DE2756252A1

DE2756252A1 - Anordnung zum kombinieren von datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten gewichtsfunktion

Info

Publication number: DE2756252A1
Application number: DE19772756252
Authority: DE
Inventors: George John Kustka
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1976-12-20
Filing date: 1977-12-16
Publication date: 1978-06-22
Also published as: US4105863A; CA1098184A; GB1576967A; JPS5376732A

Description

Beschreibung

Die Erfindung befaßt sich mit einer Anordnung zum Kombinieren von Datensymbolen, deren Amplituden gemäß einer Zeitfunktion entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion geformt sind und die Signale umfassen, die für ein Zeitintervall in einen von mehreren diskreten Zuständen moduliert sind, und Signale, die deren zeitliche Fortsetzungen aufweisen.

Bei Phasenumtast- (PSK-)Datenübertragungsanlagen sind die übertragenen Wellenformen abrupt moduliert, und das modulierte Signal erzeugt eine bedeutende Menge an Außerband-Energie, die zusätzlich in einer Spektralüberlappung resultieren kann. Eine solche unerwünschte Energie, sowohl außerhalb des Bandes als auch innerhalb des Bandes, beeinträchtigt die Gesamtübertragungsqualität. Diese unerwünschte Energie, die oft als Verzerrung bezeichnet wird, kann auf eine Anzahl Methoden reduziert werden. Eine bekannte gewünschte Methode umfaßt ein aktuelles Formen des Überganges zwischen benachbarten modulierten Signalelementen (Datensymbolen). Die unerwünschte Energie in einem abrupt modulierten PSK-Signal wird vorteilhafterweise reduziert, wenn Datensymbole entsprechend einer vor-

809825/0938

bestimmten Formings- (Gewichts-)Funktion kombiniert werden. Die Gewichtsfunktion kennzeichnet die Einfügung von Datensymbolen auf einem Ausgangssignalweg durch Spezifizieren des Prozentsatzes einer zuzulassenden vollen Amplitude als Funktion der Zeit.

Eine Anordnung, die der Minimierung der durch abrupte Modulation verursachten Außerband-Energie dient, ist in der US-PS 3 128 342 beschrieben. Gemäß dieser Patentschrift werden alternierende Bitpaare (Dibits), die von einer Quelle binärer Ziffern abgeleitet sind, zwei getrennten Zählketten zugeführt, um zwei Quellen für PSK-Signale zu schaffen. Jedes Dibit entspricht einem Datensymbol und ist solchermaßen angeordnet, daß es die Phase einer PSK-Signalquelle für ein zwei Dibit- (Symbol-) Perioden dauerndes Intervall steuert. Diese Quellen werden durch Umhüllungsmodulatoren gewichtet, von denen jeder eine PSK-Signalquelle mit einer angehobenen Kosinuswelle multipliziert. Die Produkte werden dann in einem Summierverstärker kombiniert und danach qefiltert, um Außerband-Energie zu entfernen. Die Datensymbole am Filterausgang sind bereit zur übertragung. Jedoch sind zwei Datensymbolquellen plus eine zugeordnete Steuerschaltungsanordnung erforderlich, um eine Verzerrung durch Kombinieren von Signalen entsprechend einer vor-

809825/091«

bestimmten Gewichtsfunktion zu verringern.

Eine anderen Anordnung ist in der US-PS 3 749 843 gezeigt. Diese Patentschrift beschreibt die Multiplikation eines Datensymbols mit einer Folge fester Beträge entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion. Die Gewichtsfunktion ist in der Verschaltung von Verknüpfungslogikgattern untergebracht und wird durch aufeinanderfolgende Zustände eines Zeitsteuerungssignals in eine sequentielle Ordnung gebracht. Zwei Datensymbolquellen der in der US-PS 3 128 342 beschriebenen Art werden verwendet, um Datensymbole über ein Intervall von zwei Symbolperioden auf einen Ausgangssignalweg aufzuprägen. Während die US-PS 3 74 9 843 den Multiplikationsvorgang verbessert, bleibt das Erfordernis einer Vielzahl von Datensymbolquellen und der zugeordneten Steuerschaltungsanordnung unverändert.

