DE3112243C2

DE3112243C2 - Klirrfaktormeßgerät

Info

Publication number: DE3112243C2
Application number: DE3112243A
Authority: DE
Inventors: Kiyoyuki Tokorozawa Saitama Sugihara
Original assignee: SHIBASOKU CO Ltd TOKYO JP
Current assignee: SHIBASOKU CO Ltd TOKYO JP
Priority date: 1980-03-29
Filing date: 1981-03-27
Publication date: 1983-12-01
Also published as: GB2074738B; GB2074738A; NL185474C; NL185474B; DE3112243A1; NL8101525A; US4417310A

Abstract

Ein Gerät zur Messung des Klirrfaktors eines analogen Eingangssignals enthält einen Frequenzvervielfacher (12) zur Erzeugung eines Abtastsignals mit einer Frequenz gleich der Frequenz des Eingangssignals multipliziert mit einem Faktor N, einen A/D-Umsetzer (11) zum aufeinanderfolgenden Umsetzen von Momentanwerten des Eingangssignals in Digitalwerte, einen Speicher (13) zur Speicherung der umgesetzten Digitalwerte an bestimmten Adressenpositionen im Speicher, einen D/A-Umsetzer (15) zum Auslesen der im Speicher gespeicherten Digitalwerte in richtiger Phasenfolge mit bestimmter Auslesefrequenz und zum Umwandeln der ausgelesenen Digitalwerte in Analogwerte, ein Filter (3a), das auf eine Frequenz gleich der Auslesefrequenz geteilt durch N abgestimmt ist und eine Grundschwingungskomponente aus dem Eingangssignal herausfiltert, und einen Pegelmesser (6) zum Messen eines Pegels des Ausgangssignals, das vom Filter geliefert wird. Der Klirrfaktor wird errechnet aus einem gemessenen Pegel des Ausgangssignals vom Filter und dem Pegel der Grundschwingungskomponente.

Description

Die Erfindung betrifft ein Klirrfaktormeßgerät nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bekanntermaßen ist der in Prozenten angegebene Klirrfaktor K durch folgende Gleichung definiert

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wobei El der Effektivwert der Grundwelle des Eingangssignals und Em der Effektivwert der /n-ten Harmonischen (/»> 2) (bzw. der (in — l-)ten Oberwelle) ist.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines bekannten Klirrfaktormeßgeräis (MARCONI INSTRUMENTATION, Bd. 9, No. 4, Dec. 1963, ST. ALBANS (GB), S. 86-90). An einem Eingangsanschluß / liegt ein Eingangssignal an. das von hier über ein erstes einstellbares Dämpfungsglied 1 und einen Pufferverstärker 2 einem Schalter Sl zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Pufferverstärkers 2 kann über den Schalter 51 und einen Schalter S2 entweder direkt oder über ein Filter 3 einem zweiten einstellbaren Dämpfungsglied 4 zugeführt werden. Das Filter 3 kann beispielsweise eine Doppel-Γ-Schaltung oder eine Wien-Brücke enthalten, um die Grundwelle des zu messenden Eingangssignals zu unterdrücken. Das Signal gelangt vom Ausgang des zweiten Dämpfungsglieds 4 weiter über einen Verstärker 5 zu einem Pegelmesser 6. Das Eingangssignal stammt von einem Oszillator und wird über den zu prüfenden Verstärker bzw. eine zu prüfende elektronische Schaltung (nicht gezeigt) geführt. Zur Messung werden die beiden Schalter Sl und S2 zunächst auf ihren jeweiligen Kontakt 1 eingestellt und der Pegel des Eingangssignals gemessen. Dann werden die Schalter Sl und S2 auf ihren jeweiligen Kontakt 2 umgeschaltet und mit Hilfe des Filters 3 aus dem Eingangssignal die Grundwellenkomponente entfernt, so daß der Pegel der Oberwellen gemessen wird. Der Klirrfaktor ergibt sich dann in erster Näherung für den hier vorauszusetzenden Fall von E₁» |/£ E* aus dem Verhältnis zwischen den beiden gemessenen Signalpegeln entsprechend der oben angegebenen Gleichung.

Infolge der Fortschritte der Halbleiterelemente und der Schaltungstechnik konnte die Qualität von Tongeräten erheblich verbessert werden, so daß diese Geräte eine ω sehr exakte Tonwiedergabe aufweisen. Demzufolge muß ein Klirrfaktormeßgerät zur Prüfung solcher Tongeräte eine ausreichend hohe Empfindlichkeit besitzen, um sehr kleine Klirrfaktoren wie etwa 0,0003% messen zu können. Beim Messen solch niedriger Klirrfaktoren mit Hilfe des bekannten Geräts ergeben sich jedoch nachfolgende Schwierigkeiten:

1. Die Grundwelle muß mit Hilfe des Filters 3 bis zu einem erheblichen Grad aus dem Eingangssignal entfernt werden. Es ist aber sehr schwierig, das Filter 3 so aufzubauen, daß es einerseits auf eine gewünschte Sperrfrequenz eingestellt werden kann und andererseits diese um einen bestimmten Betrag dämpft. Gewöhnlich besteht das Filter aus einer Doppel-7"-Schaltung oder einer Wien-Brücke und wird durch Einstellung eines Bestandteils der Brückenschaltung, meist eines veränderbaren Kondensators oder eines Widerstands, abgestimmt. Wenn das Dämpfungsmaß für die zu sperrende bzw. zu dämpfende Frequenzkomponente groß sein soll, muß die Resonanzkurve des Filters sehr steil sein. Bei manueller Einstellung ist der Grad der Dämpfung der Grundwelle auf etwa 70 dB begrenzt.

Es ist unmöglich, die Grundwellenkomponente stärker zu dämpfen und gleichzeitig die Brückenschaltung stabil in einem abgeglichenen Zustand zu halten. Werden mehrere Filter in Kaskade geschaltet, dann wird die Dämpfungsbandbreite erhöht und die Abstimmung einfacher. In diesem Fall müssen jedoch die Kondensatoren und/oder Widerstände dieser Filter in Verbindung miteinander genau eingestellt werden. Darüber hinaus werden der Aufbau des Filters komplizierter und die Kosten höher.

