DE2432594C3 - Rekursives Digitalfilter - Google Patents
Rekursives DigitalfilterInfo
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- DE2432594C3 DE2432594C3 DE2432594A DE2432594A DE2432594C3 DE 2432594 C3 DE2432594 C3 DE 2432594C3 DE 2432594 A DE2432594 A DE 2432594A DE 2432594 A DE2432594 A DE 2432594A DE 2432594 C3 DE2432594 C3 DE 2432594C3
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
- H03H17/0461—Quantisation; Rounding; Truncation; Overflow oscillations or limit cycles eliminating measures
Description
Die Erfindung betrifft ein rekursives Digitalfilter nach -,0 dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Für Begriffsbestimmungen der darin verwendeten Terminologie sei auf den Artikel: »Terminology in
digital signal processing«, erschienen in IEEE Transactions on Audio and Electro acoustics, Heft Au 20, Nr. 5, -,-,
Dezember 1972, Seiten 322-337, verwiesen. Auch nachstehend wird die in diesem Artikel vorgeschlagene
Terminologie verwendet werden.
Obschon durch Verwendung eines oder mehrerer derartiger eingangs erwähnter rekursiver Digitalfilter mi
zusammen mit einem oder mehreren nicht rekursiven Digitalfiltern in theoretischer Hinsicht eine Vielzahl
unterschiedlicher Übertragungsfunktionen verwirklichbar sind, sind die Anwendungsmöglichkeiten praktisch
verwirklichter rekursiver Digitalfilter sehr beschränkt, ι,-In
der Praxis treten nämlich in derartigen Rekursivfiltern ernsthafte Schwingungserscheinungen auf, die
unter dem Namen »Limit cycles« bekannt sind und die eine Folge notwendiger Quantisierung der im Rekursivfilter zu verarbeitenden binären Zahlen ist
Die Erfindung bezweckt nun, die Anwendungsmöglichkeiten
eines rekursiven Digitalfilters der eingangs erwähnten Art dadurch wesentlich zu vergrößern, daß
die Auftrittsmöglichkeit der genannten Schwingungserscheinungen optimal vermieden werden.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen
gelöst Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden
näher beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 ein rekursives Digitalfilter zweiter Ordnung mit den erfindungsgemäßen Maßnahmen,
Fig.2 ein Stabilitätsdiagramm eines rekursiven
Digitalfilters zweiter Ordnung,
F i g. 3 ein Stabilitätsdiagramm für das in F i g. 1
dargestellte rekursive Digitalfilter zweiter Ordnung mit der erfindungsgemäßen Maßnahme,
Fig.4 das lineare Stabiiitätsgebiet eines rekursiven
Digitalfilters zweiter Ordnung, aufgeteilt in Gebiete, die je die Filterkoeffizienten für einen bestimmten Filtertyp
enthalten,
Fig.5 ein rekursives Digitalfilter zweiter Ordnung iViit zwei Äbbrcchungsanordnungen, die nicht die
erfindungsgemäßen Maßnahmen enthält,
Fig.6 ein Stabilitätsdiagramm für das Filter nach
Fig. 5,
F i g. 7 eine weitere Ausgestaltung des rekursiven Digitalfilters nach der Erfindung,
F i g. 8 und 9 eine Abwandlung des in F i g. 1 dargestellten rekursiven Digitalfilters nach der Erfindung,
Fig. 10 ein rekursives Digitalfilter zweiter Ordnung
in Form der »transpox configuration« des Filters nach Fig. 1,
F i g. 11 ein Digitalfilter, das aus einem rekursiven
Digitalfilterteil zweiter Ordnung mit tier erfindungsgemäßen
Maßnahme und einem nicht rekursiven Digitalfilterteil zusammengestellt ist
Fig. 12 ein Ausführungsbeispiel einer Abbrechungsanordnung.
In F i g. 1 ist ein sogenanntes rekursives Digitalfilter zweiter Ordnung zum Erzeugen eines digitalen Ausgangssignals
y(n) dargestellt das auf eine vorbestimmte Weise auf ein digitales Eingangssignal x(n) bezogen ist.
Das Eingangssignal x(n) wird dabei über einen Eingang
1 dem dargestellten Filter zugeführt und das Ausgangssignal y(n) wird über einen Ausgang 17 diesem Filter
entnommen. Diese Signale x(n)und j-f/!,!werden je durch
eine Folge in Zeitpunkten f=/i7"mit n=0, 1, 2... und
mit einer gegebenen Frequenz 1/7" auftretender Binärzahlen in sogenannter fester Kommadarstellung
gebildet. Von diesen Zahlen, die aus je einer gegebenen Anzahl von Bits bestehen (beispielsweise 14 Bits), geben
die Zahlen im Signal x(n) je beispielsweise eines analogen Informationssignals die Größe und die
Polarität in einem bestimmten Augenblick nT und die Zahlen im Signal y(n) je von der gefilterten Version
dieses analogen Informationssignals die Größe und die Polarität in einem bestimmten Augenblick nTan. Diese
Zahlen enthalten dazu je auf übliche Weise nur ein Zeichenbit und eine Anzahl von beispielsweise 13
Größenbits. Diese An, binäre Zahlen darzustellen, ist
unter dem Namen »sign-magnitude« b« kanni.
Zum Verwirklich! η der gewünschten Übertragiings
kennlinie ist dieses Filter mit zwei digitalen Verzögerungsteilen 4 und 5 sowie mit einer Multiplikationsanordnung 7 und einer Zusammenfügungsanordnung 9
versehen. Von dieser Multiplikationsanordnung 7, die mit mindestens zwei Eingangsleitungen 7(1) und 7(2)
und zwei Ausgangsleitungen 7(a) und 7(b) versehen ist, sind die Eingangsleitungen 7(1) und 7(2) in einen
gemeinsamen Verteilerpunkt 18 miteinander gekoppelt und jeder dieser Eingangsleitungen 7(1) und 7(2) wird
ein auf das Aibgangssignal y(n) bezogenes digitales
Signal zugeführt, und dieser Multiplikationsanordnung 7 werden zugleich mindestens zwei Filterkoeffizienten a
und b zum Erzeugen digitaler Produktsignale zugeführt, die je einer der genannten Ausgangsleitungen 7(a) und
7(b) entnommen werden und die je durch das Produkt eines der Multiplikationsanordnung 7 zugeführten
digitalen Signals und eines Filterkoeffizienten gebildet werden. Diese Filterkoeffizienten a und b werden einer
Quelle 10 (beispielsweise einem sogenannten »readonly-memory«) für eine gegebene Anzahl von Filterkoeffizienten
entnommen und entsprechen dem Zusammenhang zwischen dem genannten Eingangssignal x(n)
und dem Ausgangssignal y(n). Außerdem werden diese
Filterkoeffizienten je ebenfalls durch eine Bwiärzahl
gebildet, welche Zahlen in fester Kommadarsteilung gegeben sind sowie in Polaritäts- und Größendarsteliurig
(sign-magnitude) und aus je einem Polaritätsbit und einer gegebenen Anzahl, beispielsweise 7 Größenbits
aufgebaut sind.