Beide genannten US-Patentschriften führen zur Folgerung, daß die Verzerrung weiter verringert werden kann, indem Datensymbole überfein Intervall, das größer als zwei Symbolperioden ist, auf einen Ausgangssignalweg gegeben werden. Jede zusätzliche Symbolperiode macht nicht nur eine weitere Datensymbolquelle nötig, sondern erfordert auch, daß die Dauer der Datensymbole von jeder Quelle

'Λ 0 ^;1 rt 2 5 / Π 9 1 fl

um noch eine weitere Symbolperiode ausgedehnt werden. Jede zusätzliche Symbolperlode macht weiter eine wesentliche Vergrößerung der Schaltungsanordnung zur Durchführung einer erweiterten Gewichtsfunktion erforderlich.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, das Erfordernis für eine Vielzahl von Modulatoren oder Datensymbolquellen auszuschalten und die Verzerrung weiter zu verringern, indem Datensymbole über ein Intervall, das größer als zwei Symbolperioden ist, auf einen Ausgangssignalweg gegeben werden, ohne daß eine wesentliche Vergrößerung der Schaltungsanordnung erforderlich wäre.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weitergebildet.

Im folgenden wird die Erfindung unter Gegenüberstellung mit bekannten Lösungen an Hand von Ausführungsformen näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild der in der erstgenannten US-PS erläuterten bekannten Lösung;

809825/0938

Fig. 2 ein vereinfachtest Blockschaltbild der in der zweitgenannten US-PS erwähnten digitalen Multiplizierschaltung;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Kombinieranordnung;

Fig. 4 eine Schaltung zum Erhalt einer Vielzahl von Steuerzuständen eines Taktes und zu deren Zuführung zu einer Multiplizierschaltung;

Fig. 5 schematisch eine erfindungsgemäße Ausführungsform für einen Betrieb bei zwei speziellen Baudraten;

Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Kombinieranordnung, bei der zur weiteren Verringerung der Verzerrung Datensymbole über ein ViersymbolIntervall eingeführt werden, gemäß der Erfindung; und

Fig. 7 eine Gewichtsfunktion mit einem Vorläufer und einem Schlußteil, die für eine digitale Ausführung quantisiert und zur praktischen

809825/0938

Ausführung der Erfindung brauchbar ist.

Erfindungsgemäß wird die Amplitude der Datensymbole entsprechend einem Abschnitt einer _rvorbestimmten Gewichtsfunktion eingestellt, und zeitliche Fortsetzungen dieser ursprünglichen Datensymbole, die als ausgedehnte Datensymbole bezeichnet werden, werden entsprechend einem anderen Abschnitt der vorbestimmten Gewichtsfunktion eingestellt. Durch diese getrennte Verarbeitung des ursprünglichen und des ausgedehnten Abschnitts des Gesamtdatensymbols ist ohne Rücksicht auf die Anzahl der Symbolperioden, über welche das Datensymbol auf einen Ausgangssignalweg gegeben wird, nur eine Datensymbolquelle erforderlich.

Ein Transversalfilter, das ursprünglichen Datensymbole annehmen kann und Multipliziervorrichtungen umfaßt, die an Abgriffen längs einer Verzögerungsleitung angeordnet sind, wird zur Bildung ausgedehnter Datensymbole und zur Einstellung der Amplitude der ursprünglichen und der ausgedehnten Datensymbole verwendet.

Entsprechend einer speziellen Ausführungsform der Erfindung wird eine einzige Quelle abrupt modulierter PSK-Signale

809825/0938

einer Dauer von T Sekunden verwendet, um ursprüngliche Datensymbole zu liefern. Damit Datensymbole über eine Dauer mehrerer Symbolperioden auf einen Ausgangssignalweg gegeben werden können, sind Vorrichtungen zur Erzeugung ausgedehnter Datensymbole vorgesehen. Ein Gesamtdatensymbol wird aus Segmenten gebildet, die ein Ursprungdatensymbol und ein ausgedehntes Datensymbol umfassen. Die vorbestimmte Gewichtsfunktion ist ebenfalls in zwei Segmente unterteilt, die je eine Dauer gleich der Dauer eines entsprechenden Segmentes des Gesamtdatensymbols aufweisen und damit multipliziert werden. Die Produkte der Multipliziervorrichtungen werden dann zueinander addiert.