2. Störsignale, die im Klirrfaktormeßgerät erzeugt werden, müssen in bezug auf den Oberwellengehalt des zu messenden Eingangssignals vernachlässigbar sein. Bei bekannten Geräten konnten aber kleine Klirrfaktoren infolge solcher Störsignale nicht mit hoher Genauigkeit gemessen werden.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Klirrfaktormeßgerät einfachen Aufbaus bei gleichzeitig hoher Meßgenauigkeit zu schaffen, bei dem Nachstimmvorgänge an Filtern weitgehend vermieden sind. Der Einfluß von Störsignalen soll dabei verringert bzw. ausgeschaltet werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale im Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Klirrfaktormeßgeräts,

Fig. 2 ein Blockschaltbild des grundsätzlichen Aufbaus eines Klirrfaktormeßgeräts gemäß der Erfindung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung des Geräts von Fig. 1,

Fig. 4(a) bis 4(e) Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Verarbeitungsschaltung von Fig. 3,

Fig. 5 eine Darstellung der Art und Weise, in der digitale Daten gespeichert weiden,

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der Verarbeitungsschaltung des Geräts von Fig. 1,

Fig. 7(a) und 7(b) Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 6,

Fig. 8 eine Darstellung der Art und Weise der Speicherung digitaler Daten,

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Ausführungsfcrm einer Störunterdrückungsschaltung,

Fig. 10 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Klirrfaktormeßgeräts gemäß der Erfindung.

Fig. 11 (a), ll(b) und ll(c) eine Ausführungsform eines Schaltbilds eines ersten Filters, das in F i g. 10 gezeigt ist, Frequenzkennlinien bzw. ein Schaltbild einer weiteren Ausführungsform des ersten Filters,

Fig. 12(a) und 12(b) ein Blockschallbild einer Ausführungsform des ersten Filters bzw. Frequenzkennlinien,

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Störunterdrückungsschaltung und

Fig. 14(a) und 14(b) ein Blockschallbild einer weiteren Ausführungsforin des Geräts gemäß der Erfindung und Wellenlbrnien zur Erläuterung seiner Arbeitsweise.

Fig. 2 zeigt ein Blockschallbild einer ersten Ausführungsforin des Klirrfaktormeßgeräts gemäß der Erfindung. In Fig. 2 sind das erste einstellbare Dämpfungsglied 1, der Pufferverslärker 2. das zweite einstellbare Dämpfungsglied 4, der Verstärker 5, die Schalter 51 und 52 und der Pegelmesser 6 die gleichen wie bei dem bekannten Gerät von Fig. 1 und sind mil gleichen Bezugszahlen versehen.

Gemäß der Erfindung sind zwischen den Pufferverstärker 2 und das zweite Dämpfungsglied 4 eine digitale Verarbeilungsschaltung 10 und ein Filter 3a geschaltet. Das Filter 3« besitzt eine feste Resonanzfrequenz, die als Sperrfrequenz bezeichnet wird. Das Filter 3« sperrt bzw. dämpft Signalkomponenten dieser Frequenz. Zum Messen des Pegels der Grundwelle eines Eingangssignals werden die Schalter Sl und S 2 auf ihren jeweiligen Kontakt 2 geschaltet. In dieser Schalterstellung gelangt das Eingangssignal vom Eingangsanschluß / zur Verarbeilungsschaltung 10 und ein Ausgangssignal dieser Verarbeitungsschaltung 10 zum zweiten einstellbaren Dämpfungsglied 4. Zum Zweck der Messung des Oberwellcngehalts ohne die Grundwellc wird der Schalter 52 auf den Kontakt 3 umgeschaltet. Das Ausgangssignal der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 wird dann über das Filter 3fl an das zweite einstellbare Dämpfungsglied 4 geliefert. Natürlich kann derGrundwellcnpegel dadurch gemessen werden, daß die Schalter 51 und 52 auf ihren jeweiligen Kontakt 1 geschaltet werden. Es ist jedoch vorzuziehen, daß die Meßbedingungen bei der Messung der Grundwelle denen bei der Messung des Oberwellcngehalts gleich sind. Deshalb wird vorteilhafterweise auch zur Messung des Grundwellenpegels die Verarbeitungsschaltung 10 in den Stromkreis eingeschaltet.

In der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 gelangt das Ausgangssignal vom Pufferversiärker 2 einerseits zu einem Analog- Digital-)Λ D-)Umsctzer 11 und andererseits zu einem Frequenzvervielfacher 12 zur Vervielfachung der Frequenzen des Eingangssignals um den Faktor Λ'(.ν ist eine positive ganze Zahl). Ein Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 12 wird dem A- D-Umsetzer 11 als Abtastsignal zugeführt, und Momentanwerte des Eingangssignal werden entsprechend dem Abtastsignal mittels des A- D-IJmselzers in Digitalwerie umgesetzt. Diese Digilahverte werden nacheinander in einem Speicher 13 gespeichert. Die gespeicherten Digitalwerte werden nacheinander mit Hilfe von Taktimpulsen, die von einem Taktimpulsgenerator 14 stammen und eine bestimmte konstante Frequenz aufweisen, ausgelesen. Die ausgelesenen Digitalwerie werden dann mil Hilfe eines D/A-Umsetzers 15 in analoge Signale umgesetzt. Der D/A-Umsetzer 15 enthält ein Tiefpaßfilter zur Beseitigung von Störsignalen, die auf der Quantisierungberuhen. Die umgesetzten analogen Signale werden von der Verarbeilungsschaltung 10 abgenommen.

Die beschriebene Arbeitsweise erfolgt unter der Steuerung durch eine Steuerschaltung 16. Jeweils nach Empfang eines Umsetzungsende-Signals vom A/D-Umsetzer 11 leitet die Steuerschaltung 16 den Einschreibvorgang in den Speicher 13 ein. Dann wird der Auslesevorgang aus dem Speicher nach Empfang eines Taklimpulses vom Taklimpulsgenerator 14 in der Reihenfolge der Adressen eingeleitet.

