DE2420831C2

DE2420831C2 - Rekursives Digitalfilter mit Phasenentzerrung

Info

Publication number: DE2420831C2
Application number: DE2420831A
Authority: DE
Inventors: Jean-Louis Tourettes sur Loup Alpes Maritimes Monrolin
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1973-05-11
Filing date: 1974-04-30
Publication date: 1984-01-05
Also published as: FR2232153A1; GB1458902A; DE2420831A1; JPS5032855A; JPS5527731B2; CA1016609A; US3908896A; FR2232153B1

Description

bi sin

2 ni M

b, cos

+ 1

gewählt sind, worin / die Ordnungszahl eines jeweiligen Filter-Koeffizientenpotentiometers, b den Koeffizienten selbst und M die Anzahl der verwendeten Filter-Koeffizientenpotentiometer (b\ bis b\i) darstellen, so daß der Filtersummierer (Σ₂) die Ausgangsgröße:—A₁ sin θ mit θ gleich der Anfangsphasenlage bereitstellt, daß der Koeffizient (K) des Phasenentzerrer-Koeffizientenpotentiometers (k) gleich der ermittelten Phasenabweichung (ΔΘ) zwischen zu entzerrendem und entzerrten Signal ist, oder daß bei, vom Eingang eines Sstufigen Schieberegisters her gesehen, hinter acr zweiten Schieberegisterstufe (τ) angebrachtem ersten Abgriff (A)und hinter der sechsten Schieberegisterstufe (τ) angebrachtem zweiten Abgriff (B) die zugeordneten Koeffizienten für A zu -I-1 und für B zu - 1 gewählt sind und daß der Koeffizient (K) des Phasenentzerrer-Koeffizientenpotentiometers (k) gleich der Hälfte der ermittelten Phasenabweichung (ΔΘ) zwischen zu entzerrendem und entzerrtem Signal ist.

2. Digitalfilter nach Anspruch 1, mit einem Schieberegister, bei dem allen Schieberegisterstufen je zwei Abgriffe mit jeweiligen FUter-Koeffizientenpotentiometem zugeordnet sind, indem die jeweils zweiten Abgriffe einen zweiten Filtersummierer {.Σ3) beaufschlagen, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten der zusätzlichen Filter-Koeffizientenpotentiometer (a\ bis am) an den zweiten Abgriffen gemäß den Beziehungen:

/-1 M

i-l
M

Σ 2 tii

α, sin

1-I

1,

gewählt sind, so daß der zweite Filtersummierer (^₃) die Ausgangsgröße +A\ cos θ bei eitstellt.

3. Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei zwei Abgriffen des Schieberegisters der Ausgang des ersten Filter-Summierers (Θ2)

an sechs Filter-Koeffizientenpotentiometer angeschlossen ist, deren Koeffizienten +K, +2K, +AK, -K, -2Kund -AKbetragen und deren Ausgänge an den Eingangsanschlüssen eines mit seinem Ausgangsanschluß an den zweiten Eingangsanschluß (B) des Umschalters (I₂) angeschlossenen Umschalters (Ii) mit sechs Schaltstellungen liege»-, wobei K gleich ΔΘ/2 ist, sowohl über ein Verzögerungsglied (7?=2τ) mit einer Verzögerung vom zweifachen Wert eines Abtastintervalls an einem ersten Eingang als auch unmittelbar an einem zweiten Eingang eines Phasendetektors (DET Θ) liegt, dessen Schaltwerk die Umschaltung sowohl des Schaltgliedes (It) als auch der Umschaltglieder (h und /3) steuert, wobei der Umschalter ^/3) für jeden Meßgang bis zur Ermittlung der Phasenabweichung (ΔΘ) umschaltbar ist.

Die Erfindung betrifft ein rekursives Digitalfilter gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Digitalfilter sind an sich bekannt und werden in mannigfacher Weise angewendet. So werden Digitalfilter insbesondere für Zwecke der Übertragungstechnik zur Wiederherstellung und Entzerrung der über eine Übertragungsstrecke übertragenen Signale und Zeichen eingesetzt. Hierbei werden am Eingang des Empfängers ankommende Signale durch Abtasten quantisiert. Es ist deshalb erforderlich, zu wissen, und zwar so genau wie möglich, zu welchen Zeitpunkten eine solche Abtastung durchgeführt werden soll. Bekannte Einrichtungen zur Durchführung einer derartigen Betriebsweise benutzen die in den Eingangssignalen enthaltene Information, um hieraus durch Filtern eine Zeitgebungsinformation zu entnehmen, die es dann gestattet, die Abtastzeitpunkte wiederaufzufinden.

Letztgenannte Information dient zur Regelung eines phasenstarren Oszillators, der die örtliche Zeitgebung auf der Empfangsseite steuert Daraus ergibt sich notwendigerweise, daß diese Einregulierung nicht nur frequenzgenau, sondern auch möglichst phasengenau erfolgen muß. Werden diese beiden Verfahrensschritte zur Erfüllung dieser Bedingungen nacheinander durchgeführt dann wird damit zwangsläufig auch die Übertragungszeltdauer eines solcherart ausgerüsteten Übertragungssystems nicht unbeträchtlich erhöht

Ein digitales Rekursivfilter wie es dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu entnehmen ist ist bereits in der Deutschen Offenlegungsschrift 19 12 674 beschrieben und besteht aus einem aus mehreren Filterteilen aufgebauten Allpaßfilter. Zwischen diesen Filterteilen liegen sowohl Summierglieder als auch Abgriffe, die in Rückkopplungsschleifen zusammengefaßt sind. Ohne weiteres lassen sich aber mit einem derartigen Allpaßfilter jedoch nicht durch Phasenabweichungen bedingte Fehler kompensieren; hierzu dient vielmehr 21) eine hieran anzuschließende gesonderte Anordnung.