Eine bekannte Methode zum Glätten von Phasenübergängen eines abrupt modulierten Vierphasen-PSK-Signals, wie sie ausführlich in der ersterwähnten US-PS beschrieben ist, ist funktionell in Fig. 1 gezeigt. Serielle binäre Ziffern, die zu übertragende Benutzerdaten darstellen, gelangen auf einer Eingangsleitung 131 mit einer Folgefrequenz von 2/T Bits pro Sekunden in einen Phasencodierer 101. Der Phasencodierer 101 entspricht den Zähllogik- und Phasenlogikschaltungen der ersterwähnten US-PS. Der Phasencodierer bildet die Bit-Zeitperioden

809825/0938

einer Dauer von T Sekunden, die Eingangsbitpaare umfassen, und entwickelt während einer jeden Dibit-Periode ein Signal, das eine bestimmte Phasenverschiebung bezeichnet. Bei einem unterschiedlichen PSK-System, wie es in der ersterwähnten Patentschrift beschrieben ist, ist die vom Codierer 101 für das momentane Datensymbol bestimmte Phase gemeinschaftlich eine Funktion der Phase des von einem Datenselektor 100 gelieferten vorausgehenden Datensymbols und eines Dibits, das an einen Binärdateneingang 131 geliefert worden ist. Der Datenselektor

100 entspricht dem Binärzähler (23) und den Zugriffsgattern (13), die in Fig. 2 der erstgenannten US-PS gezeigt sind. Der Datenselektor 100 liefert eine Bestimmung der Phase eines Kanalbinärs (wie eines Binärs 102) an den Phasencodierer 101 und liefert die Phasenbestimmung des Datensymbols vom Phasencodierer

101 zum anderen Kanal_wbinär (wie einem Binär 103). Die Lieferung dieser Phaseninformation wird durch einen Symboltakt auf Leitung 130 synchronisiert, dessen Periode der Dibit-Periode von T Sekunden entspricht.

Die den Kanälen A und B der ersterwähnten US-PS entsprechenden Kanalbinäre 102 und 103 erzeugen je eine Trägerwelle der Frequenz f , die durch die Frequenz des Trägertaktsignals und die Zahl der binären Teilungszellen innerhalb der Schaltungen 102 und 103 fest-

_5/6 809825/0938

gelegt ist. Eine Phasenverschiebung wird geliefert, um die Kanalbinäre bei jeder Symbolperiode abzuwechseln. Die dem Kanalbinär 102 gelieferte Phasenbestimmung wird beispielsweise bestimmt, indem die im Binär 103 gespeicherte Phase beobachtet und berechnet wird, wie sie wäre, wenn sie um einen Betrag verschoben wäre, der durch eine zugeordnete Phasenverschiebung bestimmt ist, die zujdem im Phasencodierer 101 gespeicherten Dibit gehört. Bei diesem Beispiel sind 4 Dibits möglich: 00, 01, 11, 10, und sie entsprechen zugeordneten Phasenverschiebungen von 45, 135, 225 und 315 Grad.

Die Trägerwellen auf Leitungen 104 und 106, die entsprechend den Benutzerdaten phasenmoduliert sind, gelangen in die Multipliziervorrichtungen 108A und 108B. Die Multipliziervorrichtung 108A bildet ein Produkt zwischen der Trägerwelle auf Leitung 104 und einer Gewichtsfunktion g(t), die eine angehobene Kosinuswellenform aufweist, die durch Teilen der Symboltaktfrequenz durch einen Faktor zwei und durch Tiefpaßfiltern des resultierenden Signals erzeugt worden ist und eine Gleichstromverschiebung aufweist, die gleich dem Spitzenwert des gefilterten Signals ist (wie es grafisch in Fig. 1 gezeigt ist). Das Produkt der Multiplikation ist eine phasenmodulierte Trägerwelle,