Die Arbeitsweise der digitalen Verarbeitungsschaltung

10 soll unter Bezug auf die Fig. 3 und 4. welche einen detaillierten Aufbau dieser Schallung bzw. ein Zeildiagramm zeigen, näher erläutert werden.

Das annähernd sinusförmige Eingangssignal der Grundfrequenz /() wird dem A/D-Umsetzer 11 und dem Frequenzvervielfacher 12 zugeführt. In dem Frequenz-

vervielfacher 12 wird das Eingangssignal zunächst mit Hilfe eines Signalformers 121 in eine Rechteckwclle umgeformt und diese dann an einen Phasenvergleicher 122 geliefert. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 122 liegl an einem spannungsgesteuerten Oszillator 123 an.

Der Oszillator 123 erzeugt ein Signal mit einer Frequenz Λ' χ/», wie es in Fig. 4(a) gezeigt ist. Dieses Signal gelangt an einen Frequenzteiler 124. der K Flipllopsiufen Ci. Cl. .. . CK enthält, die die in Fig. 4(b) gezeigten Ausgangssignale erzeugen. Das Ausgangssignal von der

letzten Stufe CK wird dem Phasenvergleicher 122 geliefert. Der Phasenvergleicher 122 erzeugt seinerseits eine Ausgangsspannung, die der Phasendifferenz zwischen dem Rechtecksignal vom Signalformer 121 und dem Ausgangsisgnal von der Flipflopstufe CK des Frequenzteilers 124 proportional ist. Die Ausgangsspannung von. Phasenvergleicher 122 stellt sich so ein, daß die Phasendifferenz AO immer konstant bleibt, das heißt, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 123 immer ein Signal mit der Frequenz Λ' xfo erzeugen kann, auch wenn die Fre-

quenz /<> des Eingangssugnals sich ändert. Dieses Ausgangssignal vom Oszillator 123 wird dem Λ D-I mseizer

11 als Abtastsignal geliefert. Das Eingangssignal wird an den Zeilpunkten der einzelnen Impulse dieses Abtastsignals in Digitalwerte umgesetzt und diese Digitalwerie

dann nacheinander an den Speicher 13 geliefert und dort gespeichert. Während einer Periode des Eingangssignals weiden demnach JV Momentanwcrte dieses Eingangssignals in Λ' Digitalwerte umgesetzt. Der Speicher 13 kann vorteilhafterweise aus einem Speicher mit wahlfreiem Zu-

»riff bestehen, es kann sich aber auch um ein Schieberegister handeln. Während des Einschreibens in den Speicher 13 wird dieser durch ein einem Zählerstand entsprechendes Ausaangssignal vom Frequenzteiler 124 über eine Schalteinrichtung 17 adressiert. Das heiß! wie in F i a. 4(e)

uezeiat.es werden Momentanwerte A₀. A_x. A₂ 4_S., des

Ein°angssicnals zu Zeitpunkten in Digitalwerte umgesetzt, zu denen der Frequenzteiler 124 die Zählwerte 0. 1. -. . JV- 1 (Fig. 4(c)) erzeugt, und diese Digitalwerte werden im Speicher 13 an entsprechenden Adressenstel-

lenO 1 2 ... N- 1 gespeichert. Diese Momentanwerte werden nacheinanderim Speicher 13 gespeichert, wie dies in Fie 5 dargestellt ist. Die iaktimpuise vom TakiinipulsgeneratoM4 werden einem Frequenzteiler 18 geliefert der einen ähnlichen Aufbau wie der Frequenzteiler

124besitzt, und dort gezählt. Die Zählwerte werden mittels der Schalteinrichtung 17 nacheinander als Adressensianale an den Speicher 13 geliefert. Die Digitalwerte, d.e an den jeweiligen Adressenstellen im Speicher 13 gespeichert sind, werden unter der Steuerung durch die Steuer-

schaltung 16 der Reihe nach ausgelesen, jedesmal wenn ein Taktsimpuls an die Steuerschaltung geliefert wird. Die ausgelesenen Digitalsignale werden mit Hilfe des D/A-Umsetzers 15 in analoge Signale umgesetzt. Die Adressensignale von den Frequenzteilern 124 und 18

werden dem Speicher 13 über die Schaltereinrichtung 17 geliefert. Wenn die Zeitpunkte des Einschreibens in den und des Auslesens aus dem Speicher 13 zufällig zusammenfallen, dann steuert die Steuerschaltung 16 die Schal-

tcreinrichiung 17 in einer solchen Weise, daß das Adressensignal vom Frequenzteiler 18 vorrangig an den Speicher 13 geliefert wird. Das bedeutet, daß der Auslesevorgang Priorität gegenüber dem Einschreibvorgang besitzt, und der Einschreibvorgang um eine gewisse Zeit verzögen wird, bis der vorrangige Auslesevorgang abgeschlossen ist.

Durch Einfügen der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 in das Klirrfaktormeßgerät wird das Eingangssignal jeweils für eine Periode seiner Grundwelle in /V Digitalwerie umgesetzt, die nacheinander im Speicher 13 gespeichert werden. Da die Digiialwerteausdem Speicher 13 in der Folge der vom Taktimpulsgenerator 14 erzeugten Taktimpulse ausgelesen werden, erzeugt der D/A-Umsetzer 15 ein analoges Ausgangssignal mit einer vorgegebenen konstanten Periodendauer, die unabhängig von der Frequenz des Eingangssignals ist. Daher kann das Filter ^la eine konstante Resonanzfrequenz besitzen, die gleich der Taktimpulsfrequenz geteilt durch JV ist. Es ist nicht nötig, die Resonanzfrequenz des Filters 3« in Abhängigkeit von der Frequenz der Grundwelle des Eingangssignals einzustellen.

