DE3821102C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Anti-Aliasing-Filter gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 und umfaßt die Verwendung des Filters gemäß der Erfindung bei einer Abtasteinrichtung und bei einem Ultraschalldiagnosegerät.

Wenn ein Ursprungssignal mit zwei Linienspektren f1 und f2 (f2<f1) und weißes Rauschen mit der Abtastfrequenz fs=2·fN, die der doppelten Nyquist-Frequenz fN (f1<fN<f2) entspricht, abgetastet wird, wird an einer Stelle, die mit f2 symmetrisch zu fN liegt, das heißt an der Stelle fN-(f2-fN), ein sogenanntes zurückgefaltetes Störsignal (bzw. eine Aliasing-Verzerrung) erzeugt und der Pegel des weißen Rauschens angehoben. Falls in diesem Fall das Ursprungssignal vor dem Abtasten durch ein ideales Tießpaßfilter (LPF) mit einer Grenzfrequenz fc=fN gefiltert wird, werden die oberhalb fN liegenden Komponenten abgeschnitten. Deshalb wird, selbst wenn das Abtasten mit fs erfolgt, kein zurückgefaltetes Störsignal erzeugt und der Pegel des weißen Rauschens nicht angehoben. Ein derartiges Tiefpaßfilter LPF wird als Anti-Aliasing-Filter, d. h. als ein Filter zur Verhinderung einer Überdeckungsverzerrung bezeichnet.

Falls das Signal ein Bildsignal ist, und es gewünscht wird, die Vergrößerung des Bildes zu verändern, ändert sich die Frequenzbandbreite des ausgegebenen abgetasteten Signals und es ist erforderlich, die Nyquist-Frequenz zu ändern. Dann muß auch die Abtastfrequenz geändert werden. Es kann auch wegen anderer Erfordernisse erwünscht sein, die Abtastfrequenz zu ändern. Wird die Abtastfrequenz geändert, dann muß auch die Grenzfrequenz des Anti-Aliasing- Filters (LPF) geändert werden. Im allgemeinen ist es schwierig, die Grenzfrequenz eines analogen Tiefpaßfilters willkürlich zu verändern. Aus diesem Grund kann das Ursprungssignal zeitweise in ein digitales Signal umgewandelt werden, so daß ein Anti-Aliasing-Filter durch ein lineares digitales Tiefpaßfilter realisierbar ist. Obgleich das lineare digitale Tiefpaßfilter ohne Schwierigkeiten in der Lage ist, die Grenzfrequenz zu schalten, bzw. zu verändern, erhöht sich die Schaltungsgröße falls ein Hochfrequenzsignal wie ein Videosignal dem Tiefpaßfilter zugeführt wird und deshalb ist diese Lösung vom praktischen Gesichtspunkt aus nicht geeignet.

Die DE 35 14 981 A1 zeigt ein Filter für eine Abtastvor­ richtung, dessen Aufbau berücksichtigt, daß die Abtastfre­ quenz abhängig von dem abzutastenden Analogsignal in einem bestimmten Bereich variierbar sein muß. Zur Vermeidung von Verzerrungen muß bekanntlich das abzutastende Signal derart vorgefiltert werden, daß sämtliche Komponenten beseitigt sind, deren Frequenz größer ist als die halbe Abtastfre­ quenz. Zur Vermeidung von mit Verzerrungen behafteten Tief­ paßfiltern ist nun vorgeschlagen, die Eckfrequenz des Fil­ ters innerhalb des Spektrums zu verschieben, wobei die Ab­ tastimpulse vor und nach dem Abtastzeitpunkt derart zusam­ mengesetzt werden, daß der Abtastwert in bezug auf den Ab­ tastzeitpunkt eine konstante Verzögerung aufweist.

Aufgabe der Erfindung ist es, in einem System zum Abtasten eines Ursprungssignals ein Anti-Aliasing-Filter vorzusehen, mit dem zuverlässig ein Mischen des zurückgefalteten Störsignals bzw. eine Überdeckungsverzerrung verhindert werden kann, selbst wenn die Abtastfrequenz wegen Änderungen in der Bandbreite des ausgegebenen abgetasteten Signals oder dergleichen verändert wird.