809825/0938

deren Amplitude sich über ein Zeitintervall von zwei T Sekunden oder zwei Datensymbolintervalle von Null auf einen Maximalwert und wieder zurück zu Null ändert. Die Multipliziervorrichtung 108B führt dieselbe Operation zwischen der Trägerwelle auf Leitung 106 und der Gewichtsfunktion g(t-T) aus, bei der es sich um die gleiche Gewichtsfunktion wie bei g(t) handelt, jedoch T Sekunden später. Die von den Multipliziervorrichtungen kommenden Signale werden dann in einem summierenden Verstärker 110 kombiniert und durch ein Tiefpaßfilter 112 geformt. Wie ausführlich im ersterwähnten US-Patent beschrieben ist, erhält man ein abrupt moduliertes differentielles PSK-Signal mit geringer Verzerrung.

Derselbe Grundvorgang tritt bei der in Fig. 2 der zweitgenannten US-PS gezeigten Methode auf, mit der Ausnahme, daß die Umhüllungsmodulations- (Multiplikations-) Funktion digital durchgeführt wird. Die Gewichtsfunktionen g(t) und g(t-T) sind in der Verschaltung von Verknüpfungslogikgattern in einem Logiknetzwerk 113 untergebracht. Eine Multiplikation wird durchgeführt, indem dem Logiknetzwerk 113 auf Eingangsleitungen 104 und 105 Symbole zugeführt und diese sequentiell durch das Logiknetzwerk

809825/0938

durchgesteuert werden, und zwar entsprechend aufeinanderfolgenden Stufen eines von einer Logiksteuerschaltung 115 gelieferten Zeitsteuerungssignals. Das Ergebnis dieser Multiplikation ist ein paralleles Digitalsignal, das von einem Digital/Analog-Wandler 114 in Analogform umgewandelt und dann von einem Tiefpaßfilter 117 geformt wird.

Bei jeder bekannten Druckschrift liefern die Kanalbinäre 102 und 103 je ein Symbol mit einer Dauer von 2T Sekunden, damit das Symbol graduell über eine Periode von 2T Sekunden auf den Ausgangssignalweg gegeben wird. Die gleichen Ergebnisse erreicht man in einer kompakteren Weise durch die in Fig. 3 gezeigte vorliegende Erfindung. Während beim Stand der Technik jedes Kanalbinär Gesamtdatensymbole in einer Dauer von zwei Symbol Intervallen (0<t<T) lieferte, erreicht man mit der Erfindung die gleichen Ergebnisse mit Hilfe einer Zweischrittmethode:

(1) Ein Kanalbinär 202 liefert Originaldatensymbole über das Intervall (0<t<T), und

(2) eine Verzögerungsleitung 220 und eine Baudratensteuerschaltung 222 setzen ausgedehnte Symbole während des Intervalls (T<t<2T) zusammen.

809825/0938

Die Funktion der Verzögerungsleitung und der Baudratensteuerschaltung bestehen deshalb darin, die zeitliche Fortsetzung eines jeden vom Kanalbinär 202 ausgehenden Originaldatensymbols zu erzeugen; dies wird durch eine Verzögerung und Phasenverschiebung des Originaldatensymbols selbst bewirkt. Dieses neue Signal auf Leitung 223 wird ausgedehntes Datensymbol genannt.

Fig. 3 zeigt eine beispielsweise Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Zu Erlauterungszwecken wird ein Vierphasen-PSK-Signal betrachtet; die Erfindung ist jedoch leicht auf irgendein Vielphasen-PSK-System anwendbar und selbst auf Nicht-PSK-Systerne ausdehnbar. Dibits werden in einem Phasencodierer 201 in einer Weise gebildet, die im wesentlichen mit der in Verbindung mit Fig. 1 erläuterten übereinstimmt. Der Phasencodierer 201 reagiert auf Binärdateneingangsdibits, die auf Leitung 231 empfangen werden, und auf Phaseninformation des Kanalbinärs 202 auf Leitung 225, um eine neue Phase zu bestimmen, die dem Kanalbinär über Leitung 205 zu einer Zeit zugeführt werden soll, die mit dem auf Leitung 230 verfügbaren Symboltaktsignal synchronisiert ist. Die Trägerwelle, die das Kanalbinär 202 auf Leitung 204 verläßt, wird bezüg-

