DE2638314C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Vorrichtung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art.

Die Übertragung eines Datensignals erfolgt häufig über das Telefonnetz mit Hilfe einer Trägerwelle, deren Phase durch Einführung von für die zu übertragenden Daten charakteristischen Phasensprüngen zu bestimmten Zeitpunkten moduliert wird.

Es ist bekannt, zur Durchführung einer derartigen Modulation digitale Techniken einzusetzen, z. B. einen Speicher, der die Funktionsweise des Sinus in Form einer Tabelle enthält. Das Auslesen des Speichers wird in gleichmäßigen Abständen durch einen Adressenzähler gesteuert, der zu jedem Zeitpunkt die Phase der Trägerwelle als Inkrement kennt und eine für den durchzuführenden Phasensprung kennzeichnende Information empfängt. Die in Form einer Folge von am Ausgang des Speichers abgenommenen Werten bestimmte modulierte Welle wird anschließend über ein Bandfilter geleitet, durch das die ungewünschten Frequenzen ausgeschieden werden.

Will man, wie in dem älteren Patent N° 25 18 885 vorgeschlagen, eine Trägerwelle mit der Frequenz Null modulieren, so genügt ein Tiefpaßfilter zur Ausscheidung der Modulationsreste, wobei es sich bei dem Filter um ein nichtrekursives Filter handeln kann, d. h. um ein Filter, in dem die Abtastproben der zu filternden Welle mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungskreisen zugeführt werden; die verzögerten Abtastproben werden dann nach Multiplizierung durch entsprechende Wichtungskoeffizienten in einem Summierer addiert, der dann in getasteter Form die gefilterte Welle liefert. Anschließend wird die so modulierte Welle in den für die Übertragung vorgesehenen Frequenzbereich umgesetzt.

Aus der DE-OS 21 46 752 ist ein Verfahren zur Nachrichtenübertragung bekannt, bei dem die modulierte und gefilterte Ausgangswelle durch Überlagerung von Elementarwellen erhalten wird, die je der Antwort des Filters auf eine isoliert von den anderen Modulationsphasen und nur bezogen auf die augenblickliche Phasenlage des Trägers im Verhältnis des Ursprungs des Baudintervalls betrachtete Modulationsphase entsprechen. Diese Elementarwellen liegen über mehrere aufeinanderfolgende Baudzeiten vor und interferieren daher miteinander. Eine Tastprobe der modulierten und gefilterten Ausgangswelle resultiert also stets aus der Addition von mehreren aus einem Speicher ausgelesenen Werten, und zwar unabhängig von der Rechenfrequenz.

Gemäß diesem Verfahren dürfen die zu speichernden Elementarwellen wegen des Speicheraufwands nicht zu zahlreich sein, was eine einfache Relation zwischen der Modulationsfrequenz (Baudfrequenz) und der Trägerfrequenz erfordert.

Aus der DE-OS 23 58 009 ist ein ähnlicher digitaler Signalgenerator bekannt, bei dem sich das Ausgangssignal ebenfalls durch Überlagerung von Elementarwellen ergibt. Um die Forderung nach einer einfachen Relation zwischen Modulationsfrequenz und Baudintervall zu umgehen, werden dort die Elementarwellen nicht direkt eingespeichert, sondern ergeben sich durch Produktbildung aus zwei eingespeicherten Faktoren, von denen einer proportional zu (sin x)/x ist.

Aufgabe der Erfindung ist es gegenüber diesem Stand der Technik, eine einfache digitale Vorrichtung zur Erzeugung einer durch ein Datensignal phasenmodulierten Welle anzugeben, bei der die Tastperioden der Modulationsphasen von der Baudperiode unabhängig gewählt werden können, so daß die Rechenzeitpunkte der zu synthetisierenden Welle in Zeitpunkte verlegt werden können, in denen die Augenblicksphase des Trägers einfache Werte hat.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Vorrichtung gelöst.

Merkmale bevorzugter Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung für den Einsatz bei einer Datenübertragung von 4800 Bits/s näher beschrieben, bei der nach den Empfehlungen des CCITT die zu übertragende Datenfolge in Gruppen von drei aufeinanderfolgenden Bits, sogenannten "Tribits" unterteilt ist und bei der jedes Tribit in Form eines die Phase der Trägerwelle verändernden Phasensprungs kodiert ist.