Die Erfindung ist durch die Merkmale des Anspruchs 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Anwendungen der Erfindung sind den übrigen Ansprüchen zu entnehmen.

Demgemäß ist ein Anti-Aliasing-Filter gemäß dieser Erfindung einer Schaltung zum Abtasten eines Signals unter Verwendung eines Abtasttaktes einer vorgegebenen Frequenz vorgeschaltet und enthält ein nichtlineares digitales Filter zur Aufnahme digitaler Daten synchron zum Taktpuls mit einer Frequenz, die nicht tiefer als die des Abtasttaktes liegt und zum Ausgeben von K-ten (K ist eine positive ganze Zahl) Daten von den größten Daten der N Eingabedaten synchron zum Taktpuls. Das digitale Filter umfaßt ein Maximumfilter zum Ausgeben eines Maximalwertes (K=1), ein Minimumfilter zum Ausgeben eines Minimalwertes (K=N), ein mittleres Filter zum Ausgeben eines mittleren Wertes (K= N/2) und dergleichen.

Die Erfindung wird durch Ausführungsbeispiele anhand von 15 Figuren näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockdiagramm, das das gesamte System einschließlich eines Anti- Aliasing-Filters gemäß einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung darstellt;

Fig. 2 ein Blockdiagramm eines Maximumfilters gemäß der ersten Ausführungsform dieser Erfindung;

Fig. 3A bis 14B Diagramme, die simulierte Ergebnisse der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltung veranschaulichen, wobei im einzelnen darstellen

Fig. 3A und 3B die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Ursprungssignals,

Fig. 4A und 4B die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Ursprungssignals erhalten werden,

Fig. 5A und 5B die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Signals, das durch Filtern des Ursprungssignals mittels eines Maximumfilters erhalten wird,

Fig. 6A und 6B die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des durch das Maximumfilter gefilterten Ursprungssignals erhalten werden,

Fig. 7A und 7B die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Signals, das durch Filtern des Ursprungssignals durch ein Tiefpaßfilter vom FIR-Typ der fünften Ordnung erhalten wird,

Fig. 8A und 8B die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Ursprungssignals erhalten werden, welches durch dieses Tiefpaßfilter gefiltert ist,

Fig. 9A und 9B die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Signals, das erhalten wird durch Filtern des Ursprungssignals durch ein Tiefpaßfilter vom FIR-Typ der elften Ordnung,

Fig. 10A und 10B die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Ursprungssignals, welches durch dieses Filter gefiltert ist, erhalten werden,

Fig. 11A und 11B die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Signals, das erhalten wird durch Filtern des Ursprungssignals durch ein Tiefpaßfilter vom FIR-Typ der einundzwanzigsten Ordnung,

Fig. 12A und 12B die Wellenform und das Leistungsspektrum die erhalten werden durch Abtasten des durch dieses Tiefpaßfilter gefilterten Ursprungssignals,

Fig. 13A und 13B die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Signals, das erhalten wird durch Filtern des Ursprungssignals durch ein mittleres Filter,

Fig. 14A und 14B die Wellenform und das Leistungsspektrum, die erhalten werden durch Abtasten des durch das mittlere Filter gefilterten Ursprungssignals; und

Fig. 15 ein Blockdiagramm eines Ultraschalldiagnosegerätes, dem ein Anti- Aliasing-Filter gemäß dieser Erfindung zugeordnet ist.

Fig. 1 stellt ein Blockdiagramm eines Gesamtsystems dar, das eine erste Ausführungsform dieser Erfindung enthält.

Es sei angenommen, daß das Ursprungssignal ein Analogsignal ist. Das Eingangsanalogsignal Ain wird einem Analog/ Digital-Umsetzer (A/D-Umsetzer) 2 über ein analoges Tiefpaßfilter LPF1 zugeführt. LPF1 benutzt die Frequenz fa/2 als Grenzfrequenz und begrenzt das durch die Filterkennlinie festgelegte Frequenzband. Die Frequenz fa ist die Frequenz eines Taktpulses bzw. Umsetztaktpulses des A/D-Umsetzers 2.

Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 2 wird einer Abtastschaltung 4 über ein Maximumfilter 3 zugeführt. Das von der Abtastschaltung 4 gelieferte Ausgangssignal wird einer Schaltung der nächsten Stufe als Endabtastausgangssignal D out zugeführt.

Das Maximumfilter 3 kann willkürlich die Zahl der Abtastintervalldaten (Filterbandbreite) einstellen. Das Maximumfilter 3 ist ein nichtlineares Filter zur Ausgabe eines Maximalwertes der Eingangsdaten innerhalb der eingestellten Filterbandbreite als ein für die Bandbreite repräsentativer Wert. Der Taktpuls der Frequenz fa wird außerdem dem Maximumfilter 3 zugeführt, so daß der Eingabe/Ausgabe-Vorgang der Daten mit dem Taktpuls synchronisiert werden kann. Die Filterbandbreite des Maximumfilters 3 wird gemäß fa/fb bestimmt. Das Bezugssymbol fb bezeichnet die Frequenz eines Taktpulses (bzw. Abtasttaktpulses) der Abtastschaltung 4 und genügt der Beziehung fafb. Fig. 2 zeigt ein Beispiel des Maximumfilters 3. In diesem Fall wird der Maximalwert durch eine Vergleichsausscheidungsmethode (tournament method) bestimmt.

Synchron zum Taktpuls fa wird das Ausgangssignal des A/D- Umsetzers 2 sequentiell den in Serie geschalteten 8 Haltegliedern 3a bis 3h zugeführt. Die Ausgangssignale der Haltegliederpaare 3a und 3b, 3c und 3d, 3e und 3f, sowie 3g und 3h werden den Maximumdetektoren 3i, 3j, 3k und 3l zugeführt, von denen jeder 2 Eingangssignale vergleicht und das größere davon ausgibt. Die Maximumdetektoren haben den gleichen Aufbau. Zum Beispiel enthält der Maximumdetektor 3i einen mehrstelligen Komparator 32 zum Vergleichen der von den Haltegliedern 3a und 3b gelieferten Ausgangssignale; ein vom Ausgangssignal des Komparators 32 AUF/ZU-gesteuertes Verknüpfungsglied 34 zum selektiven Aussondern des vom Halteglied 3a gelieferten Ausgangssignals, ein vom Ausgangssignal des Komparators 32 über einen Inverter 36 AUF/ZU-gesteuertes Verknüpfungsglied 38 zum selektiven Aussondern des vom Halteglied 3b gelieferten Ausgangssignals und ein ODER-Glied 40 zum Weiterleiten der von den Verknüpfungsgliedern 34 und 38 gelieferten Ausgangssignale.

Die in dem Maximumdetektor enthaltenen Elemente sind der Übersichtlichkeit halber für nur jeweils eine Bitstelle dargestellt, aber selbstverständlich sind die Elemente für sämtliche, zum Beispiel 16, Bitstellen jedes Haltegliedes 3a . . . 3h ausgelegt.

In ähnlicher Weise werden die von den Maximumdetektor-Paaren 3i und 3j sowie 3k und 3l gelieferten Ausgangssignale den Maximumdetektoren 3m und 3n zugeführt. Die Ausgangssignale der Maximumdetektoren 3m und 3n werden außerdem dem Maximumdetektor 30 zugeführt. Bei dieser Arbeitsweise gibt der Maximumdetektor 30 den Maximalwert der Zahl der Abtastintervalldaten, die innerhalb der Filterbandbreite liegen, an.

Fig. 2 stellt den Fall dar, bei dem die Filterbandbreite auf 8 eingestellt ist. Um jedoch die Filterbandbreite auf n (8<n) einzustellen, werden die Daten der Halteglieder nach dem n-ten Halteglied gelöscht. Zu diesem Zweck wird das Einstellsignal W für die Filterbandbreite selektiv den Löschanschlüssen der Halteglieder 3a bis 3h zugeführt.

