9 ist
ein Diagramm, das ein beispielhaftes, von dem Filter 74 durchgelassenes
Frequenzband zeigt. Wie vorstehend beschrieben ist, lässt das Filter 74 ein
Band durch, das keine Trägerfrequenz enthält, unter
den Frequenzkomponenten des Prüfsignals.
Die Trägerfrequenzkomponente
des Prüfsignals
ist keine Störkomponente
und hat eine große Energie
im Vergleich mit den anderen Frequenzkomponenten. Daher können, wenn
die Komponente der Trägerfrequenz
nicht entfernt ist, ein Messbereich und ein arithmetischer Operationsbereich
auftreten, in denen die Energie der Trägerfrequenz dominant ist, obgleich
sie eine unnötige
Komponente bei der Messung von Störungen ist. Daher ist es nicht
möglich,
eine ausreichende Auflösung
in der arithmetischen Operation und anderen für Störkomponenten, die eine sehr
kleine Energie im Vergleich zu den Komponenten der Trägerfrequenz
haben, aufrechtzuerhalten, und daher ist es nicht möglich, die
Störkomponente
genau zu messen.
-
Im
Vergleich hierzu kann die Messvorrichtung 10 nach diesem
Beispiel die Störkomponente genau
messen, da sie durch Entfernen der Trägerfrequenzkomponente des Prüfsignals
und durch Herausziehen der zu messenden Störkomponente arbeitet. Vorzugsweise
entfernt das Filter 74 harmonische Komponenten der Trägerfrequenzkomponente
höherer
Ordnung.
-
10 zeigt
eine andere beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung 10.
Die Messvorrichtung 10 enthält weiterhin eine Filterschaltung 75 zusätzlich zu
den Komponenten der in Verbindung mit 1 gezeigten
Messvorrichtung 10. Das in 10 gezeigte
Filter 75 kann dieselbe Funktion wie das in 8 gezeigte Filter 74 haben. Die
anderen Komponenten haben dieselben oder ähnliche Funktionen und Konfigu rationen
wie die in 1 mit denselben Bezugszahlen
gekennzeichneten und erläuterten Komponenten.
Das Filter 75 bei diesem Beispiel empfängt das von der DUT 200 ausgegebene
Prüfsignal
und lässt
die zu messende Frequenzkomponente für die Eingabe in den Komparator 20 durch.
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11 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Operation des Komparators 20 und
des Abtasttaktgenerators 30 zeigt. Bei diesem Beispiel
empfängt
die Messvorrichtung 10 wiederholt die Prüfsignale
und misst äquivalent
die Prüfsignale
mit einer Frequenz, die das ganzzahlige Mehrfache der Abtastsignal-Erzeugungsfrequenz
ist; es wird durchgeführt
durch Verschieben der Phase der Abtastsignale mit Bezug auf die
jeweiligen Prüfsignale
und Messen des Prüfsignals.
Ein Fall, in welchem die Messvorrichtung 10 dasselbe Prüfsignal
zweimal empfängt (die
Prüfsignale
A und B), wird in diesem Beispiel erläutert. Für das Prüfsignal A erzeugt der Abtasttaktgenerator 30 zuerst
ein Abtastsignal A, das mit nahezu gleichen Zeitintervallen synchron
(oder asynchron) mit der Periode oder Prüfrate des Prüfsignals angeordnet
ist.
-
Hier
erzeugt der Abtasttaktgenerator 30 das in den Komparator 20 einzugebende
Abtastsignal auf der Grundlage einer Phase eines mit dem Prüfsignal synchronisierten
Triggersignals. Beispielsweise beginnt der Abtasttaktgenerator 30,
das Abtastsignal A nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Versetzungszeit
auf der Grundlage des Triggersignals mit der vorbestimmten Phase
mit Bezug auf das Prüfsignal
A auszugeben.
-
Dann
beginnt der Abtasttaktgenerator 30, das Abtastsignal B
nach dem Verstreichen der vorbestimmten Versetzungszeit auf der
Grundlage des Triggersignals in derselben Weise für das Prüfsignal B,
das nach dem Prüfsignal
A zu empfangen ist, auszugeben. Abtastungen des Abtastsignals B
sind mit denselben Zeitintervallen wie das Abtastsignal A angeordnet.
-
Hier
ist die Phase des Triggersignals, die der Basiszeitpunkt des Abtastsignals
A ist, nahezu dieselbe wie die Phase des Triggersignals, die der
Basiszeitpunkt des Abtastsignals B ist, und die Abtastintervalle
des Abtastsignals A sind dieselben wie die des Abtastsignals B.