Die in Fig. 3 gezeigte Ausführungsform eignet sich insbesondere für ein Eingangssignal mit einer relativ niedrigen Grundfrequenz. Wenn diese Frequenz des Eingangssignals zunimmt, besieht die Gefahr, daß die Umsetzungszeit des A D-Umsetzers II nicht mit der Abtastperiode Schritt hält. Zwar gibt es A/D-Umsetzer hoher Geschwindigkeit und hoher Auflösung, sie sind jedoch teuer.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungslbriii der digitalen Verarbeilungsschaltung, die Eingangssignal höherer Frequenz verarbeiten kann. Im Vergleich mit dei Verarbeitungsschallung 10 von Fig. 3 enthält die digitale Verarbeitungsschallung 20 dieser Ausführungsform im Frequenzvervielfacher 12 einen XjL Frequenzteiler 125. einen Adressenumsetzungsspeichel 21. der dem Frequenzteiler 18 folgt, und eine Abtast-Halteschaltung 22, der der A/D-Umsetzer 11 folgt. Der I L Frequenzteiler 125 dient dazu, das Einlesen eines Datensatzes innerhalb von L Perioden des Eingangssignals durchzuführen. Der Adressenumsetzungsspeicher 21 kann aus einem Festspeicher oder ROM bestehen. Bei der vorliegenden Ausführungsform kann die Umsetzung der Momenianwerte des analogen Eingangssignals in Digitalwerte nicht in der richtigen Phasenfolge erfolgen, d. h. nicht in der Reihenfolge, in der diese Momentan werte nacheinander innerhalb einer Periode des Eingangssignals auftreten. Jedoch muß das Auslesen in der richtigen Phasenfolge vor sich gehen, und zu diesem Zweck ist die Schaltung 21 vorgesehen.

Die Abtast-Halteschaltung 22 hält die Eingangsspannung zum A/D-Umsetzer 11 konstant, selbst wenn sich der Momentanwert des F.ingangssignals schnell ändert. Wenn L beispielsweise 3 ist, kann ein Datensatz im Verlaufe von drei Perioden des Eingangssignals in den Speicher eingeschrieben werden. Wird die Umsetzung in der richtigen Phasenfolge ausgeführt, dann werden die Analogwerte A, B. C, D, E, F, G, H und A' der Reihe nach in Digitalwerte umgesetzt, wie dies in Fig. 7(a) gezeigt ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform werden jedoch die Analogwerte A, D, G, B, E, H, C, F und Ä in dieser Reihenfolge in Digitalwerte umgesetzt, wie dies in Fig. 7(b) gezeigt ist. Die umgesetzten Digitalwerte werden dann nacheinander mit den aufeinanderfolgenden Adressen in den Speicher 13 eingeschrieben, wie dies in Fig. 8 gezeigt ist. Beim Auslesen der gespeichÄten Daten aus dem Speicher 13 müssen die Digitalwerte A,B.C,D...

in dieser Reihenfolge ausgelesen werden. Zu diesem Zweck liefert der Adressenumsetzungsspeicher 21 nacheinander die Adressen 0, 3, 6, 1, 4, 7, 2. 5 ... in dieser Reihenfolge. Auf diese Weise werden die Digitalwerte A, B, C, D . .. nacheinander ausgelesen und mittels des D/A-Umsetzers 15 in Analogwerte umgesetzt. Bei einer abgewandelten Ausführungsform können der Adressenumsetzungsspeicher 21 an den Ausgang des Frequenzteilers 124 angeschlossen und die Einschreibadressen entsprechend den Abtastpunklen umgesetzt werden. In diesem Fall könnte das Auslesen in normaler Reihenfolge der Adressen erfolgen. Diese Adressenumsetzung kann ferner mit Hilfe eines Mikroprozessors ausgeführt werden, von dem entsprechende Adressen errechnet werden. Fig. 9 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Störunterdrückungsschaltung 30. die zwischen den A/D-Umsetzer U und den Speicher 13 eingefügt ist. Diese Schaltung 30 kann Störsignale über den gesamten Frequenzbereich reduzieren, so daß der Klirrfaktor genau gemessen werden kann, selbst wenn das Eingangssignal einen geringen Pegel besitzt oder der Klirrfaktor selbst sehr klein ist. Die Schaltung 30 enthält eine erste digitale Rechenschaltung 31, die den vom A/D-Umsetzer 11 gelieferten Digitalwerl mit dem Faktor (1-A) multipliziert, wobei 0< λ < 1 ist. Zur gleichen Zeit wird der im Speicher unter jener Adresse gespeicherte Digitalwert ausgelesen und in einer zweiten digitalen Rechenschaltung 32 mit K multipliziert. Die mit dem jeweiligen Faktor multiplizierten Digitalwerte von der ersten und der zweiten Rechenschaltung 31 und 32 werden mit Hilfe eines Addierers 33 digital addiert und die Summe im Speicher 13 unter jener Adresse anstelle des gerade ausgelesenen Digitalwerts gespeichert. Da die Daten des Eingangssignals derselben Phasenstelle bzw. desselben Phasenwinkels im Speicher 13 unter derselben Adresse gespeichert werden, sollten die Eingangssignalkomponenlen an diesem Punkt gleich sein, so daß nach einer Anzahl von Ablastungen die Eingangssignalkomponenten nacheinander aufsummiert werden und der gespeicherte Wert einen Endwert erreicht. Während dieser Prozedur kann zufällig eine Störkomponente auftreten, die so allmählich ausgelöscht wird. Das Störreduktions- bzw. -untcrdrückungsverhältnis hängt vom Wert K ab, und es ergibt sich eine Verbesserung um

Das Bandsperrfilter 3« kann durch ein Hochpaßfilter ersetzt werden, das Frequenzen, die gleich oder höher als die zweite Harmonische sind, durchläßt, jedoch Frequenzen unter der zweiten Harmonischen unterdrückt. In diesem Fall kann, da Störungen unterhalb der Grundfrequenz entfernt werden können, jeglicher Meßfehler infolge eines Brumms, eines Funkelrauschens etc. ausgeschaltet werden. Ferner kann ein Kammfilter zur wahlweisen Extrahierung der Grundwelle oder ihrer Harmonischen an den Ausgang eines Bandsperrfilters 3a angeschlossen werden. Auf diese Weise können Störsignale im Eingangssignal und solche in der Meßschaltung erzeugte, entfernt werden.