Die Aufgabe der Erfindung besteht (urin, ein rekursives Digitalfilter mit selbsttätig einstellbarer Bezugsphasenlage für das Ausgangssignal unter denkbar geringem Aufwand bereitzustellen, wobei in einem :i gemeinsamen Verfahrensschritt die Korrektur der Phaseninformation der übertragenen Zeitgebungsinformation und die Korrektur der örtlichen Zeitgebung als selbsttätige Phasenabweichungskorrektur durchgeführt wird. jo

Diese Aufgabe wird gemäß dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 gelöst. Dank der Erfindung liegt somit eine wesentliche Vereinfachung der zur Phasenabweichungskorrektur erforderlichen Schaltungsanordnung vor.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des Filters nach Anspruch 1 sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen mit Hilfe unten aufgeführter Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine erste Ausführur.gsform eines Digitalfilters gemäß der Erfindung,

Fig.2 graphische Darstellungen zur Veranschaulichung der Signale vor und nach Filterung,

F i g. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel eines Digitalfilters gem&S der Erfindung,

F i g. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines Digitalfilters gemäß der Erfindung,

Fig.5 ein Ausführungsbeispiel des Digitalfilters gemäß der Erfindung in Anwendung bei einem Digitalempfänger,

F i g. 6 ein Impulsdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 5.

Die Anordnung gemäß der Erfindung geht im Prinzip aus der Darstellung nach F i g. 1 hervor. Dank der in der Schaltung verwendeten Bauelemente bzw. Schaltungskomponenten und der getroffenen Schaltungsanordnung arbeitet diese Schaltungsanordnung gleichzeitig als reines rekursives Digitalfilter und als Phasenentzerrer. Die zweite Bezeichnung zeigt dabei an, daß es die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gestattet, die tatsächlich auftretende Phasenbeziehung zwischen Signal am Ausgang des Filters und einer Bezugsphase festzulegen und darüber hinaus Phasenverzerrungen auszugleichen.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 enthält drei Summiereinrichtungen, iämlich Σ\, Σ2 und Σ3, ein Laufzeitnetzwerk bzw. Schieberegister, gebildet aus mehreren Verzögerungselementen τ, die Schaltvorrichtungen /1 und /2 und Multiplikationsstufen a\ bis a*/ und 61 bis bu. Das jeweilige Bezugszeichen der Multiplikationsstufen stellt dabei einen Koeffizienten bzw. eine Gewichtung dar, die dem jeweiligen Punkt des Laufzeitnetzwerks zugeordnet ist, bevor das so gewichtete Signal dem Eingang der jeweils zugeordneten Summiereinrichtung zugeführt wird.

Im einzelnen enthält die Summiereinrichtung Σ\ drei Eingänge, nämlich 1,2 und 3 und einen Ausgang S. Der Eingang 1 ist mit dem Signaleingang gekoppelt dem das durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zu behandelnde Signal χ über die Schaltvorrichtung I\ und den Verstärker +μ zugeführt wird. Der Eingang 2 der Summiereinrichtung Σ\ liegt am Ausgang des durch die Verzögerungselemente τ gebildeten Laufzeitnetzwerks, deren Eingang am Ausgang S der Sunmiereinrichtung .Σι liegt Gleichzeitig gibt dieser Ausgang das gefilterte Signal y auf der hierdurch bezeichneten Leitung ab, das durch die Wirkung der erfindungsger.ißen Schaltungsanordnung aus dem zugeführten eingangssignal χ abgeleitet worden ist Über einen Verstärker —μ liegt außerdem das durch die Verzögerungselemente τ gebildete Laufzeitnetzwerk an der Schalterklemrne a der Schaltvorrichtung /2. Die Kontaktzunge eines die Schaltvorrichtung im vorliegenden Beispiel bildenden Schalters h liegt am Eingang 3 der Summiereinrichtung Σ\. Die Zwischenverbindungen der Verzögerungselemente τ sind mit den Multiplizierstufen ai bis aM und b\ bis b\t'm entsprechender Reihenfolge bzw. entsprechender Ordnung verbunden. Die Ausgänge der Multiplizierstufen b\ bis bsi liegen an den Eingängen der Summiereinrichtung Σ2. Der Ausgang O\ der Summierstufe Σ2 liegt am Eingang einer Multiplizierstufe k, deren Ausgang an der Schalterklemme b des Schalters I₂ liegt. Wie bereits erwähnt, liegen die genannten Abzweigungen zwischen den Verzögerungselementen τ der Verzögerungsleitung außerdem über die Multiplizierstufen ai bis um an den entsprechend zugeordneten Eingängen der Summiereinrichtung Σ3.