Von der genannten Multiplikationsanordnung 7 sind die Ausgänge 7(a) und 7(b) mit je einem Eingang der
genannten Zusammenfügungsanordnung 9 gekoppelt, der ein digitales Summensignal s(n) entnommen wird,
dessen Größe wenigstens durch die mathematische Summe der auf die Produktsignale bezogenen, dieser
Zusammenfügungsanordnung 9 zugeführten Signale gegeben wird. Dieses Summensignal wird danach einem
Rückkopplungskreis 19 zum Erzeugen eines Rückkopplungssignals z(n) zugeführt Dieser Rückkopplungskreis
19 enthält dazu mindestens eine erste von den genannten Verzögerungsanordnungen, in diesem Ausführungsbeispid
die Verzögerungsanordnung 5, deren Eingang mit dem Ausgang der genannten Zusammenfügungsanordnung
9 und deren Ausgang mit dem genannten gemeinsamen Verteilerpunkt 18 gekoppelt ist.
Die Verzögerungszeit der obengenannten Verzögerungsanordnungen wird dabei durch mit einer gegebenen
Frequenz auftretende Taktimpulse bestimmt, die von einem Taktimpulsgenerator 6 herrühren, der an
diese Verzögerungsanordnung angeschlossen ist und der zugleich die Quelle 10 für die Füterkoeffizienten
steuert. Die Frequenz, mit der diese Taktimpulse auftreten, entspricht der Frequenz \/T, mit der die
Zahlen in den Signalen x(n)undy(.^auftreten.
Ebenso wie die Signale x(n)und y(n) werden auch die
Signale s(n)und z(n)dwch eine Folge mit der genannten
Taktfrequenz von MT auftretender Binärzahlen gebildet,
die in fester Kommadarstellung sowie ·η Polariläts- und Größendarstellung gegeben sind.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird der FJn=
gang 1 durch einen Eingang einer zweiten Zusammenfügungsanordnung 2 gebildet, der das Informationssignal
x(n) zugeführt wird und deren Ausgang mit dem Eingang der Verzögerungsanordnung 4 verbunden ist,
während die Zus;immrnfügungsanordnung 9 auf die in der Figur dargestellte Weise zwischen dem Ausgang
und dem F.ingang der Verzögerungsanordnungen 4 bzw. 5 liegt und der Ausgang 17 des Filters mit dem Ausgang
der Verzögerungsanordnung S im Rückkopplungskreis 19 verbunden ist Von diesem Rückkopplungskreis 19
wird Ober eine Ausgangsleitung 20 ein Ausgangssignal entnommen, das als Rückkopplungssigna] z(n) dem
Verteilerpunkt 18 zugeführt wird.
Im dargestellten Ausführungsbeispiel wird zugleich die Multiplikationsanordnung 7 durch zwei Multiplikatoren
8(1) und 8(2) gebildet, die mit einem Eingang mit
κι den Eingangsleitungen 7(1) bzw. 7(2) und mit ihrem
Ausgang mit den Ausgangsleitungen 7(a) bzw. 7(b) verbunden sind. Insbesondere ist in diesem Ausführungsbeispiel
die Eingangsleitung 7(1) sowie die Eingangsleitung 7(2) der Multiplikationsanordnung 7
unmittelbar mit dem Verteilerpunkt 18 verbunden. Auf diese Weise wird jedem der Multiplikatoren 8(1) und
8(2) das Rückkopplungssignal z(n) zur Multiplikation dieses Signals z(n) mit den Filterkoefnzienten a und b
zum Erzeugen der Produktsignale az(n) und b-z(n)
JD zugeführt welche Signale an den Ausgangsleitungen
7(a) und 7(b)der Multiplikatoren 8(1) ι\-A 8(2) auftreten.
Das Signal bzfnjäas am Ausgang des ! tuitipiikators
8(2) auftritt wird der Zusammenfügungsanordnung 2 zur Erzeugung eines Signals
p(n)=x(n)+bz{n)
zugeführt und das Signal az(n), das am Ausgang des
Multiplikators 8(1) auftritt, wird der Zusammenfügungsanordnung 9 zugeführt. Außer diesem Signal a -z(n)wrd
j» der Zusammenfügungsanordnung 9 zugieich das Ausgangssignal
p(n) der Zusammenfügungsanordnung 2 zugeführt, jedoch über die Verzögerungsanordnung 4,
die dieses Signal p(n) um eine Taktimpulsperiode 7'des
Taktimpulsgenerators 6 verzögert Das Ausgangssignal
1Ί dieser Verzögerungsanordnung 4 kann auf diese Weise
durch
φ-
dargestellt werden. Durch diese beiden Eingangssignal
wird durch die Zusammenfügungsanordnung 9 das Summensignal s(n) erzeugt, das durch die mathematische
Jumme
s(n)=a ■ z(n)+b ■ z(n-\) + x(n-\)
gegeben wird. Auf die in der Figur dargestellte Art und Weise wird dieses Summensignal s(n) dem Rückkopplungskreis
19 und insbesondere der Verzögerungsanordnung 5 zugeführt, deren um eine Taktimpulsperiode
T verzögertes Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 9 entnommen wird. Dieses Ausgangssignal
der Verzögerungsarordnung 5, das durch s(n— 1) dargestellt werden kann, wird in diesem Ausführungsbeispiel einerseits als Aosgangssignal y(n) über den
Au-.gat.'g 17 dem Filter entnommen und andererseits
zum Erzeugen des Rückkopplungssignals z(n)benutzt.
Da die Bits in den unterschiedlichen binären Zahlen in
den Signalen x(n), y(n), p(n) und z(n) und die Bits in den
binären Füterkoeffizienten a und b in Reihe sowie parallel im Filter benutzt und in den Verzögerungsan-Ordnungen
4 und 5 gespeichert werden können, wird üblicherweise weder in der Beschreibung noch in den
Figuren ein Unterschied gemacht zwischen Zahlen, deren Zusammenstellende Bits in Reihe oder parallel
benutzt werden, es sei denn, daß dies ausdrücklich erwähnt wird.
Durch die Quantisierung, die in derartigen Filtern angewandt wird, damit die Speicherkapazität der
Verzögerungsanordnnngen auf eine endliche Anzahl
Bits beschränkt wird, wird die Stabilität des rekursiven
Filters jedoch besonders beeinträchtigt. In F i g. 2 ist dies näher dargestellt. Diese Γ i g. 2 zeigt ein Koordinatensystem,
in dem auf der Abszisse und der Ordinate die Werte der Filterkoeffizienten a bzw. b aufgetragen sind.