Wenn das Bandsperrfilter 3a durch ein Bandpaßfilter ersetzt wird, das auf eine bestimmte harmonische Frequenz, etwa die zweite harmonische Frequenz, die dritte harmonische Frequenz etc. abgestimmt wird, kann die Amplitude irgendeiner gewünschten Oberwellenkomponente gemessen und eine Oberwellenanalyse ausgeführt werden. Bei einer bekannten Art der Oberwellenanalyse benötigt man ein kompliziertes und teures Gerät, etwa

einen Spektralanalysator, oder es muß ein kompliziertes und teures Filter verwendet werden, das auf die jeweiligen harmonischen Frequenzen des Eingangssignals abgestimmt werden kann und dessen Durchlaßbereich in weiten Grenzen änderbar sein muß. Im Gegensatz hierzu ist es infolge der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 oder 20 unnötig, die Resonanzfrequenz des Filters abhängig von der Frequenz des Eingangssignals abzustimmen, so daß das Filter einfach realisiert werden kann. Wenn es sich bei dem Bandpaßfilter um ein spannungsge- ι ο steuertes Filter handelt, können die Pegel verschiedener Oberwellen in sehr einfacher Weise dadurch nacheinander gemessen werden, daß nacheinander die Steuerspannung eingestellt wird. Wenn das Bandpaßfilier keine große Filtersteilheil aufweist, kann es mit einem Sperrfilter für die Grundwelle kombiniert werden.

Fig. 10 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Klirrfaklonneßgeräts gemäß der Erfindung. Von einem Eingangsanschluß / wird ein Eingangssignal zu einem Pufferverstärker 40 und einem ersten einstellbaren Dämpfungsglied 41 geliefert. Das Eingangssignal gelangt ferner über Schalter Sl und S2 direkt oder über ein erstes Filter 42 zum Unterdrücken der Grundfrequenzkomponente des Eingangssignals an ein zweites einstellbares Dämpfungsglied 43. Das Eingangssignal wird in Form des Ausgangssignals des Dämpfungsglicds 43 an einen Verstärker 44 geliefert. Das Ausgangssignal vom Verstärker 44 gelangt über Schalter S3 und S4 direkt oder über eine Sperrschaltung 45 für die Grundwelle an ein drittes einstellbares Dämpfungsglied. Diese Sperrschaliung 45 entspricht einer Kombination aus der digitalen Verarbeitungsschaltung 10 und dem Filter 3a von Fig. 2. Dabei ist der an den Kontakt 2 des Schalters S 4 angeschlossene Ausgang der Sperrschaltung 45 mit dem Ausgang des D A-lJmsetzers 15 (Fig. 2) verbunden, während der am Kontakt 3 des Schalters S4 anliegende Ausgang der des Filters 3i/ (Fig. 2) ist. Das Ausgangssignal des dritten Dümpfungsglieds 46 gelangt über einen Verstärker 47 zu einem Pegelmesser 48. Das erste Filter 42 kann in Form einer Doppel-T-Schaltung ίο mit einem einstellbaren Kondensator oder Widerstand ausgebildet sein, durch dessen manuelle oder automatische Einstellung die Grundwelle um 50 bis 7OdB gedämpft werden kann. Der Dumpfungsgrud kann dadurch weiter erhöht werden, daß mehrere Filter in Kaskade geschaltet werden. Auf der anderen Seite kann die digital arbeitende Sperrschaliung 45 die Grundwelle um etwa 60 bis 7OdB dämpfen, so daß sich eine Gesamtdämpfung von 110 bis 14OdB ergibt.

Wenn der Grundwellenpegel gemessen werden soll, w wird das Eingangssignal über den Kontakt 2 des Schalters 52. die Sperrschaltung 45 und den Kontakt 2 des Schalters S4 dem Pegelmesscr 48 zugeführt. Wenn auf der anderen Seile der Pegel der Oberwellen gemessen werden soll, wird das Ausgangsüignal der Sperrschaltung « 45 über den Kontakt 3 des Schalters S 4 an den Pegelmesser geliefert.

Die Klirrfaktormessung kann mit Hilfe des in Fig. 10 gezeigten Gerätes auf folgende Weise erfolgen:

00

(a) Eingangspegelkalibrierung

Die Schalter Sl, S2. S3 und S4 werden auf die Kontakte 1, 2, 2 bzw. 2 geschaltet und das Eingangssignal durch einen Teil der Sperrschaltung 45 geführt, um so eine Kalibrierung für das Eingangssignal auszuführen. Das zweite und das dritte Dämpfungsglied 43 und 46 werden auf maximale Dämpfung eingestellt und dann das erste Dämpfungsglied 41 so eingestellt, daß der Pegelmesser 48 Vollausschlag hat. Auf diese Weise kann die Verstärkung der Meßschaltung für den Pegel des Eingangssignals kalibriert werden.

(b) Messung des Klirrfaktors

Die Schalter Sl. S2. S3 und S4 werden auf ihre Koniakte 2,3.2 bzw. 3 umgeschaltet. Das Dämpfungsglied 41 bleibt in dem Zustand, den es bei dem ersten Kulibrierungsschritt erhallen hat. Das erste Filter 42 wird dann so eingestellt, daß seine Resonanzfrequenz, bei der die Dämpfung maximal ist. gleich der Frequenz der Grundwelle des Eingangssignals wird. Durch diese Maßnahme wird die Grundwelle im Eingangssignal durch da;, Filter 42 und die Sperrschaliung 45 ausreichend gedämpft. Das Ausgangssignal der Sperrschaltung 45 enthält dann praktisch nur Klirr- oder Oberwellenantcile und besitzt einen kleinen Pegel. Daher zeigt der Pegelmesser 48 einen sehr kleinen Wert an. Der Dämpfungsgrad des zweiten und des dritten Dämpfungsglieds 43 und 46 werden geeignet verringert, so daß der Pegelmesser 48 einen geeigneten Wert anzeigt. Normalerweise kann man den Dämpfungsgrad in Stufen von 1OdB verringern. Diese Einstellung kann mit Hilfe der beiden Dämpfungsglieder in Verbindung miteinander ausgeführt werden, und der Pegelmesser 48 kann einen lesbaren Wen anzeigen Der Klirrlaktor läßt si-.-h aus dem Dämplungsgrad des /weiten und des drillen Dämpfungsgliedes 43 und 46 und aus der Anzeige des Pegelmessers 48 ermitteln.