Da bei dieser Schaltung das Maximumfilter 3, welches ein nichtlineares Filter ist, die Funktion besitzt, weißes Rauschen zu unterdrücken und als Tiefpaßfilter zu dienen kann ein Anti-Aliasing-Filter geschaffen werden, das ein Mischen des zurückgefalteten Störsignals bzw. der Überdeckungsverzerrung während des Abtastvorgangs der Abtastschaltung 4 verhindern kann, durch Filtern des A/D-umgesetzten Ursprungssignals mit dem Maximumfilter 3 vor dem Abtastvorgang. Außerdem können Änderungen in der Abtastfrequenz fb der Abtastschaltung 4 in geeigneter Weise kompensiert werden durch Ändern der Filterbandbreite (vorzugsweise fa/fb) des Maximumfilters 3, indem einfach die Daten einer bestimmten Anzahl von Haltegliedern gelöscht werden. Deshalb kann ein Mischen des zurückgefalteten Störsignals bei einer willkürlichen Abtastfrequenz verhindert werden.

Es werden nun die Wirkungen des Maximumfilters anhand von Simulationswellenformen beschrieben.

Die Fig. 3A bis 3B zeigen die Wellenform und das Leistungsspektrum eines Ursprungsanalogsignals. Das Leistungsspektrum des Ursprungsanalogsignals enthält Linienspektren f1 und f2 sowie weißes Rauschen, das über dem gesamten Frequenzbereich im wesentlichen konstant ist. Das folgende Signal ist als Ursprungsanalogsignal g (t) ausgewählt:

g (t) = cos 2ωf1t + cos 2ωf2t + rnd (t) (1)

wobei rnd (t) für weißes Rauschen steht und eine Zufallszahl zwischen -0,5 und +0,5 darstellt und f1=16/512, f2= 80/512, fN=64/512 und fs=128/512 bedeuten. Es wurde eine Frequenzanalyse durchgeführt unter Verwendung einer FFT-Schaltung (schnellen Fourier-Transformationsschaltung) mit der Datenzahl 512 für die Simulation. Die Frequenz wurde auf Maximalfrequenz der FFT (schnellen Fourier- Transformation) normiert. Die Abtastperiode (Ts=1/fs) wurde eingestellt als eine Abtastung pro 4 Daten.

Die Fig. 4A und 4B zeigen die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Ursprungsanalogsignals g (t) mit der Frequenz fs entstehen. Es ist aus dem Leistungsspektrum ersichtlich, daß ein Überlagerungsstörsignal (folded noise) an einer Stelle erzeugt wird, die mit f2 symmetrisch bezüglich fN liegt, das heißt an der Stelle fN-(f2-fN) die im vorliegenden Fall der Position 48/512 entspricht.

Im Gegensatz hierzu stellen die Fig. 5A bzw. 5B die Wellenform und das Leistungsspektrum dar, das durch Filtern des Ursprungsanalogsignals g (t) mit dem Maximumfilter erhalten wird.

Als Maximumfilter wird ein Filter der folgenden Kennlinie benutzt:

f (t) = {maximaler Wert von f(t-no) bis f(t+no)} (2)

wobei die Filterbandbreite 2no+1=5 ist, f(t-no) bis f(t+no) Eingangssignale sind und f (t) das Ausgangssignal darstellt.

Das Linienspektrum f2 ist auf einen Pegel reduziert, der um 17 dB niedriger liegt als das Ursprungssignal. Außerdem sind Linienspektralkomponenten, die verschieden zu den Linienspektren f1 und f2 sind, gemischt. Das weiße Rauschen ist auf Frequenzen unterhalb der Frequenz fN herabgesetzt. Hieraus folgt, daß das Maximumfilter die Eigenschaften eines Tiefpaßfilters LPF aufweist, das fN als Grenzfrequenz besitzt.

Die Fig. 6A bzw. 6B stellen die Wellenform und das Leistungsspektrum dar, die durch Abtasten des Signals von Fig. 5A mit der Frequenz fs erhalten wird. In diesem Fall werden Linienspektren des überlagerten Störsignals bei fN-(f2-fN), das heißt im vorliegenden Fall bei 48/512 und bei einer Frequenz von 32/512 erzeugt. Diese liegen jedoch um 12 dB niedriger als das Linienspektrum f1.