Weiterhin kann die Versetzungszeit des Abtastsignals A gegenüber dem
Triggersignal und die Versetzungszeit des Abtastsignals B gegenüber dem
Triggersignal um etwa ein halbes Abtastintervall unterschiedlich
sein. Das heißt,
wenn das Abtastsignal A mit dem Abtastsignal B überlappt, sind die Abtastsignale
A und B verschachtelnd mit nahezu gleichen Intervallen angeordnet.
-
Es
ist dann möglich,
indem derartige Abtastsignale A und B aufeinanderfolgend zu einem
einzelnen Komparator geliefert werden, das Prüfsignal äquivalent mit der Frequenz
abzutasten, die das Zweifache der Erzeugungsfrequenz des Abtastsignals
ist. Der Abtasttaktgenerator 30 kann eine Oszillationsschaltung
zum Erzeugen des Abtastsignals, in welchem Abtastungen in vorbestimmten
Zeitintervallen angeordnet sind, und beispielsweise eine Verzögerungsschaltung
zum Verzögern
des Ausgangssignals der Oszillationsschaltung enthalten. In diesem Fall
erzeugt die Oszillationsschaltung aufeinanderfolgend die Abtastsignale
A und B. Dann verzögert
die Verzögerungsschaltung
aufeinanderfolgend die jeweiligen Abtastsignale entsprechend den
Versetzungen der jeweiligen Abtastsignale.
-
Obgleich
dieses Beispiel anhand der Verwendung der Abtastsignale A und B
erläutert
wurde, kann der Abtasttaktgenerator 30 aufeinanderfolgend bei
einem anderen Beispiel viel mehr Abtastsignale erzeugen. Eine äquivalente
Zeitmessung kann bei höherer
Frequenz durchgeführt
werden, indem die Versetzung derartiger Abtastsignale aufeinanderfolgend
geändert
wird.
-
12 ist
ein Diagramm, das eine andere beispielhafte Konfiguration der Messvorrichtung 10 zeigt.
Die Messvorrichtung 10 nach diesem Beispiel enthält weiterhin
eine Taktwiedergewinnungsschaltung 25 zusätzlich zu
den Komponenten der in Verbindung mit 1 erläuterten
Messvorrichtung 10. Die anderen Komponenten sind dieselben
wie diejenigen in der in Verbindung mit den 1 bis 11 erläuterten
Messvorrichtung 10, so dass ihre Erläuterung hier weggelassen wird.
Auf der Grundlage des Prüfsignals
erzeugt die Taktwiedergewinnungsschaltung 25 einen Wiedergewinnungstakt,
der mit dem Prüfsignal
synchronisiert ist, und gibt den Wiedergewinnungstakt als ein Triggersignal
in den Abtasttaktgenerator 30 ein. Eine derartige Konfiguration
ermöglicht,
dass der Zeitpunkt zum Starten der Erzeugung der in 11 erläuterten
Abtastsignale A und B gesteuert wird und die Abtastsignale A und
B eine vorbestimmte Phasendifferenz haben.
-
13 ist
ein Diagramm, das eine andere beispielhafte Konfiguration des Komparators 20 zeigt.
Die Messvorrichtung 10 nach diesem Beispiel hat zwei Komparatoren 20-1 und 20-2 (nachfolgend allgemein
als 20 bezeichnet). Jeder Komparator 20 ist derselbe
wie der in 3A erläuterte Komparator 20.
Weiterhin werden dieselbe erste Bezugsspannung VOH und zweite Bezugsspannung
VOL zu jedem Komparator 20 geführt. Weiterhin wird das Prüfsignal
in zwei geteilt und in die jeweiligen Komparatoren 20 eingegeben.
Die Messvorrichtung 10 kann weiterhin eine Eingabeschaltung 90 zum
Teilen und parallelen Eingeben des Prüfsignals in die jeweiligen Komparatoren 20 enthalten.
In diesem Fall gibt der Abtasttaktgenerator 30 die Abtastsignale
mit unterschiedlichen Phasen in die jeweiligen Komparatoren ein.
Beispielsweise gibt der Abtasttaktgenerator 30 das in 11 gezeigte
Abtastsignal A in den Komparator 20-1 und das in 11 gezeigte
Abtastsignal B in den Komparator 20-2 ein. Hierdurch kann
durch Verwendung der beiden Komparatoren 20 eine verschachtelte
Abtastung durchgeführt
werden, und das Prüfsignal
kann mit dem Zweifachen der Abtastsignal-Erzeugungsfrequenz gemessen
werden.