809825/0938

lieh ihrer Phase alle T Sekunden um einen von vier möglichen Beträgen verschoben und wird als Originaldatensymbol betrachtet. Das Originaldatensymbol gelangt auf Leitung 204 in die Multipliziervorrichtung 208 eines Umhüllungsmodulators 211. Dieses Signal wird durch Multiplikation mit der Gewichtsfunktion g₂(t) graduell an den summierenden Verstärker 210 geliefert. Anstelle einer Multipliziervorrichtung, die ein Symbol für zwei Baudintervalle bewichtet, bewichtet bei der vorliegenden Methode die Multipliziervorrichtung 208 das Symbol für die Dauer eines Symbolintervalls, und zwar durch den Ansprechfaktor g_(t), wie er grafisch in Fig. 3 gezeigt ist. Am Ende dieser Zeit (T Sekunden) ist dieses selbe Symbol durch die Verzögerungsleitung 220 befördert worden, es ist von der Baudratensteuerschaltung 222 phasenkorrigiert worden und es ist in der Multipliziervorrichtung 208B des Umhüllungsmodulators 211 für ein weiteres Symbolintervall mit dem Faktor g_(t), wie er gleichermaßen graphisch in Fig. 3 gezeigt ist, bewichtet worden. Eine Betrachtung zeigt, daß die zusammengesetzte Wirkung von g_(t) und g₃(t) in Fig. 3 die gleiche ist wie die von g(t) bei der Methode nach Fig. 1.

809825/0938

Multipliziervorrichtungen, die man in Transversalentzerrerschaltungen findet, benutzen herkömmlicherweise ein variables Dämpfungsglied. Ein Dämpfungsglied mit
einer sequentiell veränderlichen Impedanz, wie es bei der vorliegenden Erfindung benötigt wird, läßt sich
leicht verwirklichen durch Definieren einer Vielzahl
von Kontrollzuständen, wie sie die Logiksteuerschaltung 215 der Fig. 4 zeigt. Die Logiksteuerschaltung 215
zeigt einen dreistufigen Binärteiler mit T-Flip-Flops und wird von einem periodischen (T/8 Sekunden pro
Zyklus) Taktsignal getrieben, das phasensynchronisiert ist mit dem Symboltakt, der dem Phasencodierer 201 auf Leitung 230 der Fig. 3 geliefert wird. Die Logiksteuerschaltung 215 erzeugt acht eindeutige Steuerzustände, die durch die Ausgangszustände von Leitungen N, P und Q in einem Intervall von T Sekunden definiert sind. Ein Gewichtsfunktionsnetzwerk 214 liefert eine Ausgangsspannung auf Leitung 241, deren Amplitude durch den
Eingangssteuerzustand auf den Leitungen N, P und Q
definiert ist. Das Gewichtsfunktionsnetzwerk 214 liefert eine Folge von Spannungszuständen (g.(t)), wie sie in Fig. 7 gezeigt sind, entsprechend einem Abschnitt der Gewichtsfunktion. Die Multipliziervorrichtung 208 arbeitet als widerstandbehaftetes Element, wie ein Feldeffekt-

809825/0938

transistor, dessen Impedanz sich mit der Eingangsspannung auf Leitung 241 ändert.

Eine als Schieberegister ausgeführte Verzögerungsleitung erzeugt eine geeignete Verzögerung für Digitaldatensymbole. Es wird ein Beispiel gegeben, bei dem ein 1800Hz-Rechteckwellenträger mit einer 1200-Bauä-Rate phasenmoduliert wird. Originaldatensymbole auf Leitung 204 gelangen in die Verzögerungsleitung 220, die eine Verzögerung um ein Baudintervall erzeugt. Die richtig verzögerten Datensymbole müssen nun phasenverschoben werden, um wie die zeitliche Fortsetzung des Datensymbols über das Intervall (T < t < 2T) "auszusehen". Für das gegebene Beispiel eines 1800Hz-Trägers und eines Baudintervalls von 1/1200 Sekunden reicht eine Phasenkorrektur von 180° aus, um die verzögerten Datensymbole auf Leitung 221 in ausgedehnte Datensymbole auf Leitung 223 umzuwandeln. Die Baudratensteuerschaltung 222 ist einfach ein Inverter.

Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemäße Ausführungsform, bei der die 1800Hz-Trägerfrequenz bei entweder 1200 oder 1600 baudphasen-moduliert wird. Eine Bau ;ratensteuerleitung BR einer Baudratensteuerschaltung 322 wird auf den Logikwert 0 gesetzt, wenn die gewünschte Ubertragungsrate 1200 Baud ist, um dadurch die Ausgänge von NAND-Gattern 324 und 325 in den logischen Zustand 1 zu zwingen und dadurch

809825/0938

Signale auf Leitung 321b auszuschließen. Eine Verzögerungsleitung 320 wird somit ein 24-Bit-Schieberegister, das mit 28,8 kHz getaktet wird, und erzeugt eine Verzögerung von einem Baudintervall 1/1200 Sekunden. Die resultierende Wirkung von NAND-Gattern 326, 327 und 328 ist eine Inversion des verzögerten Symbols, welche die Phasenkorrektur von 180° erzeugt, die erforderlich ist, um das verzögerte Oatensymbol auf Leitung 321a in ein ausgedehntes Datensymbol auf Leitung 323 umzuwandeln. Wenn die gewünschte Symbolrate jedoch 1600 Baud ist, wirken die Verzögerungsleitung und die Baudratensteuerschaltung weiterhin zusammen, um Äine Verzögerung von einem Baudintervall (nun 1/1600 Sekunden) desselben 1800 Hz-Trägers zu erzeugen. Eine solche Verzögerung erfordert jedoch eine Phasenkorrektur der Trägerwelle um 45°, um das verzögerte Symbol in ein ausgedehntes Symbol umzuwandeln. Dies wird erreicht durch Einfügen eines zusätzlichen Abgriffs an der Verzögerungsleitung, wie eines Zwischenabgriffs 321b an der Verzögerungsleitung 320, der zwischen einem sechzehn Stufen aufweisenden oberen Schieberegisterblock und einem acht Stufen aufweisenden unteren Schieberegisterblock angeordnet ist. Das an diesem Abgriff auftretende Datensymbol ist um einen Zyklus des 1800Hz-Trägers verzögert. Ein ausgedehntes Daten*

809825/0938

symbol wird dann zusairunengestzt, indem:

(1) das am Zwischenabgriff 221b auftretende

Datensymbol für die Dauer eines Intervalls

T
(0<t<s) auf Leitung 323 durchgesteuert wird und

(2) das am Abgriff 321a vorhandene Datensymbol (ein um 1-1/2 Zyklen des 1800 Hz-Trägers verzögertes Symbol) während des Intervalls (|<t<T) auf Leitung 323 durchgesteuert und invertiert wird.

Dieser Algorithmus arbeitet erfolgreich, wenn die Frequenz des Rechteckwellenträgers und die Baudrate wie in dem Beispiel in Wechselbeziehung stehen. Ähn^u liche Algorithmen können für andere Baudraten abgeleitet werden. Der Phasencodierer 301 und das Kanalbinär arbeiten in einer gleichen Weise wie der Phasencodierer 201 und das Kanalbinär 202 der Fig. 3 und werden deshalb nicht weiter beschrieben.

Die auf Leitung 304 vorhandenen Originaldatensymbole und die auf Leitung 323 vorhandenen ausgedehnten Datensymbole gelangen in den Modulator 316, um in einer Weise

809825/0938

kombiniert zu werden, die einer der beiden in den Fig. 1 und 2 angegebenen Methoden ähnlich ist. Während die Umhüllungsmodulationsmethode, wie sie in der erstgenannten US-PS beschrieben ist, ein besseres funktionelles Verständnis der Arbeitsweise eines Umhüllungsmodulators gibt, ist die in der zweitgenannten DS-PS geschriebene Verknüpfungslogikmethode eleganter, um eine Multiplikation mit eher Folge vorbestimmter Größen, wie einer in Abschnitte unterteilten Funktion, zu handhaben. Die zweitgenante US-PS zeigt eine Methode zum digitalen Multiplizieren eines jeden der beiden Signale mit einer vorbestimmten Gewichtsfunktlon und zum Addieren von deren Produkten. Da die Gewichtsfunktion bei der beispielsweisen Ausführungsform in Intervalle mit einer Dauer von T Sekunden unterteilt ist, kann eine geeignete Multipliziervorrichtung realisiert werden, indem Tabelle III auf Seite 5 der zweitgenannten US-PS modifiziert wird, wie nachfolgend gezeigt.