Die Beschreibung erfolgt anhand der Zeichnung, in der

Fig. 1 schematisch eine Modulationseinrichtung zeigt, die die erfindungsgemäße Vorrichtung enthält, während

Fig. 2 eine besondere Ausführungsform eines Bauteils der Einrichtung gemäß Fig. 1 betrifft.

Gemäß Fig. 1 wird eine binäre Datenfolge D mit 4800 Bits/s in einer erfindungsgemäßen Vorrichtung verarbeitet, die in digitaler Form eine Welle M′ erzeugt, die einer Phasensprungmodulation einer Trägerwelle P durch die Datenfolge D entspricht. Dabei ist die Welle M′ frei von Modulationsresten. Die Trägerfrequenz f sei hierbei beispielsweise 1800 Hz.

Eine Gruppe 1 bekannter Bauart empfängt die Datenfolge D, um die aufeinanderfolgenden Werte der kumulierten Summe der in die Trägerwelle einzuführenden Phasensprünge zu bestimmen.

Diese Werte sind diejenigen, die die Phase einer durch die Datenfolge D modulierten Welle mit der Frequenz Null hätte, und nachfolgend wird diese Summe mit Modulationsphase ϕ bezeichnet. In der Gruppe 1 wird die Folge D einem Schaltkreis 10 zugeführt, der durch einen hier nicht dargestellten Taktgeber mit 4800 Hz synchron mit der Folge D gesteuert wird, um letzterer Abtastproben zu entnehmen und sie in Gruppen von drei aufeinanderfolgenden Bits zu unterteilen, wobei die so erhaltenen Gruppen von drei Bits bzw. Tribits mit einer Taktgeschwindigkeit von 1600 Hz geliefert werden. Die drei Bits jedes Tribits sind beispielsweise parallel am Ausgang des Schaltkreises 10 verfügbar, was durch eine einzige mit zwei Schrägstrichen versehene Linie symbolisiert wird.

Für die Tribits gibt es acht mögliche Zusammenstellungen, denen gemäß einer gegebenen Regel acht Phasensprungwerte 0, π/4, 2f/4 . . . 7π/4 zugeordnet werden. In der Praxis läßt man mit einem Tribit, dem der Phasensprung p π/4 (0 p 7) zugeordnet ist, den Koeffizienten p korrespondieren. Diese Korrespondierung wird auf herkömmliche Weise in einem Kodewandler 11 durchgeführt, der somit als Antwort auf jedes vom Schaltkreis 10 stammende Tribit den mit drei Bits verschlüsselten Wert des gewünschten Koeffizienten p liefert. Mit einem dem Kodewandler nachgeschalteten Speicher 12 kann durch Kumulierung der aus diesem Wandler stammenden Koeffizientwerte zu jeder Periode von 1/1600 Sekunde der in Form eines Vielfachen von π/4 ausgedrückte und mit drei Bits verschlüsselte Wert der Modulationsphase ϕ bestimmt werden, um diese am Ausgang der Gruppe 1 zu liefern.

Der Ausgang der Gruppe 1 ist mit einer durch einen hier nicht dargestellten Taktgeber gesteuerten Verzögerungsleitung 2 verbunden, an deren Eingang die Modulationsphase mit einer Taktfrequenz F abgetastet wird; für die Taktfrequenz wird vorteilhafterweise ein Wert von 7200 Hz für eine Trägerwelle von 1800 Hz gewählt. Die Verzögerungsleitung 2 führt r jeweils einer Taktperiode entsprechende Verzögerungen von einer Dauer von T = 1/F ein, um bei jeder Taktperiode die r Werte der den r vorhergehenden Taktperioden entsprechenden Modulationsphasen zu liefern; r ist eine vorbestimmte ganze Zahl, von deren Auswahl weiter unten noch zu sprechen ist. Die Verzögerungsleitung kann beispielsweise, wie es in Fig. 1 dargestellt ist, aus einem Schieberegister 20 mit r Stufen zum Einspeichern der r Phasenwerte bestehen, deren Serienausgang, der den Ausgang der Verzögerungsleitung 2 bildet, über einen Verzweigungskreis 21, der im übrigen mit dem Ausgang der Gruppe 1 verbunden ist, auf den Eingang zurückgeschleift ist. Das Register 20 und der Verzweigungskreis 21 arbeiten mit der Frequenz r · F, der Grundfrequenz, und der Ausgang der Gruppe 1 wird vom Schaltkreis 21 mit der Taktfrequenz F abgetastet. So werden bei jeder Taktperiode n · T (n ist eine ganze Zahl) die r eingespeicherten Phasenwerte am Ausgang des Registers geliefert, und sämtliche Werte bis auf den ältesten, der ausgeschieden wird, werden im Register wieder eingetragen, wobei letzteres darüber hinaus den Wert für die dieser Periode n · T entsprechende Modulationsphase speichert, die nachfolgend mit ϕ _n bezeichnet wird.