Die somit beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet als Digitalfilter, wenn der als Schaltvorrichtung /1 dienende Schalter geschlossen ist und Her Schalter h in Schaltstellung a liegt. Es handelt sich dann um ein reines rekursives Filter bekannter Bauart, so dab hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht. Nähere Beschreibungen solcher Filter finden sich beispielsweise in Veröffentlichungen des Heftes »IEEE Transactions on Audio and Electroacoustics«, Bd. AU-18, Nr. 2 vom Juni 1970, Seiten 137—141, und in »Proceedings of the IEEE«, Bd. 55, Nr. 2 vom Februar 1967, Seiten 149-171.

Für die Zwecke vorliegender Erfindung sei lediglich daran «rinnen, daß ein Digitalfilter in der Frequenzdarstellung ein kammartiges Spektrum zeigt, d. h. impulsartige Spitzen in regel-näßigen Abständen. Diese Spitzen erscheinen im Bereich der Frequenz Null und im Bereich der Abtas'.frequenz F₀ des Eingangssignals x(t) sowie jeder seiner Harmonischen. Das erfindungsgemäße Filter hat insbesondere die Eigenschaft, einen einheitlichen Pegel bereitzustellen, wobei die Bandbreite relativ groß für jede Frequenzauslenkung ausgelegt werden kann, indem eine entsprechende Wahl des Koeffizienten μ vorgenommen wird.

Besitzt infolgedessen das Eingangssignal x(t) ein Spektrum, so wie es sich in der graphischen Darstellung nach F i g. 2a bietet dann enthält das dem erfindungsgemäßen Digitalfilter entnommene Ausgangssignal y(t)\m wesentlichen eine konstante Komponente Λο unter

Überlagerung mit einer Sinusschwingung der Frequenz F₀(Fig. 2b).

Zwei Bemerkungen erscheinen an dieser Stelle erforderlich. Zunächst '^. darauf hinzuweisen, daß tatsächlich die Signale x(t) und y(t) quantisiert sind. Die zweite Bemerkung bezieht sich auf die Phase des Ausgangssignalsy(t). das dem Filter entnommen wird. In der weiter unten beschriebenen Anwendung ergibt sich ein Idealfall, wenn ein Maximum des Signals y(t) als Phasenursprung gewählt wird. Die Bedeutung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist darin zu sehen, diesen Phasenursprung in die gewünschte Lage zu verlegen, aber nichts gestattet jedoch die Annahme, daß das durch das erfindungsgemäße Digitalfilter gelieferte Signal in seiner Phasenlage mit dem Idealfall übereinstimmt. Dies ergibt sich aus der Darstellung nach F i g. 2c. Wird vorausgesetzt, daß es in einem gefilterten Signal M Abtastpunkte pro Periode 7Ό gibt, dann gehorcht die Ar-te Abtastung der Beziehung

cos

(■¥■♦·)

mit Ar = 0, 1, 2,...

Hierin ist Θ die Signalphase im Zeitpunkt / = 0. also die Phase im Koordinatenursprung.

Eine Abtastung y\^k\ die um den Betrag Δ θ in bezug aufy*' in der Phase verschoben ist, ergibt sich aus nachstehender Gleichung:

= Λ+ .41 cos

= A₁, + A ι cos

2.τ Ar
M

Θ + Λθ

)■

(■¥■♦·)<

cos/l Θ- A\ sin

^-+θλύηΔΘ , M J

wenn Λ θ klein ist, dann ist cos Δ θ~ 1 und sin Δ θ~ Δ θ, womit sich dann ergibt:

vi^<: = A,, +A, cos (^-+ θ)- A₁ A θ sin (~^-+ θ) \ M / \ M J

\'" - Α. sin

X ΔΘ

Eine Phasenverschiebung um den Betrag ΔΘ läßt sich demnach dem durch das Digitalfilter gemäß der Erfindung gelieferten Signal erteilen, indem seine jeweiligen Abtastwerte y,, basierend auf den Abtastwerten _>·. mit Hilfe der Gleichung 1 erneut ermittelt werden. Aufgrund dieser Eigenschaft läßt sich die erfindungsgemäße Anordnung, so wie sie im Prinzip mit dem Digitalfilter nach Fig. 1 dargestellt ist. in seiner Funktion als Phasenentzerrer verwenden. Wie sich weiter unten noch ergibt, ist dieser Begriff sehr weit auszulegen, und zwar aufgrund der Tatsache, daß bevor einen gefilterten Signal eine irgendwie geartete Phasenverschiebung vermittelt wird, der Wert dieser Phasenverschiebung bestimmt werden kann.

Zunächst soll jedoch nur die Wirkungsweise des Phasenverzerrers aufgrund der Phasenverschiebungsmöglichkeit um den Betrag /1Θ beschrieben werden. Weiter oben ist bereits beschrieben worden, wie durch Schließen der Schaltvorrichtung I] und durch Steuern der Schaltvorrichtung Λ in die Schaltstellung a die erfindungsgemäßj Anordnung als Digitalfilter wirkt, was zur Folge hat. daß sich nicht nur ein gefiltertes

i» Signal y(t) am Ausgang ergibt, sondern auch eine Einspeicherung der Abtastwerte von y(t) in den Verzögerungselementen τ des durch ein Schieberegister gebildeten Laufzeitnetzwerks. Wenn anschließend der Schalter h geöffnet und der Schalter /2 in die

π Schaltstellung b gebracht wird, dann läßt die erfindungsgemäße Anordnung alle Abtastwerte des Schieberegisters im genannten Phasenentzerrer erneut durchlaufen, indem sie gemäß Gleichung 1 modifiziert werden, bevor sie wieder in das Schieberegister gelangen, was dann

-»' einer Phasenverschiebung um den Betrag ΔΘ des gespeicherten, gefilterten Signals entspricht. Um dies durchzuführen, muß dem Wert K der Betrag ΔΘ beigegeben werden, und den Koeffizienten b\ bis b\t müssen jeweils solche Werte zugeordnet werden, daß

4'» das Signal O, am Ausgang der Summiereinrichtung I₂ dem Wert -λ, sin θ entspricht.