809825/0938

Modifizierte Tabelle

Steuerzustände	P	Q	VWXY	Z	K.A=O	K.A=1	K.A=1
	0	0	Ausgangszustände	K.B=1	K.B=O	K.B=1
	0	1	K.A=O	01111	10000	01111
N	1	0	K.B=O	01110	10001	01110
1	1	1	10000	01001	10110	01101
1	0	0	10001	00110	11001	01100
1	0	1	10010	11001	00110	01100
1	1	0	10011	10110	01001	01101
0	1	1	10011	10001	01110	01110
0		10010	10000	01111	01111
0		10001
0	10000

Die Eingägne N, P und Q des Logiknetzwerks 313 repräsen tieren Zustände eines Binärtaktes, der mit der Symbolrate synchronisiert und in acht Steuerzustände unterteilt ist. Den Eingängen Kanal A und Kanal B des Logiknetzwerks 313 sind Binärzustände der phasenmodulierten Trägerwellen aufgeprägt, die dem Originaldatensymbol bzw. dem ausge dehnten Datensymbol entsprechen. Diese Tabelle repräsen tiert vollständig einen möglichen Algorismus für die

809825/0938

Arbeitsweise des Logiknetzwerks 313 und kann als Wahrheitstabelle verwendet werden, um Gleichungen für V, W, X, Y und Z zu erhalten.

Eine Verzerrung kann weiter reduziert werden, indem Daten-Symbole noch allmählicher eingegeben werden. Dies wird erreicht, indem der Gewichtsfunktion Vorläufer und Schlußteile hinzugefügt werden und indem jedes Datensymbol über ein längeres Intervall ausgedehnt wird. Fig. 6 zeigt eine allgemeine Verwirklichung der vorliegenden Erfindung und besitzt die Form eines modifizierten Transversalfilters. Bei dieser digitalen Ausführung sind die Gewichtsfunktionen diskrete Multiplizierkoeffizienten, die je ihren Wert entsprechend einer vorbestimmten Folge ändern, während Datensymbole längs der Verzögerungsleitung 420, die aus drei Schieberegistern besteht, weitergeleitet werden. Jeder Koeffizient ist ein diskreter Wert entsprechend einer bestimmten Amplitude einer Gewichtsfunktion, wie der in Fig. 7 gezeigten. Die Gesamtgewichtsfunktion umfaßt nun einen Vorläufer und einen Schlußteil, die durch die g₁(t)-Koeffizienten bzw. die d.(t)-Koeffizienten beschrieben sind. Bei den Signalen, die von der jeweiligen Baudratensteuerschaltung ausgehen, handelt es sich um Datensymbole, die zeitlich um ganzzahlige Vielfache des Symbolintervalls ausgedehnt sind. Innerhalb des Umhüllungsmodulators 411 sind gleichzeitig vier

809825/0938

Multiplikationen im Gange. Während g.. (t) das n-te Datensymbol multipliziert, multipliziert g~(t) das (n-1)-te Datensymbol, das um ein Baudintervall ausgedehnt ist, multipliziert g-,(t) das (n-2)-te Datensymbol, das um zwei Baudintervalle ausgedehnt ist, und multipliziert schließlich g,(t) das (n-3)-te Datensymbol, das um drei Bau-Intervalle ausgedehnt ist. Die Baudratensteuerschaltungen versehen die verzögerten Datensymbole mit der notwendigen Phasenkorrektur, um ausgedehnte Datensymbole zu erzeugen. Verknüpfungslogikschaltungen führen diese Funktion durch selektives Durchsteuern des Daten-Symbols oder dessen inversen Wertes, verzögert um ein oder mehrere Zeitintervalle, im wesentlichen in derselben Weise aus, wie sie in Verbindung mit Fig. 5 erläutert worden ist. Der Phasencodierer und das Kanalbinär 402 arbeiten in einer gleichen Weise wie der Phasencodierer 201 und das Kanalbinär 202 der Fig. 3 und werden deshalb nicht weiter beschrieben. Der Ausgang des Umhüllungsmodulators 411 ist mit einem Tiefpaßfilter 417 gekoppelt.