In der Praxis werden die Werte der Modulationsphase durch das Register in umgekehrter Reihenfolge geliefert, d. h. daß der neue Phasenwert registriert wird, bevor die alten Werte erneut eingeschrieben werden.

Die Welle M wird an gegebenen Adressen in einem Speicher 4, dessen Lesen von einem Adressenzähler 5 gesteuert wird, ausgehend von eingespeicherten Werten gebildet; der Adressenzähler 5 empfängt einerseits die Werte der von der Verzögerungsleitung 2 gelieferten Modulationsphase und andererseits Informationen, die für die Werte der Phase der Trägerwelle P zu den aufeinanderfolgenden Taktperioden kennzeichnend sind und aus einer Quelle 6 stammen. Nachfolgend wird durch R _n der Wert der Phase der Trägerwelle zur Taktperiode n · T bezeichnet. Im betrachteten Beispiel, bei dem die Taktfrequenz gleich dem Vierfachen der Trägerfrequenz f ist, nimmt die Phase um π/2 (modulo 2π) von einer Taktperiode zur folgenden zu.

Die im Speicher 4 enthaltenen Werte bilden r Gruppen, die einer gegebenen Gruppe von q Sinuswerten a₁ bis a _q entsprechen, die mit r vorbestimmten Koeffizienten k₁ bis k _r multipliziert werden, d. h. also: k₁a₁, . . . k₁a _q für die erste Gruppe usw. bis k _r a₁, . . . k _r a _q für die r ^te Gruppe. Beispielsweise sind diese Werte mit acht Bits, dafür eins für das Vorzeichen, verschlüsselt.

Die Werte a₁ bis a _q sind die Sinuswerte der verschiedenen Werte, die vorher leicht zu bestimmen sind und die die Summen ϕ _n-1+ R _n , ϕ _n-2+ R _n , . . . ϕ _n-r + R _n annehmen können. Im betrachteten Beispiel, in dem die Phasensprünge jeweils Vielfache von π/4 und der Wert R _n der Trägerwellenphase ein Vielfaches von π/2 ist, sind diese Summen ebenfalls Vielfache von π/4.

Die Speicheradresse für jeden registrierten Wert enthält vorzugsweise ein für die Gruppe, der dieser Wert angehört, charakteristisches Wort (r Möglichkeiten) sowie ein für den betreffenden Sinuswert charakteristisches Wort (q Möglichkeiten).

In jeder Taktperiode n · T empfängt der mit der Frequenz r · F arbeitende Adressenzähler 5 nacheinander die r Werte der Modulationsphase ϕ _n-1, d _n-2, . . . ϕ _n-r und eine Information zum Wert R der Trägerwellenphase, der während der gesamten Periode gleichbleibt. Im Adressenzähler 5 werden diese Daten einer ersten Untergruppe 50 zugeführt, die als Antwort r Wörter m₁, m₂, . . . m _r bestimmt, die im Speicher für die Sinuswerte sin (ϕ _n-1+R _n ), sin (ϕ _n-2+R _n ) . . . sin (ϕ _n-r +R _n ) charakteristisch sind. Weiter unten wird noch unter Bezugnahme auf Fig. 2 eine besondere Ausführungsform der Untergruppe 50 gezeigt. Der Adressenzähler 5 enthält eine zweite Untergruppe 51, die ein Taktsignal C empfängt, um bei jeder Taktperiode sequentiell die r Gruppen von eingespeicherten Werten zu empfangen, wobei die Wörter m₁ bis m _r die Ansteuerung der r Gruppen von Zellen bewirken. Die Untergruppe 51 kann beispielsweise aus einem einfachen Zähler bestehen, der durch das Signal C mit der Frequenz r · F gesteuert wird, um bei jeder Elementarperiode um eine Einheit weiterzurücken, wobei dieser Zähler zu Beginn jeder Taktperiode in seine Anfangsstellung gebracht wird.