Das in diesem Koordinatensystem angegebene Dreieck ABC, dessen Eckpunkte durch die Koordinaten (-2;
— 1); (2; — t) und (0; 1) gegeben werden, schließt ein
Gebiet sogenannter linearer Stabilität ein. Das bedeutet, daß das Rekursivfilter bei unendlich großer Speicherkapazität
der Verzögerungsanordnungen 4 und 5 für
diejenigen Kombinationen der Filterkoeffizienten a und b stabii ist, die mit den Punkten übereinstimmen, die in
dem vom Dreieck MÄCeingeschlossenen Gebiet liegen.
In den bekannten rekursiven Digitalfiltern ist die Anzahl Kombinationen von a und b, die sich auf ein stabiles
Filter beziehen, jedoch stark beschränkt. Insbesondere werden durch die angewandte Quantisierung diejenigen
das Rekursivfilter stabil ist, durch die Punkte in dem Gebiet gegeben, das durch das in F i g. 2 angegebene
Dreieck DEF eingeschlossen wird, welches Gebiet innerhalb des Dreiecks AlC liegt und das als nicht
lineares Stabilitätsgebiet bezeichnet werden wird. Die Eckpunkte dieses Dreiecks DfFwerden dabei durch die
Koordinaten: (-1; -V2); M; —'/2); (0; V:) gegeben.
Für diejenigen Kombinationen vom Filterkoeffizienien
(a, b), die durch die Punkte gegeben werden die im
Gebiet außerhalb des Dreiecks DEh liegen und innerhalb des Dreiecks ABC, treten im Filter Schwingungserscheinungen
auf. die unter dem Namen »limit cycles« bekannt sind. Durch diese Schwingungserscheinungen
werden die Anwendungsmöglichkeiten des rekursiven Filters weitgehend beschränkt. Dadurch
können nämlich beispielsweise keine hochwertigen Filter verwirklicht werden, die die sogenannten »limit
cycles« nicht aufweisen.
Diese Beschränkungen werden nun durch eine Abbrechanordnung vermieden, die an einer bestimmten
Stelle angeordnet ist und eine bestimmte Anzahl weniger signifikanter Bits abschneidet. Diese Quantisierungsmethode
ist unter dem Namen »magnitude truncation« oder Abbrechung bekannt.
In dem in Fig. I dargestellten Ausführungsbeispiel liegt die Abbrechungsanordnung M zwischen dem
Ausgang der Verzögerungsanordnung 5 und dem gemeinsamen Verteilerpunkt 18 und das am Ausgang
der Verzögerungsanordnung 5 auftretende Summensignal s(n—\) wird unmittelbar der Abbrechungsanordnung
zugeführt, die dieses Signal s(n— 1) in das Signal
z(n) umwandelt, rUs gegenüber dem Signal s(n—\) in
der Anzahl Bits pro Binärzahl abweicht
Sind insbesondere die Verzögerungsteile 4 und 5 zum Speichern binärer Zahlen geeignet, die abgesehen von
einem Zeichenbit aus q=m+r (beispielseise 13)
Größenbits bestehen und wird von jedem Filterkoeffizienten
die ebenfalls in fester Kommadarstellung gegebene Größe durch r Größenbits (beispielsweise 7)
dargestellt, so werden ohne Verwendung der Abbrechungsanordnung infolge der Multiplikation dieser zwei
Zahlen die Größen der Zahlen im Signal s(n) durch q+r=m-\-2r-Bits (also 20) gegeben. Mit Hilfe der in den
Rückkopplungskreis 19 aufgenommenen Abbrechungsanordnung 11 werden jedoch zunächst von den
gespeicherten /n+r-Bits die ram wenigsten signifikanten
Bits abgebrochen, so daß die Anzahl Bits der Zahlen im Signal zfn) dem Wert m entspricht, und die
Produktsignale az(n) und bzfn) sind aus Zahlen
aufgebaut, die je <7 = m+rBits enthalten, welche Anzahl
Bits der Anzahl entspricht, die in den Verzögerungsanordnungen 4 und 5 für eine Zahl gespeiciiert werden
kann. Obschon in der Zusammenfögungsanordnung 2 zum Produktsignal b z(n) das informationssignal x(n)
addiert wird, enthält auch das Ausgangssignal μ(η) dieser Zusammenfügungsanordnung 2 Zahlen, die aus
nur m+r Bits bestehen. Jede Zahl im Signal p(n)besteht
ja aus einer Anzahl Bits, die der Anzahl Bits dieser Zahl der beiden zu summierenden Zahlen x(n)und bz(n), dip
aus der größten Anzahl Bits besteht, enisprLht. Im
dargestellten Ausführungsbeispiel, in dem jede Zahl im Signal x(n) und im Signal bz(n) aus 13 Größenbits
besteht, beträgt auf diese Weise die Anzahl Orcßenbits
der Zahlen in dem Signal p(n) ebenfa Is 13 (d. h.-.m+r).
Auf entsprechende Weise wird auch das Summensignal s(n), das durch Summierung der Signale p(n—\) und
a z(n) erhalten wird, durch Zah'en gebildet, die au* ■>■.,:
— . _/j u ii\ r>:*_ 1 »_i
111 τ 1 \u. π. υ; um l/cslciicii.
Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen, d. h. das mittels »magnitude truncation« weitgehende
Einschränken der Anzahl Bits, aus denen die Zahlen bestehen, die dem Verteilerpunkt 18 zugeführt
werden und wobei diese Abbrechung in demjenigen Ki eis durchgeführt wird, der durch den Ausgang der
Zusammenfügungsanordnung 9, den Rückkopplungskreis 19 und de;. Verteilerpunkt 18 gebildet wird, wird
erreich-, daß der nicht lineare Stabilitätsbereich, der in F i g. 2 durch das Dreieck DEF eingeschlossen wird,
wesentlich vergrößert wird, und zwar derart, daß es mit dem ganzen Gebiet der linearer 'v'ibilität nahezu
zusammenfällt. In Fig.3 ist ditrs näher erläutert. In
dieser Fig. 3 ist entsprechend Fig. 2 das Gebiet der
linearen Stabilität durch das Dreieck ABC eingeschlossen. Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen
stellt es sich nun heraus, daß nur noch Schwingungserscheinungen (»limit Cycles«) durch
Kombinationen von Filterkoeffizienten (a, b) auftreten,
die durch Punkte gegeben werden, in den Gebieten liegen, die durch die schraffiert angegebenen Trapeze
ADEF und GBHK eingeschlossen werden. Die Eckpunkte des Trapezes ADEF werden durch die
Koordinaten (-2; -1); (-1,4; -1); (-1,4; -0.94); (-1,94; -0,94) gegeben und die Eckpunkte des
Prapezes CBHK werden durch die Koordinaten (1,4; -1);(2; -1);(!,94; -0,94);(l,4; -0,94)gegeben.