-
14 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Operation des Komparators 20 und
des in 13 gezeigten Abtasttaktgenerators 30 zeigt.
Der Abtasttaktgenerator 30 erzeugt das Abtastsignal A (1,
2, 3, ...) und das Abtastsignal B (A, B, C, ...) und gibt sie in
die jeweiligen Komparatoren 20 ein.
-
Der
Erfassungsspeicher 40 richtet die Vergleichsergebnisse
der beiden Komparatoren 20 entsprechend der Phase der entsprechenden
Abtastsignale aus und speichert sie. Beispielsweise richtet der Erfassungsspeicher
aufeinanderfolgend die Vergleichsergebnisse entsprechend der Abtastung 1, Abtastung
A, Abtastung 2, Abtastung B, ... aus und speichert sie,
wie in 14 gezeigt ist. Die Abtastsignale
A und B werden in einem derartigen Fall gleichzeitig erzeugt, so
dass es nicht erforderlich ist, die jeweiligen Ab tastsignale auf
der Grundlage des Triggersignals zu erzeugen. Es ist ausreichend,
wenn Abtastgruppen, in denen die Abtastsignale A und B überlagert
sind, nahezu mit denselben Zeitintervallen angeordnet sind. Beispielsweise
kann der Abtasttaktgenerator 30 eine Schaltung zum Erzeugen
des Abtastsignals A und eine Schaltung zum Erzeugen des Abtastsignals
B durch Verzögern
des Abtastsignals A haben.
-
Weiterhin
kann, obgleich der Fall der Verwendung von zwei Komparatoren 20 in
diesem Beispiel erläutert
wurde, die Messvorrichtung 10 mehr Komparatoren 20 haben.
In diesem Fall ist es möglich,
eine höhere
Frequenz zu messen durch Differenzieren der Versetzung der in die
jeweiligen Komparatoren 20 einzugebenden Abtastsignale.
-
Jedoch
kann das in Verbindung mit den 11 bis 14 erläuterte Abtastverfahren
einen Fehler in dem Messergebnis bewirken, wenn die Phase von einem
Abtastsignal mit Bezug auf die voreingestellte Phase fehlerhaft
ist. Daher ist es bevorzugt, den Phasenfehler des Abtastsignals
zu korrigieren, d. h. den Messfehler auf der Grundlage des Fehlers
des Abtastzeitpunkts
-
Die 15 und 16 sind
Flussdiagramme, die ein beispielhaftes Verfahren zum Korrigieren von
Fehlern des Abtastzeitpunkts zeigen. Diese Korrektur kann durch
die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 durchgeführt werden.
Zuerst berechnet die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 einen idealen
Wert der Phasendifferenz des Abtastzeitpunkts der jeweiligen Datenserien,
die entsprechend den jeweiligen Abtastsignalen in einem Berechnungsschritt
S300 für
die ideale Phasendifferenz abgetastet wurden. Bei spielsweise kann
die Phasendifferenz durch 2π(Δt/T) gegeben
sein, worin der ideale Wert der Differenz der Versetzung der jeweiligen
Abtastsignale gleich Δt
ist und die Durchschnittsperiode des Prüfsignals gleich T ist.
-
Als
Nächstes
wählt die
digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 eine beliebige
Datenserie als eine Bezugsgröße aus den
mehreren Datenserien aus und berechnet ein Spektrum der Datenserie
in einem Bezugsspektrum-Berechnungsschritt S302. Das Spektrum kann
erhalten werden, indem eine schnelle Fourier-Transformation der Datenserie durchgeführt wird.
-
Als
Nächstes
wählt die
digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 eine Datenserie
aus, die eine andere als die Bezugsdatenserie ist, und berechnet ein
Spektrum dieser Datenserie in einem Vergleichsspektrum-Berechnungsschritt
S304. Dieses Spektrum kann auch erhalten werden, indem eine schnelle Fourier-Transformation
durchgeführt
wird.
-
Als
Nächstes
berechnet die digitale Signalverarbeitungsschaltung ein Kreuzspektrum
des Spektrums der Bezugsdatenserie und desjenigen der Datenserie
für den
Vergleich in einem Kreuzspektrum-Berechnungsschritt S306. Dieses
Kreuzspektrum kann erhalten werden durch komplexe Multiplikation
des konjugiert komplexen Spektrums des Spektrums der Bezugsdatenserie
und des Spektrums der Datenserie für den Vergleich.