Unter der Steuerung des Adressenzählers liefert der Speicher 4 also nacheinander in jeder Taktperiode die Werte k₁ · sin (ϕ _n-1+R _n ), k₂ · sin (ϕ _n-2+R _n ), . . . k _r · sin (ϕ _n-r +R _n ). Diese Werte werden einem Speicher 7 zugeführt, der daraus die kumulierte Summer herstellt und durch ein Signal Z mit der Frequenz 7200 Hz am Ende jeder Taktperiode wieder auf Null zurückgestellt wird.

Der Wert 0 wird nicht im Speicher 4 registriert und die i ^te (i von 1 bis r) Gruppe von eingespeicherten Werten enthält im betrachteten Ziffernbeispiel lediglich vier Werte ±k _i , ±k _i · Vorteilhafterweise wird der Wert 0 über ein dem Sperreingang des Speichers 7 zugeführtes und durch den Adressenzähler 5 erstelltes Signal eingeführt, durch das der Speicher während jeder Elementarperiode j jeder Taktperiode n · T, für die die Summe ϕ _n-j +R _n gleich Null oder π ist, gesperrt wird. Während einer derartigen Elementarperiode j, unabhängig vom vom Speicher gelieferten Wert, wird der Inhalt des Speichers 7 auf diese Weise nicht geändert, und das Ergebnis ist dadurch dasselbe, als wenn diesem Inhalt der Wert Null hinzugefügt worden wäre.

Die vom Speicher 7 während der aufeinanderfolgenden Taktperioden gelieferten Werte bestimmen in digitaler Form die Welle M. Der zur n-ten Taktperiode gelieferte Wert, d. h. A _n , ist gleich: nach Umformung unter Entwicklung des Sinus: d. h., da R _n nicht von i abhängt:

In diesem letzten Ausdruck sieht man, daß das am Ausgang des Speichers 7 gewonnene Ergebnis dasselbe ist, das man erhalten hätte, wenn man digital eine durch die Datenfolge D modulierte Welle mit der Frequenz Null in Form von zwei quadrierten Komponenten (sin ϕ) _n und (cos ϕ) _n erhalten hätte, wenn man jede dieser Komponenten einem nichtrekursiven Bandfilter der oben angedeuteten Bauart zugeführt hätte, das r den r Wichtungskoeffizienten k₁ bis k _r zugeordnete Verzögerungskreise aufwiese, und wenn eine Umsetzung der modulierten und gefilterten Welle durch die in Form von zwei quadrierten Komponenten bestimmte Trägerwelle P vorgenommen würde. Die unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschriebene Vorrichtung ergibt also eine durch die Datenfolge D modulierte, um die Frequenz f zentrierte und von Modulationsresten freie Welle, wobei die Anzahl r und die Werte der Koeffizienten k₁ bis k _r so bestimmt werden, daß, wenn sie bei einem herkömmlichen, nicht rekursiven Bandfilter verwendet worden wäre, letzteres einer gegebenen Leistungsgröße entspräche.

Während man für den Fall eines herkömmlichen Filters zur Bildung der Verzögerungsleitung mit acht Bits verschlüsselte Sinuswerte speichern müßte, ist es in der erfindungsgemäßen Vorrichtung möglich, mit lediglich drei Adressenbits auszukommen. Da die Anzahl r von Einzelverzögerungen, die durch die Verzögerungsleitung eingeführt werden, relativ groß ist, z. B. 20 bis 50, ist der Speicherplatzgewinn erheblich.