Wie aus F i g. 3 hervorgeht, sind trotz der eingeführten
nicht linearen Bearbeitung von »magnitude truncation« praktisch alle den Punkten innerhalb des
Dreiecks ABC entsprechenden Kombinationen von Filterkoeffizienten (a, b) im beschriebenen Rekui jjvfilter
anwendbar, ohne daß die Stabilität des Filters beeinträchtigt wird. Dadurch sind die Anwendungsmöglichkeiten
des Filters derart erweitert, daß alle Arten von Filtern realisierbar sind, ohne daß unerwünschte
Schwingungserscheinungen entstehen, wie dies aus einem Vergleich der F i g. 2 und 3 mit F i g. 4 hervorgeht
In F i g. 4 ist in demselben Maßstab wie die F i g. 2 und 3 das Dreieck ABC angegeben, das das Gebiet der
linearen Stabilität einschließt In diesem Dreieck sind durch fächerförmige Schraffierungen schematisch Gebiete
I, H, III und IV angegeben, die Punkte enthalten für Kombinationen von Filterkoeffizienten, die Hochpaßfiltern
(I), Bandpaßfiltern (II), Tiefpaßfiltern (III) und integrierenden Netzwerken (IV) entsprechen.
Nicht nur durch die beschriebene spezielle nicht lineare Bearbeitung »magnitude truncation«, sondern
auch durch die spezielle Lage der Abbrechungsanord-
nung, und zwar im Rückkopplungskreis 19, vergrößert sich das Gebiet nichtlinearer Stabilität von dem in
Fig. 2 angegebenen Gebiet innerhalb des Dreiecks DEF bis zum Gebiet innerhalb des ganzen Dreiecks
ABCm'w Ausnehme der in F i g. 3 angegebenen Trapeze
ADEFundGBHK.
Daß dabei die Lage der Abbrechungsanordnung von wesentiio/ier Bedeutung ist, läßt sich an Hand der F i %. 5
und 6 darlegen. Fig.5 zeigt dabei ein rekursives Digitalfilter zweiter Ordnung, das dem aus Fig. I
weitgehend entspricht und wobei der Fig. Ί entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben
sind. Auch dieses in Fig. 5 angegebene Filter zweiter Ordnung enthält einen Eingang 1, der der
'-irigung piner Zusammenfügungsanordnung 2 ist;
weiter Verzögerungsanordnungen 4 und 5, eine Multiplikationsanordnung 7 mit zwei Multiplikatoren
8(1) und 8(2), eine Quelle 10 für die gegebene Anzahl νου ί iiierkuciiiiiciiicii und cine ZusainrnerifügupgsancrHnung
9. Dieses Filter weicht von dem aus F i g. 1 dann ab, daß es mit zwei identischen Abbrechungsanordnungen
11 und 11' verschen ist, die jedoch nicht in
den Rückkopplungskreis 19 aufgenommen sind, sondern auf die in F i g. 5 angegebene Weise in die Ausgangsleitungen
7(a) und 7(b) der Multiplikationsanordnung 7. Dieses rekursive Filter, wobei »magnitude truncation«
der beiden Produktsignale angewandt wird, noch bevor diese Produktsignale summiert sind, führt jedoch
gegenüber dem rekursiven Filter nach der Erfindung, wobei nur eine Abbrechungsanordnung verwendet wird
und ζ1, ar im Rückkopplungskreis 19, zu einer
wesentlichen Beschränkung des in Fig.3 dargestellten
Gebietes nichtlinearer Stabilität. Diese Beschränkung führt zu dem in Fig. 6 durch das Fünfeck DEFCG
eingeschlossenen nichtlinearen Stabilitätsgebiet. Die Eckpunkte dieses Fünfecks DEFCG werden dabei durch
dieKoordinaten(-l; -1);(1; - l);(l;0);(0; l);und(-l; 0) gegeben. Wie aus einem Vergleich mit Fig.4
hervorgeht, hat diese wesentliche Beschränkung des Gebietes nichtlinearer Stabilität wieder eine unerwünschte
Beschränkung der Anwendungsmöglichkeiten zur Folge; so können beispielsweise Tiefpaßfilter und
Hochpaßfilter, bei denen keine »limit cycles« auftreten, nicht verwirklicht werden.
Durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen wird nicht nur das Gebiet nichtlinearer Stabilität
bis zu praktisch dem ganzen Gebiet linearer Stabilität vergrößert, sondern es stellt sich auch heraus, daß die in
F i g. 3 angegebenen Trapeze ADEF und GBHK nur eine diskrete Anzahl von Punkten enthalten, die den
Filterkoeffizienten (a, b), für die das rekursive Filter
unstabil ist, entsprechen. Dies im Gegensatz beispielsweise zu den in F i g. 6 angegebenen Gebieten, die von
den Dreiecken ADG und EBF eingeschlossen werden und die ausschließlich Punkte enthalten, die Kombinationen
von Filterkoeffizienten (a, b), für die das rekursive Filter unstabil ist, entsprechen. Auf diese
Weise wird durch Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen außerdem erreicht, daß außer digitalen
Bandpaßfiltern auch digitale Hochpaßfilter und Tiefpaßfilter mit einem sehr hohen Gütefaktor verwirklichbar
sind, ohne daß dabei die genannte »limit cycles« auftreten, und zwar durch Anwendung einem stabilen
Filter entsprechender Filterkoeffizienten (a, b), die
durch Punkte gegeben werden, die innerhalb der genannten Trapeze ADEF (für Hochpaßfilter) und
GBHK{für Tiefpaßfilter) liegen.
Es sei bemerkt, daß mathematisch dargelegt werden kann, daß der Qualitätsfaktor eines rekursiven Digitalfilters zweiter Ordnung dem Wert
proportional ist, wobei \b\ den Absolutwert des
Filterkoeffizienten b darstellt, der zur Verwirklichung von Filterkennlinien ständig negativ ist (b<0).
Durch die genannte Vergrößerung des Gebietes nichtlinearer Stabilität ist das rekursive Filter nach der
Erfindung zur Verwirklichung digitaler Filter höherer Ordnung (beispielsweise vierter Ordnung oder mehr)
besonders geeignet. Diese Filter höherer Ordnung können nämlich üblicherweise aus einer Kaskadenschaltung
u. a. einer Anzahl rekursiver digitaler Filterteile zweiter Ordnung nach der Erfindung autgebaut werden.