Zu Vergleichszwecken wurde eine Simulation durchgeführt unter Verwendung von linearen digitalen Tiefpaßfiltern des FIR-Typs (FIR bedeutet finite impulse response, das heißt begrenztes Ansprechen auf einen Impuls) wobei die Bandbreiten (= Ordnungszahlen) 5, 11 und 21 betrugen. Ein Tiefpaßfilter vom FIR-Typ weist die folgenden Eigenschaften auf:

wobei

und die Filterbandbreite 2no+1 ist. Die Filterbandbreite wird auf 5 eingestellt, weil sie nahe der Abtastperiode (=4) ist.

Die Fig. 7A bzw. 7B zeigen die Wellenform und das Leistungsspektrum das durch Filtern des Ursprungssignals g (t) durch ein Tiefpaßfilter vom FIR-Typ der fünften Ordnung erhalten wird. In diesem Fall ist die Grenzfrequenz fc =fN und das Linienspektrum f2 ist um 7,5 dB niedriger als das Linienspektrum f1.

Die Fig. 8A bzw. 8B zeigen die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Signals von Fig. 7A mit fs erhalten werden.

Die Fig. 9A bzw. 9B stellen die Wellenform und das Leistungsspektrum dar, die durch Filtern des Ursprungssignals g (t) durch ein Tiefpaßfilter des FIR-Typs der elften Ordnung erhalten werden.

Die Fig. 10A und 10B zeigen die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Signals von Fig. 9A mit der Frequenz fs erhalten werden.

Die Fig. 11A und 11B zeigen die Wellenform und das zugehörige Leistungsspektrum, die erhalten werden durch Filtern des Ursprungssignals g (t) durch ein Tiefpaßfilter vom FIR- Typ der einundzwanzigsten Ordnung.

Die Fig. 12A und 12B stellen die Wellenform und das zugehörige Leistungsspektrum dar, die durch Abtasten des Signals von Fig. 11A mit fs erhalten werden.

Es wurde aus diesen Simulationsergebnissen die Erkenntnis gewonnen, daß das Maximumfilter einen Anti-Aliasing-Effekt (LPF-Effekt) aufweist, der äquivalent bzw. überlegen ist zu dem des Tiefpaßfilters vom FIR-Typ mit der gleichen Filterbandbreite. Um unter Verwendung eines Filters vom FIR-Typ einen perfekten Anti-Aliasing-Effekt zu erhalten ist eine höhere Ordnung (Filterbandbreite) erforderlich. Das Maximumfilter kann ein Spitzenstörsignal aus einem Signal ohne Zerstörung der Flanke dieses Signals entfernen. Wird ein Tiefpaßfilter des FIR-Typs einer Filterbandbreite eingesetzt, die äquivalent der Datenabtastbreite ist, wird ein Überdeckungsstörsignal erzeugt. Mit anderen Worten hat das Maximumfilter einen Anti-Aliasing-Effekt und hat einen Effekt, der äquivalent zu dem eines Tiefpasses des FIR-Typs mit der gleichen Ordnung ist. Die Schaltung des Maximumfilters ist einfacher als die des Tiefpaßfilters vom FIR-Typ.

Die Erfindung ist nicht auf das Maximumfilter begrenzt. Der gleiche Effekt wie beschrieben kann erreicht werden durch Verwendung anderer nichtlinearer digitaler Filter. Zum Beispiel kann ein Minimumfilter oder ein mittleres Filter benutzt werden.

Die Fig. 13A bzw. 13B zeigen die erhaltene Wellenform und das zugehörige Leistungsspektrum beim Filtern des Ursprungssignals durch ein mittleres Filter. Ein Filter der folgenden Eigenschaften wird als mittleres Filter benutzt:

f(t) = {mittlerer Wert von f(t-no) bis f(f+no)} (4)

wobei die Filterbandbreite 2no+1=5 ist.

Die Fig. 14A und 14B zeigen die Wellenform und das Leistungsspektrum, die durch Abtasten des Signals von Fig. 13A mit fs erhalten werden.