Die Werte der Koeffizienten b\ bis bu lassen sich aus nachstehenden Beziehungen ermitteln:

sin0.

2-i

Ar, ^ *, + A, cos θ 2j o, cos —— - A₁ sin θ T^b, sin

Hieraus läßt sich ableiten:

ι/

A₁ «in

2-i M

] sin0

Σ*,

Im Spezialfall mit M = 3, der als Beispiel herausgegriffen sei, gelangt man zu einer Auslegung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, nämlich:

b-+b₂+by = 0,

Hieraus ergibt sich:

b\ = b₂ = --γ und 6₃ = +—.

In gleicher Weise kann man vorgehen, um am Ausgang O₂ ein Signal zu erhalten, das gleich A] cos θ ist. Zu diesem Zweck sind die den Gewichtungskoeffizienten a\ bis α,» beizumessenden Werte durch folgende Be-Ziehungen vorgegeben:

cos

™ /Ii COS β .

cos© V_fli cos -/I₁ sin θ V) α, sin /Vf

cos Θ ,

womit:
w

Σ'

1- I

Σ /-1	α,	cos	2/r/	= 0,
\l Σ		sin	A/	= 1 .
2ff/ I S

Indem wiederum auf das Beispiel nach Fig. 3 zurückgegriffen wird, wo M = 3 gesetzt ist, erhält man:

fl| + Ö2 + Oj = 0 ,

^a\

■O, = 1

Hieraus läßt sich entnehmen:

ay = 0; O₂ = —; a, = -— .

Neben den Funktionen der Filterung und Phasenverschiebung gestattet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung den Phasenfehler zu ermitteln, indem z. B. die Ausgangssignale an den Ausgängen O\ und O₂ so kombiniert werden, um daraus tan θ abzuleiten. Die Schaltungsanordnung läßt sich demnach aufeinanderfolgend in zwei Verfahrensgängen anwenden: Während des ersten Verfahrensganges führt sie ihre Funktion als Filter durch, wobei der Schalter /1 geschlossen und die Schaltstellung des Schalters h auf a steht, so daß eine Informe'.ion mit Bezug auf den Wert von 8 bereitgestellt wird. Im zweiten Verfahrensgang dann, bei geschlossenem Schalter A und mit Schaltervorrichtung /j in Schaltstellung b. arbeitet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung als Phasenschieber des im Laufzeitnetzwerk gespeicherten, gefilterten Signals, indem unter Zuhilfenahme der Inkremente ΔΘ der Wert für θ

jo auf Null zurückgebracht wird. Die durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gebotenen Möglichkeiten, wie sie oben angeführt sind, werden weiter unten noch näher behandelt.
Zunächst sollte der Hinweis genügen, daß sich die erfindungsgemäße Anordnung in einigen Ausführungsarten einfacher realisieren läßt als in anderen, wobei sich gleichzeitig zusätzliche Vorteile erzielen lassen. Dies gilt insbesondere für den Fall mit M= 8, wie er sich mit der Anordnung nach Fig.4 ergibt, wobei auch M den Vielfachen von 8 entsprechen kann. Hier genügen zwei Abgriffe, nämlich bei A und ß, bei denen die Faktoren 62= +1 bzw. b] = — 1 gesetzt sind, vorausgesetzt, daß der Abgriff A um zwei Verzögerungselemente r. gerechnet vom Ausgang y des Filters, versetzt angeordnet ist und der Abgriff B nach sechs Verzögerungselementen τ, gerechnet vom Ausgang y an. angeordnet ist, unter der Voraussetzung, daß für M= 8 gewählt ist. Wenn ein Abtastimpuls von irgendeinem Rang k den Ausgang des Filters verläßt, wird folgender Beziehung genügt:

cos

Die an den Abgriffen A und B entnommenen Quantisierungswerte ergeben sich zu:

y_A

₁ cos

(Ink

f)

. ^ . . (2nk A₀+Αχ sin I ——-

Ink

womit:

ΗΨ*')-

(2)

Letztere Gleichung zeigt, daß die Quantisierung yfi), die, wie gewünscht, um den Betrag ΔΘ mit Hilfe des erfindungsgemäßen Digitalfilters in Durchführung seiner Funktion als Phasenschieber in der Phase

verschoben ist mit Hilfe der Schaltungsanordnung nach Fig.4 bereitgestellt ist, wobei dann der Schalter 1\ geschlossen wird und der Schalter h die Schaltstellung b einnimmt, vorausgesetzt, daß K = AQIl.

Während obm allgemein die Nützlichkeit eines Digitalfilters in Anwendung auf Übertragungszwecke angesprochen ist, soll hier nun insbesondere auf die Verwendung eines Digitalfilters bei der Modulation eines Trägers in seiner Amplitude oder seiner Phase eingegangen werden.