Diesen Filterteilen werden zwar untereinander verschiedene Kombinationen von Filterkoeffizienten zugeführt,
aber durch die erwähnte Vergrößerung des Gebietes nichtlinearer Stabilität können diese Kombinationen
derart gewählt werden, daß jeder Filterteil frei von »limit cycles« ist, so daß bei dem auf diese Weise
verwirklichten Digitalfilter höherer Ordnung sogar mit hohem Gütefaktor kein unerwünschtes Ausgangssignal
von möglicherweise sehr hoher Amplitude auftritt. Letztgenannter Zustand tritt beispielsweise auf, wenn
ein oder mehrere der zusammenstellenden rekursiven Digitalfilterteile »limit cycles« aufweist. Durch die
Verarbeitung dieser »limit cycles« in aufeinanderfolgenden Filterteilen kann dabei eine Eskalation ihrer
Amplitude auftreten.
In F i g. 7 ist eine weitere Ausführungsform des rekursiven Digitalfilters nach der Erfindung dargestellt,
wobei die Anwendungsmöglichkeiten, die bereits durch Anwendung nur einer Abbrechungsanordnung erweitert
sind, noch weiter ausgebaut werden. Dieses in F i g. 7 dargestellte rekursive Digitalfilter entspricht
zum größten Teil dem Filter nach F i g. 1, und der F i g. 1 entsprechende Elemente sind dabei mit denselben
Bezugszeichen angegeben. Auch dieses in F i g. 7 erhaltene rekursive Digitalfilter ist mit einem Eingang 1,
zwei Verzögerungsanordnungen 4 und 5 und einer Zusammenfügungsanordnung 9 versehen, deren Ausgangssignal
dem Rückkopplungskreis 19 zugeführt wird, der mit der Abbrechungsanordnung 11 versehen ist und
dessen Ausgangssignal z(n) über den gemeinsamen Verteilerpunkt 18 den beiden Multiplikatoren 8(1) und
8(2) in der Multiplikationsanordnung 7 zugeführt wird und der zugleich ein Filterkoeffizient a bzw. b von der
Quelle 10 für eine gegebene Anzahl Filterkoeffizienten zugeführt wird. Dieses rekursive Filter unterscheidet
sich jedoch darin vom Filter nach Fig. 1, daß in den
Rückkopplungskreis 19 in Reihenschaltung mit der Verzögerungsanordnung 5 und der Abbrechungsanordnung
11 zugleich eine Schaltungsanordnung 21 aufgenommen ist, von der ein Signaleingang mit dem
Ausgang der Abbrechungsanordnung 11 und von der der Ausgang mit der Leitung 20 verbunden ist Diese
Schaltungsanordnung wird dabei durch Schaltimpulse gesteuert, die über einen Schaltimpulseingang der
Schaltungsanordnung 21 zugeführt werden und die einem von den Ausgangsimpulsen des Taktimpulsgenerators
6 gesteuerten Steuerkreis 22 entnommen werden, der mit einer Zählanordnung 23 versehen ist. Dieser
Steuerkreis 22 gibt dabei jeweils nach dem Auftreten
einer gegebenen Anzahl von Taktimpulsen des Taktimpulsgenerators 6 einen Schaltimpuls für die Schaltungsanordnung
21 ab. Jeweils beim Auftreten eines derartigen Schaltimpulses wird durch die Schaltungsanordnung
21 wenigstens ein Bit der aus beispielsweise -, sechs Größenbits bestehenden und der Schaltungsanordnung
zugeführten Binärzahl invertiert.
In dem in Fig. 7 dargestellten Ausführungsbeispiel
treten die Bits dir am Ausgang der Abbrechungsanordnung auftretenden Zahlen beispielsweise in Reihe und in ι»
äquidistanten Zeitpunkten auf, und zwar in der Reihenfolge von dem am wenigsten signifikanten
Größenbit zum signifikantesten Größenbit, wobei diesem signifikantesten Größenbit das Polaritätsbit
folgt. Die Zählanordnung 23 gibt dabei jeweils nach π beispielsweise 64 Taktimpulsen des Taktimpulsgenerators
6 einen Schaltimpuls ab, der über einen monostabilen Multivibrator 24 mit einer Zeitkonstante,
die höchstens der zwischen aufeinanderfolgenden Bits in den Binärzahlen auftretenden Zeit entspricht, der >n
Schaltungsanordnung 21 zugeführt wird. Auf diese Weise wird ein Schaltimpuls erhalten, dessen Dauer
höchstens der Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Bits entspricht und der mit dem Auftreten des am
wenigsten signifikanten Bits in der Zahl am Ausgang der v, Abbrechungsanordnung zusammenfällt. Die Schaltungsanordnung
21 wird in diesem Ausführungsbeispiel durch ein Modulo-2-Tor gebildet, dessen Signaleingang
an den Ausgang der Abbrechungsanordnung 11 angeschlossen ist und dessen Ausgang durch die Leitung jo
20 gebildet wird. Dieses Modulo-2-Tor transportiert auf diese Weise beim Auftreten eines Schaltimpulses (»1«)
in jeder vierundsechszigsten Zahl am Ausgang der Abbrechungsanordnung 11 ein am wenigsten signifikantes
»O«-Bit in ein »1 «-Bit und ein am wenigsten r,
signifikantes »!«-Bit in ein »O«-Bit, während beim Fehlen eines Schaltimpulses (»0«) keine Änderung der
angebotenen Bits in den Binärzahlen durchgeführt wird.
Durch die Wahl der Kombinationen der Filterkoeflfizienten (a, b), die in einem der in F i g. 3 angegebenen w
Trapeze ADEF und CBHK liegen und die einem unstabilen Filter entsprechen, kann nun durch Anwendung
der obenstehend beschriebenen weiteren erfindungsgemäßen Maßnahme erreicht werden, daß nachträglich
im rekursiven Digitalfilter auftretende »limit ν,
cycles« völlig unterdrückt werden. Aus Untersuchungen hat sich nämlich herausgestellt, daß beispielsweise im
Gegensatz zu dem in Fig.5 dargestellten rekursiven Digitalfilter in dem in F i g. 1 dargestellten Filter nun
eine sehr beschränkte Anzahl in ihrer Amplitude voneinander abweichender »limit cycles« auftreten
können, und zwar beispielsweise nicht mehr als eine. Durch Anwendung der obenstehend beschriebenen
Invertierung von beispielsweise dem am wenigsten signifikanten Bit einer der Schaltungsanordnung 21
zugeführten Zahl wird die »limit cycle«, d. h. die periodisch auftretende Folge binärer Zahlen gestört,
wodurch die Größen dieser Zahlen durch wiederholte Verarbeitung im rekursiven Filter nach Null konvergieren.