Als nächstes soll das Meßverfahren an einem /ahlenbeispicl erläutert werden. Fs wird angenommen, daß die Dämpfung sowohl des zweiten als auch des dritten Dämpfungsglicds 43 und 46 von 0 bis 6OdB geändert werden kann, daß die Verstärkung der Verstärker 44 und 47 jeweils 6OdB beträgt und daß der Pegelmesser VoII-aus:.chlag anzeigt, wenn das Eingangssignal 1 Volt beträgt. Da das zweite und das dritte Dämpfungsglied 43 und 46 im Kalibricrungssehriu (a) auf maximal.: Dämpfung von 6OdB eingestellt werden, wird, wenn das Eingangssignal des zweiten Dämpfungsglieds 43 mit Hilfe des ersten Dämpfungsglicds 41 auf 1 Volt eingestellt wird, das Ausgangssignal des Verstärkers 47. diis heißt das Eingangssignal des Pegclrncsscrs 48 ! Volt, so daß der Pegelmesscr 48 Vollausschlag anzeigt. Dann werden die Schalter Sl und S4 auf die Stellungen für den Meßschrill (b) umgeschaltet. Wenn der Pegelmesser durch Einstellung des zweiten Dämpfungsglieds 43 auf OdB und des dritten Dämpfungsglieds 46 auf 2OdB einen halben Ausschlac anzeigt, dann läßt sich folgende Gleichung angeben, in der die Verzerrung D (dB) ausgedrückt werden kann duich

£> = 201og₁₍, K 100
(A' ist der Klirrfaktor).

Verzerrung D (dB) +
Verstärkung des Verstärkers 44 (dB) +
Verstärkung des Verstärkers 47 (dB) —
Dämpfung des Dämpfungsglieds 43 (dB) —
Dämpfung des Dämpfungsglieds 46 (dB) =
Anzeige des Pegelmessers 48 (dB).

Es ergibt sich für die angenommenen Zahlenwerte D + 60-H50-0-20=—6 und damit D= -106. Daraus kann man den Klirrfaktor K von 0,0005 % errechnen. Das Gerät, dessen Schaltung in Fig. 10 gezeigl ist, kann auf verschiedene Weise abgewandelt werden. Beispielsweise kann das erste Dämpfungsglied 41 abhängig vom

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l.ing;mgssignal automatisch eingestellt werden, um sein Aiisgangssignal konstant zu halten. Dann kann der KaIibrierungsschriti (u) weggelassen werden. Ferner kann es sich bei dem Pegelmesser 48 um einen Verhällnismcsscr handeln. In diesem Fall zeigt das Meßinstrument das Aiisgangssignal vom Verstärker 47 geteilt durch das Ausgangssignal vom PulTerverstärker 40 an. Auch bei dieser Abwandlung kann der Kalibrierungsschriit (a) weggelassen werden. Darüber hinaus kann das Abstimmen des ersten Filters 42 dadurch automatisch ausgeführt werden daß eine Schaltung zum Messen einer Frequenz oder Periode des Eingangssignals vorgesehen wird. Der PuI-ferverstärker 40 dient dazu, die Eingangsimpedanz der Meßschaltung zu erhöhen, damit eine Rückwirkung auf die zu prüfende Schaltung reduziert wird. Falls jedoch die Ausgungsinipcdanz der zu prüfenden Schaltung ausreichend niedrig ist. kann der Pufferverslärker 40 entfallen. Dann könnte die Messung nicht durch eine mögliche Verzerrung im Pufferverslärker 40 beeinträchtigt werden, und es sollte sich ein sehr genaues Meßergebnis errechnen lassen. Es ist anzumerken, daß die digitale Verarbeilungsschaltung 20 in Verbindung mit dem Filier 3ti. die in Fig. 6 gezeigt sind, in gleicher Weise in der Sperrschaliung 45 für die Grundwclle verwendet werden kann. Ferner kann die Steilheit des Fillers 42 dadurch kompensiert werden, daß am Ausgang des DA-Umsetzers 15 ein Entzerrer angeordnet wird.

Fig. Il (u) zeigt ein Schaltbild einer Doppel-T-Schaltung, die als Filter 42 verwendet wird. Fig. 11 (b) zeigt die zugehörige Frequenz- bzw. Filterkennlinie. Ein übliches Filter, wie in Fig. 1 l(a). besitzt eine Kennlinie, die gestrichelt angedeutet ist und deren Steigung zu beiden Seiten der Resonanzfrequenz Jo relativ schwach ist. Daher könnten die zweite und die dritte Harmonische zu einem erheblichen Grad gedämpft werden, was zu einem relativ großen Fehler der Klirrfaktorniessung führen würde. Diese Kennlinie kann zu der mit ausgezogenen Linien gezeichneten dadurch verbessert werden, daß gemäß Fig. 11 (C) eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen wird. Wenn jedoch die Kennlinie mittels der Rückkopplung verbessert wird, tritt die Gefahr einer Instabilität auf. könnte die Grundwelle nicht zufriedenstellend ausgefiltert werden und könnten erhebliche Störsignale erzeugi werden. Es isi daher vorzuziehen, die Kennlinie dadurch zu verbessern, daß in Reihe mit dem Filter 42. wie es in F i g. 12(a) gezeigt ist, eine Entzerrerschaltung 50 geschaltet wird. Diese Entzerrerschaltung 50 hat eine Frequenzkennlinie, wie sie in ausgezogenen Linien in Fig. 12(b) dargestellt ist. Dadurch, daß das Filter 42 mit der gestrichelten Kennlinie in Fig. 12(b) kombiniert wird mit der Entzerrerschaltung 50. deren Kennlinie ausgezogen gezeichnet ist. ergibt sich die bessere Kennlinie, die in Fig. 12(b) als Keltenlinie dargestellt ist. Verwendet man diese Kompensationsmethode bei bekannten Geräten, dann muß jeweils die Frequenzkennlinie der Entzerrerschaltung 50 in Abhängigkeit von der Grundfrequenz des Eingangssignals geändert werden, so daß diese Methode kaum realisierbar wäre. Beim erfindungsgemäßen Gerät liefert der D/A-Umsetzer 15 in der Sperrschaltung 45 ein Ausgangssignal konstanter Grundfrequenz unabhängig von der Frequenz der Grundwelle des Eingangssignals. Deshalb kann die Frequenzkennlinie des ersten Filters 42. das in Fig. ll(a) gezeigt ist, wirkungsvoll dadurch verbessert werden, daß die Entzerrerschaltung 50 mit fester Frequcnzkennlinie am Ausgang des Di A-Umsetzers 15 vorgesehen wird.