Im hier betrachteten Beispiel werden 55 Koeffizienten verwendet, und es hat sich für diesen Fall als vorteilhaft erwiesen, als Grundfrequenz 64 · F anstelle 55 · F zu verwenden.

In Fig. 1 erscheint noch ein Digitalanalogwandler 8, der am Ausgang des Speichers 7 angeordnet ist, um die Folge der Werte A _n in ein Analogsignal umzuwandeln, das anschließend in einem Analog-Bandfilter 9 verarbeitet wird, das die auf die Abtastung zurückzuführenden hohen Frequenzen ausscheidet und eine Welle M′ liefert, die beispielsweise einer Telefonleitung zugeführt werden kann.

Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 eine besondere Ausführung der Untergruppe 50 beschrieben.

Jede Gruppe des Speichers 5 gemäß Fig. 1 enthält wie erwähnt vier Werte ±k _i , ±k _i · , so daß ein Wort m _i aus zwei Bits, d. h. a und b genügt, um einen Wert aus dieser Gruppe auszuwählen. Vorteilhafterweise wird folgende Korrespondierung gewählt:

Tabelle I

Die von der Verzögerungsleitung 2 gelieferten Werte der Modulationsphase werden in Form von Vielfachen von π/4 ausgedrückt und mit drei Bits verschlüsselt, d. h. xyz, die in dieser Reihenfolge den binären Wert des Multiplikationsfaktors darstellen.

Die die Phase der Trägerwelle betreffende Information, die nacheinander die Werte 0, π/2, π, 3f/2, 0, π/2, π, 3π/2 . . . annimmt, wird vorteilhafterweise mit zwei Bits XY gemäß der folgenden Gesetzmäßigkeit verschlüsselt:

Tabelle II

Die Bits X und Y, die von der Quelle 6 gemäß Fig. 1 geliefert werden, ändern somit, X als erstes bei jeder Taktperiode und Y als zweites bei jeder zweiten Taktperiode, ihren Wert. Die Quelle 6 kann daher einfach zwei in Reihe geschaltete Frequenzhalbierer aufweisen, von denen der erste ein Taktsignal mit 7200 Hz empfängt.

Die Untergruppe 50, die einerseits die Bits xyz und andererseits XY empfängt, liefert als Antwort die Bits ab und das dem Speicher 7 zugeführte Signal B gemäß der in Form einer Karnaugh-Tabelle dargestellten folgenden Korrespondenzgesetzmäßigkeit, in der das Symbol "-" einen indifferenten Zustand symbolisiert und in der die Ausgangsgröße in der Form (ab, B) angegeben wird:

Tabelle III

Hierzu weist die in Fig. 2 dargestellte Untergruppe 50 ein erstes UND-Gatter 510 auf, das auf einem ersten Eingang das Bit y und auf einem zweiten Eingang das durch einen Umkehrer 511 invertierte Bit X empfängt. Der Ausgang des Gatters 510 ist mit einem ersten EXKLUSIV-ODER-Gatter 512 verbunden, das außerdem das Bit x empfängt und dessen Ausgang mit einem zweiten EXKLUSIV- ODER-Gatter 513 verbunden ist, das darüber hinaus das Bit Y empfängt. Am Ausgang des Kreises 513 wird das Bit a der Ausgangsgröße m _i erhalten; das zweite Bit b dieser Ausgangsgröße ist gleich dem Bit z.

Das Signal B wird am Ausgang eines UND-Gatters 514 erhalten, das auf einem ersten Eingang das durch einen Umkehrer 515 invertierte Bit z empfängt und von dem ein zweiter Eingang mit dem Ausgang eines dritten EXKLUSIV-ODER-Gatters 516 verbunden ist, das einerseits das Bit y und andererseits das Bit X erhält.