Gemäß Fig. 13A ist selbst bei Verwendung des mittleren Filters die Frequenzkomponente des weißen Rauschen auf einen Pegel reduziert, der kleiner als der von fN ist, und somit kann der LPF-Effekt erkannt werden. Das Linienspektrum f2 ist auf einen Pegel reduziert, der um 7 dB niedriger liegt als das Linienspektrum f1. Es ist aus den Fig. 14A und 14B ersichtlich, daß das Linienspektrum des Überdeckungsstörsignals bei fN-(f2-fN) auf einen Pegel reduziert ist, der um etwa 10 dB niedriger liegt als das Linienspektrum f1. Außerdem erzeugt das Filter kein Überdeckungsstörsignal bei Frequenzen nahe 32/512. Demgemäß werden extra harmonische Komponenten nicht erzeugt, wenn das mittlere Filter benutzt wird. In dieser Hinsicht sind die Eigenschaften des mittleren Filters jenen des Maximumfilters überlegen. Das nichtlineare digitale Filter ist nicht beschränkt auf den Fall, bei dem es durch diskrete Elemente gebildet wird, es kann auch durch einen Zentralrechner unter Verwendung einer geeigneten Software realisiert werden.

Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das ein Ultraschalldiagnosegerät darstellt, bei dem ein Anti-Aliasing-Filter gemäß dieser Erfindung eingesetzt ist. Eine Sende/Empfangs-Schaltung 14 ist an einen Umsetzer 12 angeschlossen. Ein von dieser Sende/Empfangs-Schaltung 14 ausgegebenes Empfangssignal wird einem Pufferspeicher 22 über ein Analogtiefpaßfilter 16, einen Analog/Digital-Umsetzer 18 und ein Maximumfilter 20 zugeführt. Ein Taktpuls fa wird dem Analog/Digital- Umsetzer 18, dem Maximumfilter 20 und dem Pufferspeicher 22 zugeführt. Der Taktpuls fa wird zu einem Schreibtaktpuls des Pufferspeichers 22 und hat einen konstanten Wert. Der Maximumfilter 20 empfängt außerdem ein Filterbandbreitensetzsignal W.

Es werden aus dem Pufferspeicher 22 Daten ausgelesen und synchron zum Taktpuls fb(fafb) in einen Bildspeicher 24 eingeschrieben. Der Taktpuls fb ist ein variabler Puls.

Die Daten werden aus dem Bildspeicher 24 synchron zum Taktpuls fc (konstant) ausgelesen und im Kathodenstrahlbildschirm 26 sichtbar gemacht. Der Taktpuls fb wird in Abhängigkeit von der Vergrößerung der Sichtanzeige der Daten geändert.

Das Gerät stellt tomographische Bilddaten, die durch Verwendung der Reflexion von Ultraschallechos erhalten worden sind mit einer willkürlichen Vergrößerung dar. Komponenten eines Signals in einem Band, die höher als fa/2 liegen, werden durch das Analogtiefpaßfilter 16 abgeschnitten und das Signal wird synchron zum Taktpuls fa vom analogen Zustand in den digitalen Zustand umgesetzt. Die Frequenz eines Schreibtaktpulses, der zu dem der Displayvergrößerung zugeordneten Bildspeicher 24 ausgesandt wird, wird auf fb eingestellt. Sodann wird das erhaltene digitale Signal durch das Maximumfilter 20 gefiltert, das die Filterbandbreite fa/fb besitzt. Dieses Maximumfilter dient als Tiefpaßfilter (Anti-Aliasing-Filter) mit einer Grenzfrequenz von fb/2.

Das Ausgangssignal wird vorübergehend in einen Pufferspeicher 22 eingeschrieben. Da das Signal aus dem Pufferspeicher 22 ausgelesen wird, indem ein Taktpuls fb verwendet wird, der von fa verschieden ist, wird die Abtastung durchgeführt. Da jedoch das zurückgefaltete Störsignal (Überlagerungssignal) aus dem beim Einschreiben in den Pufferspeicher 22 gespeicherten Signal entfernt worden ist, kann dieses Überlagerungsstörsignal beim Abtasten im Nutzsignal auch nicht erzeugt werden.

Das aus dem Pufferspeicher 22 ausgelesene Signal wird in Koordinaten umgewandelt, in den Bildspeicher 24 eingeschrieben und dann im Format des Bildschirms 26 ausgelesen.