Bei der in Fig. 10 gezeigten Ausführungsform kann auch die in Fig. 9 gezeigte Störunlerdrückungsschaltung 30 eingesetzt werden und damit Störungen im gesamten Frequenzbereich wesentlich verringert werden.
Fig. 13 zeigt eine andere Ausführungsform der Störunterdrückungsschallung. Diese Schaltung 60 ist ebenfalls zwischen den A D-Umsetzer 11 und den Speicher 13 geschaltet. Es sei angenommen, daß ein Digitalwert an einem bestimmten Abiastpunkl des Eingangssignals Ei sei und daß der Digitalwert, der im Speicher 13 an der entsprechenden Adresse gespeichert wurde, Em sei. Zunächst wird eine Differenz AE zwischen diesen Werten mit Hilfe einer Schaltung 61 errechnet (AE- Ei— Em). Diese Differenz Δ£ stellt eine Differenz zwischen einem neuen Wert und einem zuvor gespeicherten Wert dar und wird 0. wenn beide Werte richtig sind. Am Beginn der Abtastung unterscheidet sich aber gewöhnlich der Wert Em vom Eingangswert Ei. und selbst nachdem der im Speicher 13 gespeicherte Wert stabil geworden ist. wird sich der Eingangswert Ei von dem gespeicherten Wert Ein unterscheiden, wenn das Eingangssignal Störungen enthält. Die DifferenzA£wird in einer Dividierschaltung61 durch M geteilt (M = I¹. wobei / eine positive ganze Zahl ist). Der Quotient wird in einem Addierer 63 arithmetisch zu einem Wert Em addiert. Die Summe vom Addierer 63 wird im Speicher 13 als der neueste Wert gespeichert. Auf diese Weise nähern sich die im Speicher 13 gespeicherten Digilalwerie nach mehreren Zyklen des Eingangssignals dem Eingangssignal an. Danach wird eine Störung im Eingangssignal die gespeicherten Daten nur mit \;M beeinträchtigen. Durch geeignete Auswahl der ganzen Zahl M ist es möglich, die Eingangssignaldaten mit verringerter Störung zu erhalten.

Fig. 14(a) ist eine Schaltung zum Messendes Itetrages einer gegebenen Oberwellenkomponente durch hinschalten eines Bandpassfiliers 70 zwischen das Filter 3a zur Unterdrückung der Grundwelle und den Schalter S4. Das heißt mit dieser Schaltung kann eine Oberwcllenanalyse ausgeführt werden. Durch Betätigen eines Schalters S 5 wird das Bandpassfilter 70 auf die gewünschte Oberwelle, etwa die erste Oberwelle (zweite Harmonische) der Frequenz 2 /o. die zweite Oberwelle (dritte Harmonische) der Frequenz3/o etc. abgestimmt, wie dies in Fig. 14(b) gezeigt ist. Dadurch kann die Amplitude der gewünschten Oberwellenkomponente selektiv gemessen werden. Bei dieser Ausführungsform kann die Resonanzfrequenz dadurch ausgewählt werden, daß eine Filterkonstante mit Hilfe des Schalters S5 geändert wird. Statt dessen kann irgendein gewünschtes einer Vielzahl von Bandpassfiltern mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen angeschaltet werden. Weiterhin kann es sich bei dem Bandpassfilter um ein spannungsgesteuertes Filter handeln und die Resonanzfrequenz geeignet durch Einstellung einer Steuerspannung schrittweise eingestellt werden.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Klirrfaktormeßgerät, umfassend eine mit einem analogen Eingangssignal beaufschlagbare und deren Grundwelle sperrende Filteranordnung (3a) und eine dieser nachgeschaltete Pegelmeßeinrichtung (4, 5, 6) zur Messung des Filterausgangssignalpegels und zur Ermittlung des Klirrfaktors als Quotient von gemessenem Pegel wert und Eingangssignalpegel, dadurch gekennzeichnet, daß die Filieranordnung (3a) fest auf eine Sperrfrequenz abgestimmt ist, daß der Filieranordnung eine digitale Verarbeitungsschaltung (10) vorgeschaltet ist, welche das Eingangssignal in eine solche Frequenzlage umsetzt, in welcher die Frequenz seiner Grundwelle gleich der Sperrfrequenz ist, und daß die digitale Verarbeitungsschaltui:g (10) aufweist: eine mit dem Eingangssignal beaufschlagbare Frequenzvervielfachereinrichtung (12) zur Erzeugung eines Abiastsignals, dessen Frequenz ein Vielfaches N der Frequenz der Grundwelle des Eingangssignals ist, einen ebenfalls mit dem Eingangssignal beaufschlagbaren Analog-Digital-Umsetzer (11), der unter der Steuerung durch das Abtastsignal die zu den jeweiligen Abtaslzeitpunkten vorhandenen, dem Pegel des Eingangssignals bei verschiedenen Phasenlagen innerhalb einer Grundfrequenzperiode des Eingangssignals entsprechenden Momentanwerte in Digitalwerie umselzt, eine Speicheranordnung (13) in die die Digitalwerte einspcicherbar und aus der sie mit dem N-fachen Betrag der Sperrfrequenz in der Reihenfolge zunehmender Phasenwinkel auslesbar sind, und einen Digital-Analog-Umsetzer (15) zur Umwandlung der aus der Speicheranordnung (13) ausgelesenen Digilalwertc in ein der Filieranordnung (3«) zuführbares Analogsignal.