-
Als
Nächstes
berechnet die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 eine
Phasendifferenz zwischen der Bezugsdatenserie und der Datenserie
für den
Vergleich in einem Phasendifferenz-Berechnungsschritt S308.
-
Diese
Phasendifferenz kann auf der Grundlage des im Schritt S306 berechneten
Kreuzspektrums berechnet werden. Das heißt, eine Phasenkomponente des
Kreuzspektrums stellt die Phasendifferenz der Bezugsdatenserie und
der Datenserie für
den Vergleich dar.
-
Obgleich
die Phasendifferenz durch Verwendung des Kreuzspektrums der beiden
Datenserien in den Schritten S304 und S306 berechnet wurde, kann die
Phasendifferenz nach einem anderen Verfahren berechnet werden. Beispielsweise
kann die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die Phasendifferenz
auf der Grundlage einer Kreuzkorrelationsfunktion der beiden Datenserien
berechnen.
-
Als
Nächstes
wird im Schritt S310 beurteilt, ob die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die Phasendifferenz
für alle
zu vergleichenden Datenserien berechnet hat oder nicht. Wenn Datenserien existieren,
deren Phasendifferenz gegenüber
der Bezugsdatenserie nicht berechnet ist, wiederholt die digitale
Signalverarbeitungsschaltung 60 die Prozesse in den Schritten 304 bis 308 für diese
Datenserien.
-
Wenn
die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die Phasendifferenz
für alle
zu vergleichenden Datenserien berechnet hat, korrigiert die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 den
Messfehler auf der Grundlage der Phasendifferenz der jeweiligen Datenserie
für den
Vergleich in einem Fehlerkorrekturschritt S312. Beispielsweise korrigiert
die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die jeweilige
Datenserie auf der Grundlage der Differenz der Phasendifferenz jeder
Datenserie für
den Vergleich gegenüber der
im Schritt 300 gefundenen idealen Phasendifferenz.
-
16 ist
ein Flussdiagramm, das einen beispielhaften Prozess in dem Fehlerkorrekturschritt S312
zeigt. Zuerst berechnet die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 den
Abtastzeitpunktfehler der Datenserie für den Vergleich auf der Grundlage
der Phasendifferenz zwischen der Bezugsdatenserie und der Datenserie
für den
Vergleich in einem Zeitfehlerberechnungsschritt S314. Der Zeitfehler
kann auf der Grundlage der idealen Phasendifferenz berechnet werden.
-
Als
Nächstes
beurteilt die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 in
einem Vergleichsschritt S316, ob der Zeitfehler größer als
ein vorbestimmter Schwellenwert ist oder nicht. Wenn der Zeitfehler kleiner
als der Schwellenwert ist, geht die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 zu
dem Prozess im Schritt S320 über,
ohne die entsprechende Datenserie zu korrigieren. Wenn der Zeitfehler
größer als
der Schwellenwert ist, korrigiert die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die
entsprechende Datenserie in einem Korrekturschritt S318. Beispielsweise
kann die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die Datenreihe
korrigieren, indem die Phase des Spektrums von dieser Datenserie
auf der Grundlage des Zeitfehlers verschoben wird.
-
Als
Nächstes
beurteilt die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60,
ob der Zeitfehler für
alle Datenserien korrigiert wurde oder nicht. Wenn Datenserien existieren,
deren Zeitfehler nicht korrigiert wurde, wiederholt die digitale
Signalverarbeitungsschaltung 60 die Prozesse vom Schritt
S314 bis zum Schritt S318 bei diesen Datenserien. Wenn die Korrektur des
Zeitfehlers für
alle Datenserien durchgeführt
wurde, erzeugt die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die
Datenserien, deren Zeitfehler jeweils in dem Datenserien-Erzeugungsschritt
S322 korrigiert wurden. Beispielsweise ist es möglich, die Datenserie zu erhalten,
deren Zeitfehler korrigiert wurde, indem eine inverse schnelle Fourier-Transformation
bei dem Spektrum jeder Datenserie, deren Zeitfehler korrigiert wurde,
durchgeführt
wird.
-
Dann
richtet die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die
jeweilige Datenserie in einem Ausrichtungsschritt S324 aus. Beispielsweise
richtet die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 die
jeweiligen Daten entsprechend dem Abtastzeitpunkt von jeweiligen
Daten aus. Der durch den Fehler des Abtastzeitpunkts bewirkte Messfehler
kann durch derartige Prozesse korrigiert werden. Hierdurch kann
Jitter genauer gemessen werden.