Bei Übertragungssystemen unter Anwendung dieser Verfahren besteht die Nutzinformation aus digitalen Elementen, die am Sender unter der Einwirkung eines Taktgebers in fester Folgefrequenz auftreten. Auf der Sendeseite wird der Träger vor Abstrahlung moduliert. Die auf den Übertragungsweg gelangende Welle stellt praktisch ein Analogsignal mit Amplituden- und/oder Phasenmodulation, dar. Es ist nun leicht einzusphpn. daß zur Informationsentnahme ein Digitalempfänger fortwährend mit der Taktgebung auf der Sendeseite synchronisiert sein muß, um in Frequenz und Phasenlage der genannten Taktgebung zu entsprechen. Zu diesem Zweck wird bekanntlich der abgestrahlten Welle ein Pilotsignal beigefügt oder ist hierin enthalten, das nach empfangsseitiger Entnahme die Synchronisation bei den Aufbereitungsmaßnahmen der digitalen Nachrichtendaten gestattet. Dies bedeutet nichts weiteres als eine Signaltaktgebung.

In bekannten Verfahren ist bereits gezeigt, daß nach für die vorliegende Erfindung interessanten Verfahren übermittelte Signale die Besonderheit besitzen, in ihrer Umhüllenden eine Sinusschwingungskomponente mit der gewünschten Taktgebungsfrequenz zu enthalten, wobei außerdem mit dieser Taktgebung eine vorgegebene feste Phasenbeziehung vorliegt. Hierzu sei Bezug auf die französische Patentschrift Nr. 15 71 791 genommen, in der nähere Ausführungen zu diesem Thema enthalten sind.

In der Anordnung gemäß vorliegender Erfindung analysiert zunächst der Empfänger das an seinem Eingang auftretende Signal, um hieraus die gewünschte Taktgebungsinformation zu entnehmen. Hierbei dient eine örtliche Bezugsgröüe auf der Empfangsseite, deren Frequenz lediglich angenähert mit der gesuchten Frequenz übereinstimmt, als Basis. Der Empfänger entnimmt weiterhin die Informationen, die es ihm gestatten, die obenerwähnte Umhüllende unter Entnahme des Sinusschwingungsanteils wiederherzustellen, der dem Taktgebungssignal entspricht.

Die zuerst genannte Operation läßt sich unter Zuhilfenahme der Schaltungsanordnung gemäß vorliegender Erfindung durchführen, indem ihre Filterwirkung ausgenutzt wird. Gleichzeitig läßt sich der Phasenfehler der örtlichen Taktgebung mit Bezug zur Signaltaktgebung feststellen. Während einer zweiten Operation wird die örtliche Taktgebung eingeregelt, indem gleichzeitig die Phasenlage des Taktgebungssignalanteils korrigiert wird, der in der Verzögerungsleitung des Phasenentzerrerfilters enthalten ist. Diese Maßnahmen werden also alle mit Hilfe des oben beschriebenen Phasenentzerrerfilters gemäß der Erfindung vorgenommen.

Indem auf diese Weise vorgegangen wird, ergibt sich nicht nur eine zweckmäßige, sondern auch eine unerläßliche Zeitverkürzung bei Verwendung von Digitalempfängern, deren Einsatz bei immer höheren Arbeitsgeschwindigkeiten verlangt wird.

Eine Realisierungsmöglichkeit der erfindungsgemäßen Anordnung ist in Fig.5 gezeigt. Hierin ist ein Analogdigital-Umsetzer ADC enthalten, dessen Eingang das amplituden- und/oder phasenmodulierte Signal von der Übertragungsstrecke her zugeführt wird. Die dem Analogdigital-Umsetzer ADC zugeführte Information wird dann mit Hilfe der Vorrichtung FB gefiltert, um dann über einem Entzerrer geformt zu weiden. Die beiden zuletzt genannten Anordnungen, deren Verwendung in der Übertragungstechnik weitverbreitet ist, haben den Zweck, das durch den Übertragungsweg verursachte Rauschen und die hierdurch bedingten Verzerrungen zu eliminieren. Im Anschluß hieran wird das Signal in einer Stufe H einer Hilbert-Transformation unterzogen, um in einer hieran r> anschließenden Stufe E die der Umhüllenden des Eingangssignals entsprechende Information entnehmen zu können. Alle diese Stufen und Einrichtungen sind einschließlich ihrer Wirkungsweise an sich bekannt, so daß hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht. .'(i Das Ausgangssignal der Stufe E wird nun einem Entzerrerfilter gemäß der Erfindung zugeführt, ähnlich wie es in Fig.4 gezeigt ist. Diese Anordnung liefert dann die Phaseninformationen mit Hilfe der hierin enthaltenen Schaltungsanordnung DETQ. Bemerkensr. wert ist hier, daß anstelle θ aus tan θ abzuleiten, ein anderer Weg eingeschlagen wird, und das aus rein wirtschaftlichen Gründen. Die aus der letzten Stufe DETQ entnommene Information dient zur gleichzeitigen Speisung zweier Rückkopplungsschleifen, von 3» denen die eine die Entzerrungsfunktion steuert und die andere über den Schalter Sdie örtliche Taktgebung des Empfängers zu korrigieren gestattet. Zur empfängerseitigen Taktgebung dient ein Oszillator OL, dessen Betriebsfrequenz mit Hilfe des Teilers D 1 durch η und mit einem anschließenden Teiler D 2 durch m geteilt wird, η und m sind hierbei ganze Zahlen. Am Ausgang des Frequenzteilers D 2 ergibt sich dann die Äbtastfrequenz Fo des am Eingang vom Analogdigitalumsetzer ADC erhaltenen Signals. Die Einregulierung der örtlichen Taktgebung, die oben erwähnt worden ist, ergibt sich aus entsprechenden Inkrementell ± 1, die auf den Teiler D 1 einwirken. Diese Inkremente werden aus einem Zähler Co hergeleitet, der zum Auf- und Abwärtszählen eingerichtet ist, indem ein durch die 4-i Stufe DETQ definierter Wert in diesem Zähler gespeichert wird, um dann unter stufenweiser Abwärtszählung den Teiler D1 anzusteuern. Hierauf wird weiter unten jedoch noch zurückgekommen.