In F i g. 3 ist eine Abwandlung des Filters nach F i g. 1 dargestellt In diesem in F i g. 8 dargestellten Filter, das
zum größten Teil dem Filter nach F i g. 1 entspricht, sind der F i g. 1 entsprechende Elemente mit denselben
Bezugszeichen angegeben. Das Filter nach Fig.8 weicht vor, dem nach F i g. 1 ausschließlich in der Steile
der Abbrechungsanordnung 11 ab, die im Fiiisr nach
F i g. 8 im Rückkopplungskreis zwischen dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 9 und dem Eingang
der Verzögerungsanordnung 5 angeordnet ist, wobei das Ausgangssignal der Zusammenfügungsanordnung 9
unmittelbar einem Eingang der Abbrechungsanordnung 11 zugeführt wird. In diesem rekursiven Filter werden
auf diese Weise Bits der Zahlen im Summensignal s(n) am Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 9 und
nicht vom Summensignal s(n-\) am Ausgang der Verzögerungsanordnung 5 abgebrochen, ohne daß das
in Fig. 3 angegebene Gebiet nichtlinearer Stabilität beeinflußt wird.
In Fig.9 ist noch eine Abwandlung des rekursiven
Filters nach F i g. 1 dargestellt. Auch in diesem in F i g. 9 dargestellten Filter, das zum größten Teil dem
Rekursivfilter nach Fig. I entspricht, sind der Fig. 1
entsprechende Elemente mit demselben Bezugszeichen angegeben. Auch in dem in Fig.9 dargestellten
rekursiven Digitalfilter ist die Abbrechungsanordnung 11 zwischen dem Ausgang der Verzögerungsanordnung
5 und dem Verteilerpunkt 18 angeordnet. Das Filter nach F i g. 9 weicht jedoch von dem nach F i g. 1 in der
Stelle der Zusammenfügungsanordnung 2 mit dem Eingang 1 ab, die in diesem Beispiel ohne Beeinflussung
des in Fig.3 angegebenen Gebietes nichtlinearer Stabilität im Rückkopplungskreis 19 angeordnet ist, und
zwar in diesem Ausführungsbeispiel zwischen dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 9 und dem
Eingang der Verzögerungsanordnung 5, wobei das Summensignal s(n) unmittelbar einem zweiten Eingang
dieser Zusammenfügungsanordnung 2 und das am Ausgang des Multiplikators 8(2) auftretende Produktsignal
unmittelbar der Verzögerungsanordnung 4 zugeführt wird.
In Fig. 10 ist noch eine Abwandlung des rekursiven Digitalfilters nach F i g. 1 dargestellt. Auch hier sind der
F i g. 1 entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Dieses in Fig. 10 dargestellte
rekursive Digitalfilter zweiter Ordnung ist als »transpose configuration« des rekursiven Digitalfilters nach
F i g. 1 bekannt. Diese »transpose configuration«, die dieselbe Übertragungskennlinie aufweist wie das Filter
nach Fig. 1, entsteht aus dem Filter nach Fig. 1 dadurch, daß darin die Verzweigungspunkte durch je
eine Zusammenfügungsanordnung ersetzt werden und die Zusammenfügungsanordnungen je durch einen
Verzweigungspunkt, während weiter die Richtung der Signale umgekehrt wird.
Insbesondere ist auch dieses in Fig. 10 dargestellte
rekursive Digitalfilter zweiter Ordnung mit einem Eingang 1 versehen, der in diesem Fall ein Eingang der
zweiten Zusammenfügungsanordnung 2 ist und mit einem Ausgang 17, sowie mit zwei Verzögerungsanordnungen
4 und 5, einer Zusammenfügungsanordnung 9, deren Ausgangssignal dem Rückkopplungskreis 19
zugeführt wird, der in diesem Ausführungsbeispiel durch den Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 9, der
Zusammenfügungsanordnung 2 der Verzögerungsanordnung 4 und den gemeinsamen Verteilerpunkt 18
gebildet wird.
Auch dieses Ausführungsbeispiel enthält eine Multiplikationsanordnung
7 mit zwei Multiplikatoren 8(1) und 8(2). Die Ausgänge 7(a)und 7(b)ä\eser Multiplikatoren
sind dabei unmittelbar mit Eingängen der Zusammenfügungsanordnung 9 verbunden. Auch für
das in diesem Ausführungsbeispiel dargestellte rekursi-
t\, i^igiidiiiiLVi TTiivi ucio 11t 1 1 g· <-/ uaigXfijiwiiiv vjvuivi
nichtlinearer Stabilität dadurch verwirklicht, daß im Rückkopplungskreis 19, & h. zwischen dem Ausgang der
Zusammenfügungsanordnung 9 i'nd dem gemeinsamen Verteilerpunkt 18, die Abbrechungsanordnung 11
angeordnet ist. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Abbrechungsanordnung 11 zwar zwischen
den Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 9 und einen Eingang der Zusammenfügungsanordnung 2
aufgenommen, aber sie kann beispielsweise auch zwischen dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung
2 und dem Eingang des Verzögerungsteils 4 oder zwischen dem Ausgang des Verzögerungsteils 4 und
dem gemeinsamen Verteilerpunkt 18 angeordnet werden.
Wie bereits bemerkt wurde, kann ein derartiges obenstehend beschriebenes rekursives Digitalfilter
zweiter Ordnung auch als Baustein für Digitalfilter höherer Ordnung und in Kombination mit nichtrekursiven
Digitalfiltern benutzt werden. In Fig. 11 ist eine derartige Kombination eines nichtrekursiven mit einem
rekursiven Digitalfilter nach der Erfindung detailliert dargestellt. In diesem in Fig. 11 dargestellten Filter,
dessen Über'-agungskennlinie zwei Pole iowie zwei Nullpunkte enthält, ist der rekursive Teil entsprechend
dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel aufgebaut und sind der Fig. 1 entsprechende Elemente mit
denselben Bezugszeichen angegeben. Auch in diesem in Fig. Il dargestellten Filter wird der rekursive Teil
durch zv/ei Verzögerungsanordnungen 4 und 5, eine Multiplikationsanordnung 7 mit zw^i Multiplikatoren
8(1) und 8(2) und eine Zusammenfügungsanordnung 9 gebildet, die auf die in der Figur angegebene Weise
zwischen dem Ausgang und dem Eingang der Verzögerungsanordnungen 4 bzw. 5 angeordnet ist und
der das Summensignal s(n) entnommen wird. Auch ist dieser rekursive Teil mit einem Rückkopplungskreis 19
versehen, der einerseits mit dem Ausgang der Zusammenfügungsanordnung 9 und andererseits mit
dem Verteilerpunkt 18 verbunden ist. Auch die Stelle der Abbrechungsanordnung 11 ist dabei dieselbe wie in
Fig. 1. Dieser rekursive Teil ist jedoch im Gegensatz
zum rekursiven digitalen Filter nach F i g. 1 mit drei Eingangskreisen 2(1), 2(2) und 2(3) versehen, die auf die
in der Figur angegebene Weise mit den Verzögerungsanordnungen 4 und 5 in Reihe geschaltet sind, und die
zusammen mit diesen Verzögerungsanordnungen 4 und 5 zur Verwirklichung des nichtrekursiven Teils des
Filters benutzt werden. Dieser nichtrekursive Teil wird außer durch die Zusammenfügungsanordnungen 2(1),
2(2) und 2(3) und die Verzögerungsanordnungen 4 und 5 durch drei Multiplikatoren 25,26 und 27 gebildet, deren
Ausgänge mit einem Eingang der Zusammenfügungsanordnungen 2(1), 2(2) bzw. 2(3) verbunden sind. Jeder
dieser Multiplikatoren 25,26,27 wird das Informationssignal x(n) und ein Filterkoeffizient (nämlich c, dbzw. e)
zum Erzeugen der Produktsignale c-x(n); d-x(n) bzw.
e-x(n) zugeführt, die den Zusammenfügungsanordnungen
2(1), 2(2), 2(3) zum Zusammenfügen mit vom rekursiven Teil zurückgekoppelten Signalen zugeführt
werden.