-
17 ist
ein Diagramm, das eine andere beispielhafte Konfiguration der Prüfvorrichtung 100 zeigt.
Die Prüfvorrichtung 100 nach
dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
enthält
weiterhin eine Funktion des Durchführens einer Funktionsprüfung der DUT 200 zusätzlich zu
der Funktion des Durchführens
der Jitterprüfung
durch die in Verbindung mit den 1 bis 16 erläuterte Prüfvorrichtung 100.
-
Zusätzlich zu
den Komponenten der in Verbindung mit den 1 bis 16 erläuterten
Prüfvorrichtung 100 enthält die Prüfvorrichtung 100 nach diesem
Ausführungsbeispiel
weiterhin einen Mustergenerator 65 und eine Mustervergleichsschaltung 55. Weiterhin
hat die Beurteilungsschaltung 70 eine logische Beurteilungsschaltung 75 und
eine Jitterbeurteilungsschaltung 77. Die anderen Komponenten
haben dieselben oder ähnliche
Funktionen und Konfigurationen wie dieselben durch dieselben Bezugszahlen
bezeichneten und erläuterten
Komponenten in den 1 bis 16.
-
Bei
der Durchführung
der Funktionsprüfung der
DUT gibt der Mustergenerator 65 ein Testsignal mit einem
vorbestimmten Datenmuster in die DUT 200 ein. Der Komparator 20 erfasst
ein Datenmuster des Prüfsignals
durch Vergleichen eines Spannungswerts eines von der DUT 200 ausgegebenen
Prüfsignals
mit einer vorbestimmten Bezugsspannung zu den Zeitpunkten gegebener
Abtastsignale.
-
Während der
Abtasttaktgenerator 30 die Abtastsignale zu dieser Zeit
erzeugt, erzeugt der Abtasttaktgenerator 30 die Abtastsignale
entsprechend einer Prüfrate,
die mit einer Periode des Prüfsignals
bei der Durchführung
der Funktionsprüfung
synchronisiert ist. Beispielsweise erzeugt der Abtasttaktgenerator 30 ein
Abtastsignal zu dem Zeitpunkt nahezu in der Mitte jeder Prüfrate. Hierdurch
erfasst der Komparator 20 einen Datenwert in jeder Periode
des Prüfsignals.
-
Der
Abtasttaktgenerator 30 kann die Abtastsignale unabhängig von
der Prüfrate
bei der Durchführung
der Jitterprüfung
erzeugen, wie vorstehend beschrieben ist. Der Abtasttaktgenerator 30 hat
die Oszillationsschaltung zum Erzeugen beispielsweise der Abtastsignale,
und die Operation der Oszillationsschaltung kann durch die Prüfrate bei
der Durchführung
der Funktionsprüfung
gesteuert werden, und es nicht erforderlich, dass sie durch die
Prüfrate
bei der Durchführung
der Jitterprüfung
gesteuert wird. Weiterhin kann der Abtasttaktgenerator 30 eine
erste Oszillationsschaltung zum Erzeugen der Abtastsignale bei der
Durchführung
der Funktionsprüfung
und eine zweite Oszillationsschaltung zum Erzeugen der Abtastsignale
bei der Durchführung
der Jitterprüfung haben.
Zu dieser Zeit wird die Operation der ersten Oszillationsschaltung
durch die Prüfrate
gesteuert, und die zweite Oszillationsschaltung wird unabhängig von
der Prüfrate
betätigt.
-
Bei
der Durchführung
der Funktionsprüfung vergleicht
die Mustervergleichsschaltung 55 das Datenmuster des Prüfsignals,
das durch die in dem Erfassungsspeicher 40 gespeicherten
Vergleichsergebnisse definiert ist, ob es mit einem voreingestellten
erwarteten Wertemuster übereinstimmt
oder nicht. Der Mustergenerator 65 kann das erwartete Wertemuster
auf der Grundlage des Datenmusters des Testsignals erzeugen.
-
Die
logische Beurteilungsschaltung 75 beurteilt auf der Grundlage
des Vergleichsergebnisses in der Mustervergleichsschaltung 55,
ob die DUT 200 fehlerfrei ist oder nicht. Die digitale
Signalumwandlungsschaltung 50, die digitale Signalverarbeitungsschaltung 60 und
die Beurteilungsschaltung 70 können ein Computer sein, in
welchem eine Software installiert wurde. In diesem Fall kann die
Prüfvorrichtung 100 die
Jitterprüfung
durch Verwendung der herkömmlichen
Prüfvorrichtung
zum Prüfen
von Funktionen ohne Hinzufügen
jeglicher Hardware durchführen.