Im Rahmen der Erfindung könnte man auch alle Sinuswerte im Speicher 4 voreinspeichern; dabei würde dieser Speicher dann am Ausgang einen durch die zweite Untergruppe 51 des Adressenzählers 5 gesteuerten Multiplizierer aufweisen, um die nacheinander unter der Steuerung der ersten Untergruppe 50 bei jeder Taktperiode gelesenen Werte mit entsprechenden Koeffizienten k₁ bis k _r zu multiplizieren. Auch könnte man, anstatt den Speicher 7 zu sperren, das Ausgangsregister des Speichers jedes Mal dann, wenn der Wert Null im Speicher 7 addiert werden muß, auf Null zurückstellen. Die Verzögerungsleitung 2 könnte aus einem adressierten Speicher bestehen, für den ein Schreibsteuerkreis und ein Lesesteuerkreis vorgesehen werden müßten. Auch wäre es möglich, in einem ersten Schritt eine gefilterte und modulierte um die Nullfrequenz zentrierte Welle zu erzeugen und anschließend eine Umsetzung durchzuführen. In diesem Fall wäre der Wert der Phase der Trägerwelle, der dem Adressenzähler 5 zugeführt würde, die ganze Zeit über Null, und der Speicher 4 könnte bei jeder Taktperiode zwei Reihen von r Werten liefern, von denen die eine die Sinusfunktion und die andere die Cosinusfunktion betrifft. Diese beiden Wertereihen würden über einen Multiplizierer, der sie mit zwei quadrierten Komponenten der Umsetzungswelle multiplizieren würde, dem Speicher 7 zugeführt. Dank der besonderen erfindungsgemäßen Filtertechnik, bei der Verzögerungen bei den kodierten Phasenwerten eher auf eine begrenzte Anzahl von Bits als auf mit Hilfe einer wesentlich größeren Anzahl von Bits verschlüsselte Sinuswerte angewandt werden, bliebe eine derartige Vorrichtung immer noch einfacher als die angeführten bekannten Vorrichtungen.

Claims (4)

1. Digitale Vorrichtung zur Erzeugung einer durch ein Datensignal phasenmodulierten und gefilterten Welle aufgrund von mit einer ersten Frequenz eintreffenden Informationen über die dem Datensignal entsprechende Modulationsphase, wobei in der Vorrichtung die modulierte und gefilterte Welle in Form von einer Folge von digitalen Werten durch in einem Akkumulator addierte und in einem Speicher eingespeicherte Werte erzeugt wird, die auf dem Beitrag der zuletzt empfangenen Informationen und den Beiträgen einer gewissen Anzahl von vorhergegangenen und in einer Verzögerungsleitung gespeicherten Informationen beruhen, mit einem Adressenzähler zur Steuerung des Speichers, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsleitung (2) r Tastproben der empfangenen Informationen umfaßt, die bei einer höheren und von der ersten Frequenz unabhängigen zweiten Frequenz aufgenommen wurden, daß der Speicher (4) r Gruppen von Werten enthält, die ausgehend von einem gemeinsamen Satz von Sinuswerten entsprechend den verschiedenen Phasenwinkelwerten gebildet werden, die die Augenblicksphase des Trägers zu den Rechenzeitpunkten der digitalen Werte der modulierten Welle, erhöht um die Modulationsphase, einnehmen kann, und die je mit einem von r Koeffizienten k₁ . . . k _r beaufschlagt sind, die die Gewichtungskoeffizienten eines TP-Filters (9) darstellen, und daß der Akkumulator (7) zur Ausgabe jedes digitalen Werts aus jeder Gruppe einen Wert nimmt und diese addiert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Adressenzähler (5) zwei Untergruppen aufweist, von denen die eine (51) durch ein Taktfolgesignal (C) gesteuert wird, um sequentiell jeweils mit der Taktfrequenz die r Gruppen auszuwählen, und von denen die andere (50) bei jeder Taktperiode die von der Verzögerungsleitung (2) gelieferten r Informationen über die Modulationsphase und die Information über die Trägerwellenphase erhält, um den in jeder der r Gruppen auszulesenden Wert auszuwählen.

3. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Adressenzähler (5) ein Mittel (514) aufweist, mit dem ein Signal (B) erarbeitet wird, das für den Wert Null oder nicht Null (modulo π) der Summen der Werte der Modulationsphase und des Werts der Trägerwellenphase steht, wobei dieses Signal dem Akkumulator (7), der die aus dem Speicher stammenden Werte addiert, zugeführt wird, damit die Addition jedesmal dann unterbrochen wird, wenn eine dieser Summen Null ist.

4. Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 1, 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfrequenz (F) gleich dem Vierfachen der Trägerfrequenz (f) ist.