Die genannten untereinander in ihrer Größe verschiedenen Filterkoeffizienten, die dem Zusammenhang
zwischen dem Eingangssignal x(n) und dem Ausgangssignal y(n) entsprechen, werden im dargestellten
Ausführungsbeispiel einer Quelle 28 für eine gegebene
Anzahl Filterkoeffizienten entnommen. Diese Quelle 28, die ebenso wie die Verzögerungsanordnungen 4,5 und
die Abbrechungsanordnungen il durch die Ausgangsimpulse
des Taktimpulsgenerators 6 gesteuert wird, liefert entsprechend der Quelle 10 nach F i g. 1 zugleich
die Filterkoeffizienten a und b für die Multiplikatoren 8(1) und 8(2). Ebenso wie diese Filterkoeffizienten a und
b werden dabei die Filterkoeffizienten c, c/und e durch
binäre Zahlen in fester Kommadarstellung gebildet.
Das in dieser F i g. 11 dargestellte Ausführungsbeispiel
eines Digitalfilters zweiter Ordnung kann wieder ais Baustein für ein Digitalfilter höherer Ordnung,
beispielsweise ein Digitalfilter vierter Ordnung benutzt werden. Dazu wird das Ausgangssignal y(n) einem
zweiten Digitalfilter zweiter Ordnung zugeführt, dessen Aufbau dem in Fig. 11 dargestellten Filter entspricht
und wobei Filterkoeffizienten verwendet werden, deren Größe von den Filterkoeffizienten, die im Digitalfilter
entsprechend Fig. 11 verwendet werden, abweichen, aber die ebenfalls der Quelle 28 entnommen v/erden
können. Diese Quelle 28 kann ebenso wie die Quelle <0 aus den vorstehenden Figuren 1, 5, 7, 8, 9 und 10 als
sogenannter »read only memory« (ROM), jedoch auch als sogenannter »random acces memory« (RAM)
ausgebildet sein.
In Fig. 1? ist ein Ausführungsbeispiel einer Abbrechungsanordnung
dargestellt, die zum Gebrauch im rekursiven Digitalfilter nach der Erfindung geeignet ist.
Diese Abbrechungsanordnung ist mit einem Eingangskreis in Form eines Schieberegisters 12, mit einem
Ausgangskreis in Form eines Schieberegisters 13, sowie einer Übertragungsanordnung 14 versehen. Das Schieberegister
12 ist dabei aus (7=m+r Schieberegisterelementen
12(1)— I2(q) und das Schieberegister 13 aus m Schieberegisterelementen 13(1)— \3(m) versehen, wobei
m kleiner ist als q.
Der Inhalt der Schieberegisterelemente \2(i)—i2(m)
wird dabei über die aus UND-Toren 14(1)— \4(m)
aufgebaute Übertragungsanordnung 14 im Takte der vom Taktimpulsgenerator 6 gelieferten Impulse in die
jeweiligen Schieberegisterelemente 13(1)— 13f/njeingeschrieben.
Die dargestellte Abbrechungsanordnung ist zum Umwandeln von ς-Bits-Zahlen eines Signals s(n) in
m-Bits-Zahlen eines Signals z(n) eingerichtet, wobei die
Bits in diesen Zahlen nacheinander (in Reihe) auftreten. Die Bits der Zahlen im Signal s(n) werden dabei auf
übliche Weise in das Schieberegister eingelesen und darin im Takte der Ausgangsimpulse eine., vom
Taktimpulsgenerator 6 gesteuerten Frequenzmultiplikators 15 weitergeschoben. Die Bits der Zahlen im
Schieberegister 13 werden auf übliche Weise im Schieberegister weitergeschoben und im Takte der
Ausgangsimpulse eines vom Taktimpulsgenerator 6 gesteuerten Frequenzmultiplikators 16 ausgelesen. Der
Multiplikationsfaktor des Multiplikators 15 ist dabei beispielsweise der Anzahl Schieberegisterelemente q im
Register 12 entsprechend und der Multiplikationsfaktor des Multiplikators 16 ist beispielsweise der Anzahl
Schieberegisterelemente m im Register 13 entsprechend gewählt worden.
Haben, wie üblich, die nacheinander auftretenden Bits der Zahlen des Signals m(n) steigendes Gewicht
entsprechend der für Zahlen in fester Kommadarsteilung geltenden Reihe:(')2)i;('/2)1?-'; ('/2)<?-2;...(>/2)m:...
(V2)2; ('/2), so werden durch Verwendung der in F i g. 12
dargestellten Abbrechungsanordnung von allen im Takte der Ausgangsimpulse des Taktimpulsgenerators
15 auftretenden in das Register 12 eingeschriebenen Zahlen alle Bits abgebrochen, deren Gewicht kleiner ist
ais ( }", so daß das Signal zf/yaus Zahlen besteht, die je
ausscnließlich die ersten m Bits der Zahlen des Signals S(T^ enthalten.
t3
Außer der in F i g. 12 dargestellten Ausführungsform
einer Abbnschungsanordnung- können auch andere
Ausführungsformen verwendet werden, da die Erfindung, wie es einleuchten dürfte, nicht auf die in F i g. 12
dargestellte Abbrechungsanordnung beschränkt ist Insbesondere kann noch bemerkt werden, daß die in
Fig. 12 dargestellte Konzeption einer Abbrechungsanordnung
auch verwendbar ist, wenn die q Bits der Zahlen des Signals s(n) alle gleichzeitig (parallel)
auftreten. In diesem Fall können diese Bits gleichzeitig
über parallele Leitungen in die Registerelemente 12(1)— t2(q) eingeschrieben und auf die bereits beschriebene
Weise in das Register 13 überwiesen werden. Bei dieser Konzeption kann der Frequenzmultiplikator
15 fortgelassen werden und die als Schiebeimpulse für die Schieberegisterelemente wirksamen Ausgangsirnpulse
des Multiplikators 15 brauchen nicht erzeugt zu werden. Falls auch die Bits der Zahlen des Signals z(n)
alle gleichzeitig über parallele Ausgangsleitungen der
Registerelemente 13(1) und i3(m) verfügbar sein müssen, brauchen auch keine Schiebeimpulse den
Registerelcrnenten 13(1)—13^ zugeführt werden,
wodurch auch der Multiplikator 16 fortgelassen wenden kann.