Daher kann die Prüfung
der DUT 200 mit geringen Kosten durchgeführt werden.
-
18 ist
ein Diagramm, das eine beispielhafte Konfiguration einer elektronischen
Vorrichtung 400 gemäß einem
anderen Ausführungsbeispiel
der Erfindung zeigt. Die elektronische Vorrichtung 400 hat
eine Operationsschaltung 410 zum Erzeugen des Prüfsignals
und die Messvorrichtung 10. Die elektronische Vor richtung 400 kann
eine Teilstruktur der Operationsschaltung 410 und der Messvorrichtung 10 innerhalb
eines beispielsweise aus Harz, Keramik oder dergleichen bestehenden
Gehäuses
haben.
-
Die
Operationsschaltung 410 arbeitet entsprechend einem beispielsweise
von außen
eingegebenen externen Signal und gibt das Prüfsignal aus. Die Prüfvorrichtung 10 misst
das von der Operationsschaltung 410 ausgegebene Prüfsignal.
Die Messvorrichtung 10 kann eine Struktur haben, die ähnlich der
der in Verbindung mit den 1 bis 16 erläuterten
Messvorrichtung 10 ist. Beispielsweise kann die Messvorrichtung 10 den
Komparator 20 und den Erfassungsspeicher 40 haben.
In diesem Fall empfängt
der Komparator 20 die in Verbindung mit den 1 bis 16 erläuterten
Abtastsignale. Die Abtastsignale können von außen gegeben oder innerhalb
der elektronischen Vorrichtung 400 erzeugt sein.
-
Es
ist bevorzugt, dass die elektronische Vorrichtung 400 auch
den Abtasttaktgenerator 30 hat, wenn die Abtastsignale
in der elektronischen Vorrichtung 400 zu erzeugen sind.
Wie in Verbindung mit den 1 bis 16 erläutert ist,
speichert der Erfassungsspeicher 40 die durch äquivalentes
Messen des Prüfsignals
mit hoher Frequenz erhaltenen Messergebnisse.
-
Daher
ist es möglich,
Jitter in der elektronischen Vorrichtung 400 durch Lesen
der in dem Erfassungsspeicher 40 gespeicherten Vergleichsergebnisse
genau zu berechnen. Gleichzeitig ist nicht erforderlich, dass die
externe Vorrichtung das Prüfsignal mit
hoher Geschwindigkeit misst, so dass ihre Kosten verringert werden
können.
-
Obgleich
die Erfindung im Wege von Ausführungsbeispielen
beschrieben wurde, ist darauf hinzuweisen, dass der Fachmann viele Änderungen
und Substitutionen durchführen
kann, ohne den Geist und den Bereich der Erfindung zu verlassen.
Es ist anhand der Definition der angefügten Ansprüche augenscheinlich, dass die
Ausführungsbeispiele
mit derartigen Modifikationen auch zu dem Bereich der Erfindung
gehören.
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Wie
aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, ermöglicht die
Erfindung die Durchführung
der Jitterprüfung
der geprüften
Vorrichtung mit geringen Kosten. Weiterhin ermöglicht sie, dass das Zeitjitter
genau gemessen wird, da sie ermöglicht, dass
die zu messenden Zeitstörungen
von den Amplitudenstörungen
getrennt werden. Sie ermöglicht auch
die Durchführung
der Messung mit Geschwindigkeiten, die höher als die maximale Frequenz
des von dem Abtasttaktgenerator erzeugten Abtastsignals sind.
-
ZUSAMMENFASSUNG
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Es
ist eine Messvorrichtung (10) zum Messen eines Prüfsignals
vorgesehen, mit einem Komparator (20) zum aufeinanderfolgenden
Vergleichen von Spannungswerten des Prüfsignals mit einem zu diesem
geführten
Bezugsspannungswert zu Zeitpunkten von aufeinanderfolgend zu diesem
geführten
Abtastsignalen, einem Abtasttaktgenerator (30) zum aufeinanderfolgenden
Erzeugen der Abtastsignale, die mit nahezu gleichen Zeitintervallen
angeordnet sind, einem Erfassungsspeicher (40) zum Speichern
des Vergleichsergebnisses des Komparators und einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung (60)
zum Berechnen von Jitter des Prüfsignals
auf der Grundlage des in dem Erfassungsspeicher gespeicherten Vergleichsergebnisses.