2. Klirrfaktormcßgerüt nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequcnzvervielfachcreinrichtung (12) umfaßt:

Einen Signalforiner (121) zum Umsetzen des Eingangssignals in ein Rechtccksignal,

einen spannungsgesteuerten Oszillator (123) zur Erzeugung des Abtastsignals.

einen Frequenzteiler (124) zum Teilen der Frequenz des Ablastsignals durch eine ganze Zahl (Λ'), und einen Phasenvergleich^· (122) zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen dem Rechlecksignal vom Signalformer (121) und dem vom Frequenzteiler gelieferten Signal sowie zur Lieferung einer dieser Phasendifferenz entsprechenden Steuerspannung an den spannungsgesteuerten Oszillator.

3. Klirrfaktormeßgcräl nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Umsetzer (11) mit einer Abtast-Halteschaltung (22) versehen ist.

4. Klirrfaktormeßgeriit nach Anspruch 3, daß die Frequenz des Abtastsignals das /V/L-fache der Frequenz der Grundwelle des Eingangssignals ist. so daß das Eingangssignal im Verlauf von L Perioden des Eingangssignals Λ'-mal abgelastet wird und Λ' Digitalwerte erhalten und in die Speicheranordnung (13) eingespeichert weiden, und daß zum Auslesen der eingespeicherten Digitalwerte in der Reihenfolge zunehmender Phasenwinkel ein Adressenumsetzspeicher (21) vorgesehen ist.

5. Klirrfaktormeßgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der digitalen Verarbeiiungsschaltung (10) eine zweite.

auf die Frequenz der Grundwelle abgestimmte Filteranordnung (42) zur zusätzlichen Dämpfung der Grundwelle vorschaltbar ist.

6. Klirrfaktormeßgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Filteranordnung (42) eine Doppel-Γ-Schaltung enthält.

7. Klirrfaktormeßgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Filieranordnung (42) eine Wien-Brücke enthält.

8. Klirrfaktormeßgerät nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der Digital-/Analog-Umsetzers (15) eine Entzerrerschallung mit einer derartigen Charakteristik angeschlossen ist, daß die Filterkennlinie der zweiten Filteranordnung verbessert und die Dämpfung anderer Komponenten im Eingangssignal als der Grundwelle verringert ist.

9. Klirrfaktormeßgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die selektive Sperrung der Grundwelle des Eingangssignals dadurch erfolgt, daß die Filteranordnung (3a) bzw. wenigstens eine der beiden Filteranordnungen (3a, 42,1 ein Bandsperrfilter enthält.

10. Klirrfaktonneßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8. dadurch gekennzeichnet, daß die Filieranordnung (3a) bzw. wenigstens eine der beiden Filteranordnungen (3a, 42) ein Hochpaßfiher enthüll, daß Signalkomponenten durchläßt, deren Frequenz gleich oder höher als die der zweiten Harmonischen ist. und Signalkomponenten sperrt, deren Frequenz niedriger als die der zweiten Harmonischen ist.

11. Klirrfaktonneßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung (3a) bzw. wenigstens eine der beiden Filteranordnungen (3a. 42) ein Bandpaßfilter (70) enthält, das selektiv die Signalkomponenle einer ausgewählten harmonischen Frequenz durchlaßt.

12. Klirrfaktormeßgeräi nach Anspruch II, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpaßfilier (70) zur Durchführung einer Oberwellenanalyse nacheinander auf verschiedene harmonische Frequenzen abstimmbar ist.

13. Klirrfakiormeßgcrät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Schalter (52), dessen Schallann mit der Meßeinrichtung (4. 5, 6) verbunden ist und der einen ersten mit dem Eingang der Filteranordnung (3a) verbundenen Kontakt und einen zweiten mil deren Ausgang verbundenen Kontakt aufweist.

14. Klirrfaktcrmeßgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Störunterdrückungsschaltung (30) zwischen dem Analog-Digital-Umsetzer (11) und der Speicheranordnung (13), umfassend eine erste digitale Rechenschaltung (31), eine zweite digitale Rechenschaltung (32) und einen Addierer (33). wobei die erste digitale Rechenschaltung die Digitalwerte vom Analog- Digilal-Umsctzer (11) mit (1-A) multipliziert (0< K< 1), die zweite digitale Rechenschaltung die jeweils entsprechenden, in der Speicheranordnung (13) gespeicherten Digitalwerte init A' multipliziert und der Addierer die beiden Produkte addiert und einen neuen, in die Speicheranordnung (13) einzuspeichernden Digitalwert erzeugt.

15. Klirrfakiormeßgcräl nach einem der Ansprüche 1 bis 13. gekennzeichnet durch eine Störunterdrückungsschaltung (60) zwischen dem Analog-Digital-Umsetzer (II) und der Speicheranordnung

(13), umfassend eine Subtraktionsschaltung (61), eine Dividierschaltung (62) und einen Addierer (63), wobei die Subtraktionsschaltung von einem vom Analog-Digital-Umsetzer (11) gelieferten Digitalwert den entsprechenden, in der Speicheranordnung (13) gespeicherten Digitalwert subtrahiert, die Dividierschaltung die erhaltene Differenz duiQh M (M ist eine positive ganze Zahl) dividiert und der Addierer dem Quotienten den entsprechenden Digitalwert hinzuaddiert und einen neuen, in der Speicheranordnung (13) ι ο zu speiche; uden Digitalwert erzeugt.