Obschon im Obenstehenden von Zahlen ausgegangen ist, deren Polaritäts- und Größendarstellung (sign-magnitude)
gegeben sind, können auch Zahlen verwendet werden, die auf eine andere Weise gegeben sind,
beispielsweise in der sogenannten »two's complement«- oder »one's complementw-Darstellung. Jedoch muß bei
Verwendung von Zahlen, die in einer dieser Darstellungsarten gegeben sind, der Eingangskreis der
Abbrechungsanordnung zusätzlich mit einer Konversionsanordnung versehen sein, die diese Zahlen auf
bekannte Weise in Zahlen in Polaritäts- und Größendarstellung umwandelt, und der Ausgangskreis der
Abbrechungsanordnung muß zusätzlich mit einer Konversionsanordnung versehen sein, die die in
Polaritäts- und Größendarstellung gegebenen Zahlen in Zahlen in der im Filter angewandten Darstellungsart
umwandelt.
Es sei bemerkt, daß, obschon in den Ausführungsbeispielen der Fig. 1, 7, 8, 9, 10 und 11 nur zwei
Verzögerungsanordnungen angegeben sind, auch mehrere Verzögerungsanordnungen verwendbar sind, wodurch
ein rekursives Digitalfilter höherer Ordnung (beispielsweise drei oder mehr) erhalten wird. Auch
können die Verzögerungsanordnungen derart eingerichtet werden, daß sie dazu geeignet sind, mehren
Zahlen zu speichern, beispielsweise Zahlen vor unterschiedlichen Signalen, die im Zeitmultiplex über
tragen werden.
Auch sei noch bemerkt, daß d'as in den dargestellter
Ausführungsbeispielen durch x(n) bezeichnete Informa tionssignal statt der augenblicklichen Größe unc
Polarität eines analogen Infoi-mationssignals Änderungen
von der augenblicklichen Größe des analoger
in Informationssignals kennzeichnen kann; beispielsweise
in Form von Deltamodulation oder differentiellei
Pulskodemodulation.
Obschon die Schaltungsanordnung 21 und dei Steuerkreis 22 zur Verwirklichung der weiterer
ii Vergrößerung der Anwendungsmöglichkeiten des rekursiven
Digitalfilters nach der Erfindung nur iir Ausführungsbeispiel nach Fig.7 dargestellt sind
können diese Schaltungsanordnungen 21 und dei Steuerkreis 22 auch in den übrigen dargestellter
JH Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Filters
verwendet werden. Außerdem ist der Gebrauch diesel Elemente nicht auf Zahlen beschränkt, deren zusam
menstellende Bits in Reihe auftreten, sondern diese Elemente können auch verwendet werden, wenn vor
ji den am Ausgang der Abbrechungsanordnung auftreten
den Zahlen die zusammenstellenden Bits paralle auftreten. In diesem Fall kann dann sogar dei
monostabile Multivibrator fortgelassen werden. Auch kann für diesen weileren Aufbau die Verzögerungsan
in Ordnung 5 zwischen dem Ausgang der Abbrechungsanordnung
11 und dem Signaleingang der Schaltungsanordnung 21 vorgesehen werden oder diese Verzögerungsanordnung
5 kann auch mit ihrem Eingang an der Ausgang der Schaltungsanordnung 21 angeschlosser
S-. werden.
Im Gegensatz zu den dargestellten Ausführungsbeispielen,
in denen die Multiplikationsanordnung 7 jeweils mit zwei Multiplikatoren 8(1) und 8(2) versehen ist, die
gleichzeitig ein angebotenes Rückkopplungssignal z(n
4M mit den jeweiligen Filterkoeffizienten a und t
multiplizieren, kann diese Multiplikationsanordnung 1
auch mit nur einem Multiplikator aufgebaut werden dem die mit den Filterkoeffizienten a und b zi
multiplizierenden Zahlen z(n)\n Zeitmultiplex zugeführt
•n werden und der auf analoge Weise die beiden
Produktsignale a-z(n) und b-z(n) in Zeitmultiplex
entnommen werden, wonach sie über die beider Ausgangsleitungen 7fa^und 7^aufgeteilt werden.
Hierzu (Ί Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Rekursives Digitalfilter zum Erzeugen eines digitalen Ausgangssignals auf vorbestimmte Weise
aus einem digitalen Eingangssignal, mit mindestens zwei digitalen Verzögerungsanordnungen, einer
digitalen Multiplikationsanordnung mit mindestens zwei Eingangsleitungen, die in einem gemeinsamen
Verteilerpunkt miteinander gekoppelt sind und in denen ein auf das Ausgangssignal bezogenes
digitales Signal zugeführt wird, und weiteren Eingängen für mindestens zwei Filterkoeffizienten
zum Erzeugen digitaler Produktsignale, die einer Zusammenfügungsanordnung zum Erzeugen eines γϊ
digitalen Summensignals zugeführt werden, das einem Rückkopplungskreis zum Erzeugen eines
Rückkopplungssignals zugeführt wird, wobei der Ausgang des Rückkopplungskreises mit dem Verteilerpunkt
gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet,
aaß zur Vermeidung von Grenzzyklen das digitale Summensignai, weiches aus den von der
Multiplizieranordnung erzeugten digitalen Produktsignalen mit noch nicht begrenzter Stellenzahl
gewonnen ist, einer im Rückkopplungskreis an- r> geordneten Abbrechanordnung zugeführt wird, die
L · j : η_i 1 \r :_! J ~-ii*n_
DSi U£ii£ ill UCUUg UiiU tUi^wiXii UUi gCuiCtii Cii
Summensignal diejenigen Bitstellen abschneidet, die auf die signifikantesten Bits mit einer Stellenzahl
entsprechend der Steilenzahl der Verzögerungsan- jo Ordnungen und der Filterkoeffizienten folgen.
2. Rekursiv'.3 Digitalfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in r}*,n Rückkopplungskreis zwischen der Abbrechungsanordnung und dem
Verteilerpunkt eine Schaltungsanordnung einge- r> schaltet ist, die jeweils beim Auftritt eines Schaltitnpulses
aus einem vom Taktimpulsgenerator gesteuerten Steuerkreis wenigstens ein Bit einer durch
die Abbrechungsanordnung gelieferten Binärzahl invertiert.
3. Rekursives Digitalfilter nach einem d«r vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß dieses Filter einen Teil eines zusammengesetzten Filters bildet, das ein oder mehrere nichtrekursi-
ve digitale Filterteile enthält. 1 -,
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