Bei dem Ultraschalldiagnosegerät werden infolge einer Phaseninterferenz im Eingangssignal manchmal spitzenförmige Störsignale eines niedrigen Pegels erzeugt. Diese spitzenförmigen Störsignale eines niedrigen Pegels können durch das Maximumfilter wirksam entfernt werden, da dieses die Signalflanke nicht zerstört.

Wie beschrieben, können durch die erfindungsgemäße Schaltung niedrigfrequente Komponenten aus dem Signal entfernt werden bevor dieses dem Abtastvorgang zugeführt wird, indem ein nichtlineares digitales Filter verwendet wird, das im allgemeinen einfacher aufgebaut ist als ein lineares digitales Filter, so daß ein Anti-Aliasing-Filter geschaffen wird, das einen einfachen Aufbau besitzt. Dieses Anti-Aliasing- Filter kann einfach auf Änderungen der Abtastfrequenz ansprechen durch Ändern der Filterbandbreite und kann aus einem Signal wirksam ein spitzenförmiges Störsignal entfernen, ohne hierbei die Signalflanke zu zerstören.

Claims (8)

1. Anti-Aliasing-Filter zum Vorschalten vor eine Schaltung (4), die ein Signal synchron mit einem ersten Takt (fb) einer vorbestimmten Frequenz abtastet, ge­ kennzeichnet durch
eine Einrichtung (3), die digitale Daten synchron mit einem zweiten Takt (fa) empfängt, dessen Frequenz nicht kleiner ist als die ersten Takts,
eine Einrichtung (3a-3h) zum Speichern von N (N ist eine natürliche Zahl) Eingangsdatenwerten, wobei der Para­ meter N etwa dem Verhältnis (fa/fb) der Frequenzen des er­ sten und des zweiten Takts entspricht, und
eine Ausgabeeinrichtung (3i-3o), die synchron mit dem zweiten Takt (fa) den K-ten Datenwert von den größten Datenwerten der gespeicherten N Datenwerte ausgibt.

2. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgabevorrichtung eine Einrichtung zum Ausgeben eines Maximalwertes (K=1) enthält.

3. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgabevorrichtung eine Einrichtung zum Ausgeben eines Minimalwertes (K=N) enthält.

4. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgabevorrichtung eine Einrichtung zum Ausgeben eines mittleren Wertes (K=N/2) enthält.

5. Abtasteinrichtung unter Verwendung eines Filters gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zum Abtasten der von dem Filter ausgegebenen Signale synchron zum ersten Takt.

6. Abtasteinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem eine Einrichtung mit einem Eingang für ein analoges Signal enthält zum Umwandeln eines analogen Eingabesignals in ein digitales Signal synchron zum zweiten Takt.

7. Verwendung eines Filters nach einem der Ansprüche 1 bis 4 bei einem Ultraschalldiagnosegerät mit einem Umsetzer zum Umsetzen eines reflektierten Ultraschallechosignals, das ein tomographisches Bild darstellt, in digitale Daten synchron mit einem ersten Taktpuls einer vorgegebenen Frequenz, bei dem das Filter die aus dem Umsetzer ausgegebenen digitalen Daten empfängt,
mit einem Pufferspeicher (22) zum Empfangen der vom digitalen Filter ausgegebenen Signale synchron zum ersten Takt und Ausgeben von Daten synchron zu dem zweiten Takt und
mit einem Bildspeicher (24) zum Empfangen der von dem Pufferspeicher synchron mit dem zweiten Takt ausgegebenen Signale und zum Ausgeben der Daten synchron mit einem dritten Takt, der der Bildwiedergabegeschwindigkeit entspricht.

8. Filter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Speichereinrichtung mehrere Halteglieder (3a-3h) aufweist, die in Reihe geschaltet sind, so daß die Eingangs-Datenwerte nacheinander in jedes der Halteglieder verschoben werden, deren Anzahl nicht kleiner als N ist, und eine Einrichtung aufweist zum Löschen der in denjenigen Haltegliedern gespeicherten Daten, die, von der Eingangsseite aus betrachtet, hinter dem N-ten Halteglied liegen.