In den Impulsdiagrammen nach F i g. 6 sind die zeitlichen Abläufe zu erkennen, die bei Betrieb der Anordnung nach F i g. 5 wirksam sind. Beim Einsatz des Empfangs ist der örtliche Oszillator OL auf einen solchen Wert eingestellt, daß der Teiler D 2 an seinem Ausgang eine Schwingung mit der Frequenz Fo bereitstellt, die annäherungsweise richtig ist. Wird nun angenommen, daß zum Zeitpunkt fo ein Signal CD am Eingang des Analogdigitalumsetzers ADC erfaßt wird, dann wird es entsprechend der Frequenz Fo quantisiert Das so quantisierte Signal gelangt durch die Stufen FB, Eq, H und E, um dort wie oben beschrieben, verarbeitet zu werden und dann am Ausgang der Stufe E die Umhüllung der Abtastimpulse entsprechend der in den Empfänger eingegebenen Eingangswelle bereitzustellen. Die der Umhüllung zugeordneten Abtastimpulse werden zunächst durch die als Filter wirkende erfindungsgemäße Anordnung behandelt um hieraus die gesuchte sinusförmige Taktgebungsschv'ingung des Signals zu ermitteln.

Im vorliegenden Beispiel werden diese Operationen in einem Rhythmus von acht Abtastungen pro Periode der Sinusschwingung vorgenommen und dies zunächst während ungefähr 10 Perioden, um sich ggf. gugen Rauscheinflüsse abzusichern, die bei Empfangseinsatz am Leitungs- bzw. Übertragungsstreckeneingang auftreten können. Während dieses gesamten Zeitintervalls bis zum Zeitpunkt f| ist der Schalter l\ geschlossen, wohingegen der Schalter /₂ in Schaltstellung a und der Schalter 5 offen ist. Der Laufzeitnetzwerk des Digitalfilters lädt sich mit den Abtastimpulsen auf. Zu irgendeinem Zeitpunkt N τ besitzt die durch das Digitalfilter gelieferte Quantisierung einen Wert:

cos

Wird das sich ergebende Signal zu diesem Zeitpunkt uniersucht, dann iäßi sich feststellen, daß im Verhältnis zum idealen Zeitpunkt der Untersuchung des gesuchten Zeitgebungssignals, welcher gemäß obiger Definition mit dem Scheitelwert von ^zusammenfallt, ein Phasenfehler α vorliegt, nämlich:

Die Stufe DETQ enthält ein Verknüpfungsschaltnetz, das den Schalter bzw. die Schaltvorrichtung /2 in der Schaltlage a während der Zeitdauer η τ hält. Die Steuerung erfolgt durch ein entsprechendes Signal über die in Fig. 5 gestrichelt gezeichnete Lin-e mit der Bezeichnung Log.

Ein solches Verknüpfungsschaltnetz läßt sich, wit; in Fig.5A gezeigt, realisieren. Hierbei ist vorausgesetzt, daß die Summiereinrichtungen Σ\ und Σ₂ Addierglieder sind. Das Addierglied Σ2 liefert ein digital gekennzeichnetes Wort, aus dem sich Amplitude und Vorzeicheninformation voneinander trennen lassen. Die letztgenannte Operation erfolgt in den Detektoren! V|i und |V|₂ (F i g. 5A), wovon der erstgenannte am Ausgang der

i> Registerstufe /? = 2r und der zuletztgenannte am Eingang der Registerstufe R = 2 τ liegt. Die Amplitudeiiinformationen werden dann in der Summiereinrichtung Σ' verglichen, die praktisch dann nur die Vorzeicheninformaiion des Ausdrucks:

Anders ausgedrückt, bevor eine Phasenverschiebung vorgenommen wird, um θ so na'.e wie möglich auf Null zu bringen, sollte zunächst am Filterausgang der Durchgang einer hinreichenden Anzahl von Abtastimpulsen abgewartet werden, um denjenigen Abtastimpuls zu ermitteln, der dem Scheitelpunkt der Funktion y am nächsten liegt. Die zeitliche Lage von Scheitelpunkten wird also hier jeweils als charakteristischer Zeitpunkt des Empfangssystems angesehen.