Fig. 7 zeigt eine Gewichtsfunktion mit einem Vorläufer und einem Schlußteil, die für die Durchführung

809825/0938

in Fig. 6 geeignet ist. Die Gewichtsfunktion ist in vier gleiche Abschnitte unterteilt, nämlich einen Verläuferabschnitt, der sich von -2T bis -T erstreckt; einen Führungsabschnitt, der sich von -T bis 0 erstreckt; einen Nachlaufabschnitt, der sich von 0 bis T erstreckt; und einen Schlufiteilabschnitt, der sich von T bis 2T erstreckt. Jeder Abschnitt hat also eine Dauer von T. Gleiche Abschnitte mit der Dauer T sind zwar nicht erforderlich, aber bequem. Jeder Abschnitt ist in eine Vielzahl von Pegeln quantisiert, die als Multiplizierkoeffizienten bezeichnet werden. Diese Quantisierung ist erforderlich, wenn digitale Einrichtungen benutzt werden, um einen linearen Multiplikationsprozeß anzunähern, der von einem Umhüllungsmodulator durchgeführt wird, wie er in der zweitgenannten US-PS genannt ist.

809825/0938

Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ZWIRNER . HIRSCH

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Patentconsult 8 München 40 RadedcestraSe 43 Telefon (089)885603/883604 Telex 05-212313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121)562943/561998 Telex 04-186237

Western Electric Company, Incorporated Kustka, G. J. New York, N. Y. 10038, USA

Anordnung zum Kombinieren von Datensymbolen entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion

Patentansprüche

11) Anordnung zum Kombinieren von Datensymbolen, deren Amplituden gemäß einer Zeitfunktion entsprechend einer vorbestimmten Gewichtsfunktion geformt sind und die Signale umfassen, die für ein Zeitintervall in einen von mehreren diskreten Zuständen moduliert sind, und Signale, die deren zeitliche Fortsetzungen aufweisen, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (208 A) zum Einstellen der Amplitude der modulierten Signale entsprechend einem Abschnitt der vorbestimmten Gewichtsfunktion und eine Vorrichtung (208 B) zum Einstellen der Amplitude der Signalfortsetzungen entsprechend einem anderen Abschnitt der vorbestimmten Gewichts-

MUndien: Kramer · Dr. Weser -Hirsch — Wiesbaden: aiumbadi · Or. Bergen · Zwirner

funktion.
2. Anordnung nach Anspruch 1 ,

gekennzeichnet durch eine Vorrichtung (201, 202), welche die modulierten Signale mit diskreten Phasenverschiebungen einer Trägerwelle versieht, die zwischen den Phasenverschiebungen eine im wesentlichen konstante Frequenz aufweist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2,

dadurch gekennzeichnet, daß die Signalfortsetzungen durch eine Vorrichtung (220) zum Verzögern der modulierten Signale und eine Vorrichtung (222) zur Phasenverschiebung des Trägers der verzögerten Signale gebildet sind.
4. Anordnung nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Phasenverschiebung (222, Fig. 3 oder 322, Fig. 5) eine Einrichtung (326, Fig. 5) zum Invertieren der Polarität bestimmter verzögerter Signale aufweist sowie eine Einrichtung (324, 325, 327, 328, Fig. 5), die gemeinschaftlich auf die verzögerten Signale und die bestimmten invertierten verzögerten Signale anspricht, um diese sequentiell auf einen gemeinsamen Weg (323) durchzusteuern .

809825/0938
5. Anordnung nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerwelle ein Binärsignal aufweist und die Verzögerungseinrichtung ein Schieberegister umfaßt.

809825/0 930