Es sei festgehalten, daß eine Anzahl von Verfahrensmöglichkeiten vorliegt, um dieses erste Problem zu lösen, angefangen mit der Messung von tan α aufgrund der Werte von sin α und cos «, die, wie weiter oben aufgezeigt, bestimmt werden können. Ist der Wert für α einmal bekannt, dann ist es leicht, die ganze Zahl η der Vielfachen von jr/4 zu bestimmen, die hinzugefügt werden muß, um den Wert für λ zu erreichen, der 2 π am nächsten kommt. Mit anderen Worten, es wird hieraus abgeleitet, daß ein Zeitintervall η τ abgewartet werden muß, bevor eine Phasenverschiebungsoperation eingeleitet wird.

Die Empfangseinrichtung und die Anordnung zur Erfassung der Informationstaktgebung gemäß F i g. 3 arbeitet in leicht abgewandelter Weise, da hierbei nicht der Wert für tan « ermittelt wird.

Zum Zeitpunkt ij wird der Wert für A \ sin α, der am Ausgang der Summiereinrichtung Σ2 bereitgestelfivist, in ein Register /?=2r eingegeben, um das Auftreten des Wertes Ai cos « abzuwarten, der am gleichen Ausgang, allerdings 2 τ später erscheint

Zu diesem Zeitpunkt bestimmt die Stufe DETQ unter Untersuchung der Information zur Ermittlung des Vorzeichens von sin ot, cos <x und von cos λ — sin α hieraus den Oktanten des trigonometrischen Kreises, in welchem sich der Abtastimpuls befindet, der zum Zeitpunkt fi vom Filter abgegeben worden ist Hiermit wird also der Wert für η oder genauer die Anzahl der Abtastimpulse entnommen, die das Filter verlassen können, bevor derjenige Abtastimpuls erhalten wird, der dem charakteristischen Zeitpunkt am nächsten kommt

A_x cosf—-— + 0)1-1/1, sin ί—-— + θ J

bereitstellt.

ι-, Die obenerwähnten erforderlichen drei Vorzeicheninformationen, nämlich das Vorzeichen von sin λ, cos α und cos λ - sin λ stehen damit zur Verfügung und werden dem UND-Glied C1 zugeführt, dessen Ausgang 1 ist, wenn alle drei Vorzeichen positiv sind.

κι Das heißt, daß α im ersten Oktanten des trigonometrischen Kreises liegt oder mit anderen Worten, daß der letzte dem Entzerrerfilter zugeführte Abtastimpuls nahe dem Scheitelpunkt der Zeitgebungssinusschwingung liegt. Eine Entzerrerfunktion sollte dazu eingesetzt

j) werden, um diesen Abtastimpuls mit Hilfe einer Phasenverschiebungsoperation noch näher an diesen Scheitelpunkt zu bringen.

Beim nächsten Fo-Impuls wird die Verriegelungsschaltung Lj in den Einzust.md geschaltet, um an ihrem Ausgang die Log-Information bereitzustellen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig.5 dann über die gestrichelt gezeichnete Leitung auf die Schaltvorrichtung /1 übertragen wird. Damit wird d?nn die Er.tzerrerfunktion zum Zeitpunkt f2 eingeschaltet. Wie

α; bereits oben erwähnt, läßt sich die Phasenverschiebung mit Hilfe aufeinanderfolgender Schritte von AQ zu jeder Baud-Zeit durchführen. Entsprechend dieser bei jeder Baud-Zeit durchgeführten Iteration wird das Vorzeichen der Funktion /4 sin (a—AQ) untersucht. Sobald dieses Vorzeichen vom vorangegangenen unterschiedlich ist wird ein EXKLUSIV-ODER-Glied XOR1 betätigt, um die Entzerrerfunktion einsetzen zu lassen. Die hiermit erhaltene Empfängerzeitgebungsinformation erweist sich als optimal.

Es läßt sich allgemein erkennen, daß ein Verfahren unter Anwendung festgesetzter kleiner lnkremente AQ einen viel zu großen Zeitraum beansprucht. Aus diesem Grunde ist die Anordnung nach F i g. 4 leicht abgewandelt worden, um eine Phasenkorrektur durch sukzessive Approximation herbeizuführen. Zu diesem Zweck ist der Ausgang der Summiereinrichtung Σ2 in F i g. 5 an die sechs Gewichtungsstufen +K, +2K. +4K und den zugehörigen Komplementen —K, —2K und — AK angeschlossen anstatt nur an einer einzigen, indem dann ein Kommutator /3 die entsprechende Auswahl der Gewichtungsstufe unter Steuerung der £>£T6-Stufe, und zwar ebenfalls wieder aber die Log-Leitung, übernimmt Zum Zeitpunkt h ist die Schaltervorrichtung

/ι geöffnet, und die Schaltervorrichtung h befindet sich in Schaltstellung b, während der Kommutator /3 die Gewichtungsstufe AK eingeschaltet hat. Der Phasenentzerrer verschiebt das gefilterte Zeitgebungssignal, das in der Verzögerungsleitung mit arctan4X=2zie enthalten ist. indem die N-Abtastimpulse in der Phasenentzerreranordnung umgelaufen lassen werden. Das Schließen der Schaltvorrichtung S zum Zeitpunkt f2 unter Steuerung des Verknüpfungsschaltnetzes der Stufe DETQ dient somit zur Regulierung der örtlichen Zeitgebung an der Empfängerseite. Ist somit während des Zeitpunktes fc die Schaltervorrichtung S geschlossen, dann ist der Auf- und Abwärtszähler Co mit einem Wert 4<7 beschickt, der durch das Verknüpfungsschaltnetz der Stufe DETQ bereitgestellt ist und dabei einem Betrag entspricht, um den D 1 stufenweise verringert werden soll, um sich so einer Phasenverschiebung von 2 ΔΘ anzugleichen.

Zum Zeitpunkt ti ist die Schaltervorrichtung 5 geöffnet, die Schaltervorrichtung /Ί geschlossen und die Schaltenrorrichtung I₂ in die Schaltstellung a zurückgeführt. Die oben beschriebenen Filter-Verfahrepsschritte und Ermittlungen von sin tx und cos α werden erneut durchgeführt. Je nachdem, ob diese Messungen zu einem Wechsel des Oktanten im trigonometrischen Kreis führen oder nicht, sollte die neuerliche Phasenverschiebung mit dem gleichen Vorzeichen erfolgen wie vorher bzw. mit dem entgegengesetzten. Der absolute Betrag dieser neuerlichen Phasenverschiebung könnte dieses Mal dem Wert arctan 2K=AQ oder wiederum arctan ΛΚ entsprechen.

Zum Zeitpunkt U wird eine zweite Phasenverschiebungsfunktion durch öffnen der Schaltvorrichtung I₁, Umstellen der Schaltervorrichtung h in Schaltstellung b und Einstellen des Kommutators /3 auf eine Gewichtung, die einer Multiplikation des Ausgangswertes der Summiereinrichtung Σ2 um ±2K entspricht, durchgeführt. Wird ein Wechsel des Oktanten festgestellt, dann wählt die Stufe DETQ die Gewichtung — 2K, andernfalls die Gewichtung 2K. Das Schließen der Schaltervorrichtung S beschickt den Auf- und Abwärtszähler Co mit einem Wert ±2q, der einer Phasenverschiebung ±2K entspricht, und das Einregulierungsverfahren der Frequenz Fo wird wieder wie vorhin aufgenommen, obgleich nun der Inhalt ües Laufzeitnetzwerks um den Betrag ±AQ verschoben ist.

Eine dritte Untersuchung der Werte sin α und cos α wird zum Zeitpunkt fs durchgeführt und, falls erforderlicli, wird eine dritte Entzerrungsmaßnahme eingeleitet, um die Phase um den Betrag ±AQ/2 zu verschieben, so daß sich eine erneute, jedoch viel feinere Einregulierung der örtlichen Zeitgebung zwischen den Zeitpunkten ie und t? ergibt.

Oben ist aufgezeigt, wie in einigen wenigen Verfahrensschritten eine Einregulierung der örtlichen Zeitgebung mit Hilfe aufeinanderfolgender Näherungsschritte durchgeführt werden kann. Eine solche Einregulierung wird ermöglicht dank der Verwendung einer Entzerrungsrückkopplungsschleife innerhalb einer Wiederherstellungsrückkopplungsschleife und der Verwendung einer empfangsseitig notwendigen Informafionszeitgebung. Von diesem Zeitpunkt an ist die Periode der Empfangseinleitung beendet, wonach der Schalter S geöffnet wird. Die einzigen Einregulierungen, die dann noch vorzunehmen sind, bestehen lediglich darin, leichte Korrekturen für etwa auftretende Zeitgebungsabweichungen vorzunehmen. Diese Einregulierungen werden während aller Baud-Zeiten durchgeführt, und zwar vom Zeitpunkt fs und mit Hilfe üblicher Verfahren bei digitalen Empfangssystemer

J5 unter Verwendung einer Zeitgebung mit Phasenverriegelung.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Rekursives Digitalfilter mit einem am Ausgang eines die Abtastwerte des zu entzerrenden Signals über einen ersten Eingangsanschluß aufnehmenden Eingangssummierers liegenden Schieberegister, enthaltend den einzelnen Abtastzeiten zugeordnete, die betreffenden Abtastwerte zu ihrer Speicherung aufnehmende Stufen, von denen zumindest einigen Abgriffe zugeordnet sind, die jeweils über ein Filter-Koeffizientenpotentiometer am Eingang eines Filtersummierers Hegen, dessen Ausgang das entzerrte Signal bereitstellt, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Eingang (3) des Eingangssummierers {Σι), dessen Ausgangsanschluß gleichzeitig den Filterausgang darstellt, am Ausgangsanschluß eines Umschalters mit zwei Schaltstellungen (h) liegt, dessen erster Eingangsanschluß (s) mit dem Ausgang des Schieberegisters verbunden ist und dessen zweiter Eingangsanschluß (b) über ein Phasenentzerrer-Koeffizientenpofentiometer (k) an den Ausgang des Filtersummierers (Σ2) angeschlossen ist, daß in der Zuleitung zum ersten Eingangsanschluß (1) des Eingangssummierers (2\) ein Schaltglied (I₁) liegt, dessen Auszustand mit demjenigen Schaltzustand des Umschalters (h) zusammenfällt, bei dem das Phasenentzerrer-Koeffizientenpotentiometer (k) mit dem zweiten Eingangsanschluß (3) des Eingangssummierers {Σ\) verbunden ist, daß entweder bei allen den Schieberegisterstufen (τ) zugeordneten Abgriffen die Koeffizienten der Filter-Koeffizientenyoten-^fiometer (b\ bis Öm) gemäß den Beziehungen: