DE2255821A1

DE2255821A1 - Automatisch adaptierender transversalentzerrer

Info

Publication number: DE2255821A1
Application number: DE2255821A
Authority: DE
Inventors: Henry Charles Schroeder; John Robert Sheehan; Robert John Tracey
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1971-11-17
Filing date: 1972-11-15
Publication date: 1973-05-24
Also published as: AU472937B2; JPS5415742B2; NL157473B; JPS4863658A; FR2161680A5; NL7215521A; CA948715A; GB1410475A; IT975748B; AU4881172A; DE2255821C3; SE388094B; BE791373A; US3727136A; DE2255821B2

Description

WESTERN ELECTRIC COMPANY . Schroeder 5-5-1

Incorporated

New York, N. Y., 10007, USA 2255821

Automatisch adaptierender Transversalentzerrer

Die Erfindung betrifft eiaen automatisch adaptierenden Transversalentzerrer, bestehend aus einer Verzögerungsleitung, die''

in Längsrichtung in gleichmäßigem Abstand angeordnete Anzapfungen besitzt und an ihrem einen Eingang differentiell phasencodierte Datensignale empfängt.

Die Entzerrung wird im folgenden definiert als die Kompensation der verzerrten Amplitude und Verzögerungscharakteristik eines ■ Nachrichtenkanals mit Hilfe einer einstellbaren Vorrichtung, mit der die resultierenden zusammengesetzten Kenngrößen bezüglich der Amplitude und einer linearen Phase über ein gewähltes Frequenzband im wesentlichen konstant werden. Die Entzerrung von Nachrichtenkanälen bezüglich einseitiger oder Basisband-Amplituden modulierter Signale wurde bereits mit Hilfe von transversalen Zeitbereichsfilter durchgeführt, wie es z. B. in der US-PS 3 292 110 beschrieben wurde. Diese Verfahren wurden auf die Ent-

zerrung von zweikanaligen Signalen mit'Amplitudenmodulation bezüglich verschobener Phasen einer einzigen Trägerwelle aus- .

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gedehnt, wie US-PS 3 400 332 zeigt. In der letztgenannten Patentschrift wurde eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen benutzt, um die Kanalintereferrenzen möglichst gering zu halten. Diese bekannten Entzerrer für Kanäle mit Amplitudenmodulation arbeiten solange zufriedenstellend, als lineare Beziehungen in dem Modulationsprozeß jederzeit aufrechterhalten werden können.

Ein'phasenmoduliertes Leitungssignal stellt eine nichtlineare Funktion des modulierten Basisbandsignals dar. Deshalb kann die Entzerrung von phasenmodulierten Basisbandsignalen nicht allein mit Hilfe einer Amplitudensteuerung bewirkt werden. Der zusätzliche Patameter der Phasenlage muß ebenfalls berücksichtigt werden. Eine echte Phasenmodulation unterscheidet sich von bekannten amplitudenmodulierten phasenverschobenen Kanalsystemen, bei denen eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen ausreichend war, um eine gegenseitige Kanalbeeinflussung zu vermeiden. Eine Dämpfungsinkrementierung gemäß den unabhängigen Operationen von Null-Pegel Zeitabschnitten bezüglich der demodulierten Ausgangssignale der jeweiligen phasenverschobenen Kanäle war möglich. Wegen der nichtlinearen Beziehung zwischen den demodulierten Daten und der Trägerphase bei echtphasen-modulierten Systemen jedoch ist eine direkte Beziehung zwischen der Polarität der demodulierten Daten und der Kanalverzerrung gegeben.

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Die Erfindung hat sich daher die Aufgabe gesetzt, eine adaptionsfähige automatische Entzerrung für phasenmodulierte Datenübertragungssysteme anzugeben. Sie hat sich ferner die Aufgabe gestellt, das tansversale Filter an die Entzerrung von phasenmodulierten Datenübertragungssystemen anzupassen. Schließlich soll ein automatischer Entzerrer adaptiv von den Phasenunterschieden her' gesteuert werden, die zwischen aufeinanderfolgenden phasenmodulierten Datensignalen bestehen.

Für einen automatisch adaptierenden Transversalentzerrer, bestehend aus einer Verzögerungsleitung, die in Längsrichtung in gleichmäßigem Abstand angeordnete Anzapfungen besitzt und an ihrem Eingang differentiell phasencodierte Datensignale empfängt, ist die Erfindung gekennzeichnet durch eine erste und zweite Gruppe von einstellbaren Dämpfungsgliedern, wobei ein Dämpfungsglied jeder Gruppe mit jeder von mehreren Anzapfungen der Verzögerungsleitung verbunden ist, ferner durch eine erste Steuerschaltung zur Steuerung der ersten Gruppe von Dämpfungsgliedern für eine Korrektur der Phasendifferenz zwischen den Signalen in einer Richtung, weiter durch eine zweite Steuerschaltung zur Steuerung der zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern für eine Korrektur der Phasendifferenz zwischen den Signalen in der anderen Richtung und durch eine Kombinations-

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schaltung zur phasenverschobenen Kombination der Ausgangssignale der ersten Gruppe der einstellbaren Dämpfungsglieder mit den Ausgangssignalen der zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern zur Bildung eines entzerrten Ausgangsignals.

Weitere Merkmale, vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Gegenstandes der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung ist also auf eine transversale Filterstruktur gerichtet, die eine Verzögerungsleitung mit mehreren Anzapfungen aufweist, die entlang ihrer Längsausdehnung einen gleichen Abstand voneinander besitzen. Ferner sind vorgesehen ein Paar von einstellbaren Dämpfungsgliedern an jeder Anzapfung der Verzöge-

die rungsleitung, eine Kombinationsschaltung für die Signale, von jeder der beiden Dämpfungsgliedergruppen stammen und eine 90 -Breitbandphasenverschiebungseinrichtung, die die Signale der einen Dämpfungsgliedergruppe von den übrigen trennt. Die Signale, die den Entzerrer durchlaufen, sind Bandpaßleitungssignale, bei denen die übertragenen Daten in der Phase der Trägerwelle entweder cohärent oder differentiell codiert sind. Eine im wesentlichen konstante Anlage wird während jedes Signalintervalls aufrecht erhalten. Die Einstellung der entsprechenden

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Dämpfungsglieder wird gemäß einem Nullerzwingungs-Allgorithmus über das Medium von Steuersignalen bewirkt, die von den tatsächlich gemessenen Phasenveränderungen zwischen den benachbarten und auch nicht benachbarten synchron abgetasteten empfangenen Signalen abgeleitet werden. Der möglichst gering zu haltende Fehler wird als die vorzeichenbehaftete Differenz zwischen der tatsächlichen Veränderung des Phasenwinkels zwischen benachbarten Abtastwerten und der nächsten diskreten zugelassenen Änderung selektiert. Dieser Fehler ist seinerseits mit dem Sinus und Cosinus der Phasenwinkeldifferenz korreliert, die zu jedem Abtastzeitpunkt nicht nur zwischen benachbarten Signalintervallen, sondern auch zwischen nichtbe-

nachbarten Signalintervallen gemessen werden, um jeweils phasengleiche und um 90 verschobene Steuersignale für die Dämpfungsgliede an den Anzapfungen zu bilden. Um aber Phasenwinkeldifferenzen zwischen nichtbenachbarten Abtastungen zu gewinnen und um sowohl die vor eilende, wie auch nacheilende Verzerrung bezüglich eines gegebenen Abtastzeitpunktes zu steuern, ist es notwendig, eine Anzahl von aufeinanderfolgend gemessenen Phasenänderungen zu speichern und eine bestimmte vergangene Phasenänderung als Zeitbezugspunkt zu wählen, wer als relativ für solche verzerrte Signalelemente dient, die als voreilend oder nacheilend betrachtet werden.

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Obwohl die Erfindung als analoge Schaltung implementiert werden kann, wird eine digitale Realisierung bevorzugt, da sie präziser und flexibler bezüglich der Baud-Geschwindigkeit und der Zahl der zulässigen Phasenveränderungen ist. Daher verwendet das Ausführungsbeispiel einen digitalen Demodulator, einen Aufwärtsmodulatör, um die Zahl der Nulldurchgänge je Signalintervall zu vervielfachen und um die Phasenwinkeländerungen und -Differenzen anstelle in analoge Werte in Multibit-Zahlen zu demodulieren. Auf diese Weise wird jedes Signal- oder Baud-Intervall mit einem Nulldurchgang versehen, der sich in der Nähe seiner Mitte befindet, anstelle eines einzigen Nulldurchgangs im Basisbandbereich über dem gesamten Baudintervall. Ferner werden mögliche 360 -Phasenveränderungen in hunderte von digitalen Zahlen unterteilt, so daß Phasenänderungen und ihre Abweichung von zugelassenen Veränderungen höchst genau identifiziert und in speicherbarer Form codiert werden können.

Wenn eine Phasenänderung in der Form eines digitalen Wortes decodiert wird, dann ergeben die hochstelligen Zählenpositionen oder Bits automatisch den zugelassenen Winkel selbst, ein anderes Bit enthält codiert die Fehlerrichtung der AbAveichung des gemessenen Winkels von dem zugelassenen und die übrigen Bits geben die Fehlergröße an. Darüber hinaus ergeben relativ bekannte logische Mani-

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pulationen der höchststelligen Bits eine Quantisierung der Sinus- und Cosinusfunktionen der Phasenwinkeländerungen und -differenzen. Die Verfügbarkeit der Fehlergrößenbits gestatten eine flexiblere Steuerung der Dämpfungsglieder an den Anzapfungen durch eine Proportionalisierung der Zuwachse der Dämpfungsgliedereinstellung bezüglich der Größe des Fehlers.

Es ist daher ein Vorteil der Erfindung, daß ein nichtlinieares Modulationssystem auf der Bandpaßebene entzerrt wird, bevor eine Demodulation der Nachrichtendaten von der Steuerinformation in dem Demodulationsprozeß durchgeführt wird.

Ein anderer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Entzerrersteuerinformation in einem Datenübertragungs system mit Phasenmodulation aus einer diff erentiellen Phasenmessung alleine gewonnen wird, ohne daß es notwendig ist, eine Demodulationsträgerwelle aus den übertragenen Pilottönen zu erzeugen.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist darin zu sehen, daß nur die Polarität des Fehlers für die Entzerrung eines nichtlinearen Datenübertragungssystems mit Phasenmodulation notwendig ist.

Schließlich ist es vorteilhaft, daß bei der Erfindung ebenfalls die

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Größe des Fehlers für jede proportionale oder verschobene Steuerung der Dämpfungsgliedereinstellungen verfügbar gemacht wird.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher beschrieben, es zeigen: _m1.

Fig. 1 eine Phasenvektordarstellung der Signalcodierung die in einem vierphasigen differentiell codierten Datenübertragungssystem mit Phasenmodulation verwendet wird;

Fig. 2 eine Phasenvektordarstellung der Signalcodierung,*

die in einem achtphasigen differentiell codierten Datenübertragungssystem mit Phasenmodulation verwendet wird;

Fig. 3 das Diagramm eines Liniensignals für die Zeitsteuerung für die Erläuterung des Prinzips der Erfindung;

Fig. 4 das Blockdiagramm eines Empfängers für ein

differentiell phasenmoduliertes Datenübertragungssystem einschl. eines Entzerrers gemäß der Erfindung;

Fig. 5 . ein Blockdiagramm eines digitalen Demodulators

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für ein differentiell codiertes phasenmoduliertes ■ Datenübertragungssystem;

Fig. 6 eine abgekürzte Tabellendarstellung der binären Codierung der differentiellen Phasenwinkel, die in einem phasenmodulierten Datenübertragungs system demoduliert werden, das sich auf die Erfindung bezieht;

Fig. 7a und 7b Signaldiagramme, die zwei Zyklen des aufwärtsmodulierten Zwischenfrequenzsignals zeigen, das in einem typischen Signalbaudintervall auftritt und eine digitale Unterteilung eines solchen Signals zeigt, um Phasenwinkelmessungen zu er- * möglichen; '

Fig. 8 das Blockschaltbild eines automatischen Entzerrers für phasenmodulierte Datenübertragungssysteme gemäß der Erfindung;

Fig. 9 eine Logikdarstellung einer Rechenschaltung zu Näherung von Sinus- und Cosinusfunktionen des digitalen codierten Phasenwinkels, die ungerade Vielfache von 22, 5 elektrischen Grad entsprechen;

Fig. 10 eine Logikdar stellung einer Rechenschaltung zur Näherung von Sinus- und Cosinusfunktionen von digitalcodierten Phasenwinkel, die ganzzahlige Vielfache von 22, 5 elektrischen Graden darstellen;

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Fig. 11 das Blockschaltbild einer Schaltung zur Gewinnung der absoluten Größe des differentiellen Phasenfehlers für die Verwendung bei der proportionalen Steuerung der eine Wichtung bewirkenden Dämpfungsglieder des Entzerrers.

Bei der folgenden Erläuterung wird auf das Buch "Data Transmission" von W. R. Bennett und J. R. Davey, Kapitel 10 (McGraw-Hill Book Company, 1965) bezüglich der Einzelheiten der differentiellen Codierung von seriellen binären Daten in 2 Bitpaaren auf vier Phasen und auf drei bit Dreiergruppen in acht Phasen (Fig. 10-2, S. 202) einer Trägerwelle fester Frequenz hingewiesen. Vierphasenmodulierte seriale Datenbits, die übertragen werden sollen, werden paarweise in Zweiberbitgruppen zusammengefaßt und es werden über geeignete logische Schaltungen diskrete Phasenveränderungen in der Trägerwelle erzeugt und zwar in ungeraden Vielfachen von 45 elektrischen Graden gemäß dem in Fig. 1 dargestellten Schema. Die existierende Phase wird als Differenzphase in jedem Falle verwendet. Die Zweierbits 00 und 10 werden jeweils als plus- und minus 45 codiert, während die Zweierbits 01 und 11 als plus- und minus 135 codiert werden. Eine Phasenveränderung tritt für jedes Signaloder Baudintervall ein, was die Rückgewinnung der Zeitlage vereinfacht. Wegen der differentiellen Codierung sind Fehler nicht

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kumulativ, so daß auch keine Pilottöne übertragen werden müssen, um die Demodulation zu ermöglichen. Die gewählte Codierung ist so, daß das erste oder A-Bit eines Zweierbits dadurch demoduliert wird, daß festgestellt wird, ob die letzte Phasenveränderung bezüglich der vorhergehenden Phasenlage vor- oder nacheilt und das zweite oder B-Bit des Zweierbits dadurch demoduliert wird, daß

festgestellt wird, ob die letzte Phasenveränderung bezüglich der 90 Phasenverschiebung der vorhergehenden Phase vor oder nacheilt.

Es ist verständlich, daß die Codierung auch so vorgenommen werden kann, daß die zulaßbaren Phasenwinkel Vielfache von 90 sind. In diesem Falle würden keine Phasenänderung für die Wiederholung einer Codezuteilungen auftreten.

Fig. 2 zeigt ein Vektordiagramm für eine Acht-Phasenmodulation, das dem Diagramm in Fig. 1 sehr ähnlich ist. Hier werden drei seriale Bits zu einem bestimmten Zeitpunkt genommen und als Phasenveränderungen codiert, die ungradzahlige Vielfache von 22, 5 Graden darstellen. (Vielfache von 45 Grad können verwendet werden, wenn es nicht notwendig ist, eine Phasenänderung fur eine Wiederholung eines Codes vorzusehen). Daher werden die Dreierbits 000 und 100 als plus und minus 22, 5 codiert. 001 und 101 werden als plus und minus 67, 5 usw. codiert. Es kann

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beobachtet werden, daß die achtphasige digitale Codierung nach Fig. 2 mit der vierphasigen Codierung nach Fig. 1 insofern compatibel ist, als die höchststelligen A- und B- Bits in den gleichen Quadranten codiert sind und das dritte C-Bit lediglich zu dem Vierphasencode addiert wird. Es ist offensichtlich, daß dieses Schema über mehrere Stufen erweitert werden kann, d.h., auf-mehr Bits je Phasenänderung erweitert werden kann. Bei der dargestellten acht-phasigen Codierung sind die A- und B-Bits bezüglich der Nullphasen und 90 -Phasenlagenachsen in der gleichen Weise decodiert, wie bei der vier-phasigen Codierung. Das C-Bit ist von dem plus- und minus 45 -Bezugspunkt ableitbar, der bezüglich der vorhergehenden Phase bestimmt ist.

Fig. 2 zeigt weiter, daß die Addition eines weiteren Bits zu der ABC-Mustercodierung der zulaßbaren Phasenveränderungen dazu verwendet werden kann, die Fehlerrichtung anzugeben. Es sei beispielsweise eine tatsächlich beobachtete Phasenlage von -50 betrachtet, wie sie im vierten Quadrant durch den als gestrichelte Linie dargestellten Vektor angegeben ist. Dieser empfangene Vektor (unter Berücksichtigung der konventionellen Vektordrehung gegen den Uhrzeigersinn) eilt dem dichtesten zulaßbaren Vektor 101 mit -67, 5 vor und es kann ihm eine Fehlerrichtung von "1" zugeteilt werden. In ähnlicherweise kann daher

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einem beobachtetem Vektor -125 im dritten Quadranten, der dem nächsten zulaßbaren Vektor 111, codiert als -112,5 nacheilt, mit einer Fehlerrichtung von "0" angegeben werden. Dieses Schema wird bei der Ausübung der Erfindung verwendet.

Es kann ferner festgestellt werden, daß das Fortschreiten gegen den Uhrzeigersinn der codierten Bits sich Übereinstimmung mit dem zyklischen Graycode befindet, bei dem nur eine Bitänderung zwischen aufeinanderfolgenden Codierungen existiert. Diese Auswahl ist bekannt, um damit Entscheidungsfehler zu reduzieren und um ferner die Decodierung auf aufeinanderfolgende Abschnittsteilung-' und Falteoperationen zu reduzieren.

Fig. 3 zeigt ein Liniendiagramm von Zeitsteuersignalen die sich über sieben aufeinanderfolgende Baudintervalle erstreckt. Für die Dauer jedes derartigen Intervalls wird der absolute Phasenwinkel der Trägerwelle so konstant wie möglich gehalten. Zwischen den Baudintervallen wird die Phase um einen der zulaßbaren diskreten Beträge verändert. Für die Darstellung des Mittenintervalls, bei dem die Trägerphase θ übertragen wird, wird angenommen, daß es zur gegenwärtigen Zeit auftritt. Links davon liegt dann die vergangene Zeit mit den Phasenwinkeln 0 , θ und Q Rechts davon liegt die zukünftige Zeit mit den Phasenwinkeln θ ,

' n+1

Q _ und Q _ . Die gegenwärtigen Phasenveränderungen mit

^{n+2 n+3} 3 0 9 8 21/0735

denen die gegenv/ärtige Signalgruppe codiert wird, wird durch die Phasendifferenz von θ - β festgestellt. Andere Signal- ' gruppen werden in ähnlicherweise von benachbarten Phasenänderungen demoduliert, wie beispielsweise aus θ - β _ und

n-1 n-2

θ , - θ . Benachbarte Phasenänderungen sind durch Binde-

n+1 η

klammern dargestellt, -die benachbarte Baudintervalle unterhalb des Diagramms verbinden. Über dem Zeitdiagramm erscheinen zwei zusätzliche Paare von Bindeklammern, die die Phasendifferenzen zwischen der gegenwärtigen Phase Q und nicht benachbarten Phasen angeben. Diese Phasendifferenzen werden aus der Addition entsprechender benachbarter Phasenänderungen gewonnen und für eine Korrelation mit einem gegenwärtigen Fehlersignal verwendet, um Steuersignale für die Einstellung der Dämpfungsglieder an den Anzapfungen in dem Entzerrer zu gewinnen, wie im folgenden noch ausführlich erläutert wird. So

wird beispielsweise die nichtbenachbarte Phasendifferenz β -θ _ ^y η n-2

durch die Addition der Phasenänderungen (β -θ ,)und(<) -β „)

η n-l n-l n-2

gewonnen.

Fig. 4 zeigt nun das Blockschaltbild eines Empfängers für eine mehrphasige Datenübertragung, einschließlich eines automatischen Entzerrers gemäß der Erfindung. Mehrphasigkeit wird hier verstanden als ein System mit mehr als zwei Phasen.

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.15

Der Empfänger nach Fig. 4 besteht aus einem Empfangsfilter 11, einem automatischen Entzerrer 13, einer Zwischenfrequenzträgerquelel6, einem Zwischenfrequenzmodulator 15, einem Zwischenfrequenzfilter 17, einem digitalen Demodulator 19 und einem Datenverbraucher 22. Eine Rückkoppelverbindung 20 existiert zwischen dem Demodulator 19 und dem Entzerrer 13. Das auf der Eingangsleitung 10 empfangene Signal entspricht dem bereits im Zusammenhang mit den Fig. 1, 2 und 3 erläuterten Typ. Die zu modulierende Trägerwelle besitzt eine für Telefon-Sprachbandübertragung typische Frequenz von 1800 Hz. Diese Frequenz liegt in der Nähe des Punktes für eine minimale Laufzeitverzerrung. Das. Empfangsfilter 11 dient zur Definition des Signaldurchlaßbereiches und hält Störungen, die außerhalb des Überträgungsbereiches liegen, von dem Rest des Empfängers fern. Sofern eine übliche Baudgeschwindigkeit von 1000, 1200 oder 1600 gewählt wird, ist sie mit der Trägerfrequenz vergleichbar, so daß weniger als zwei Zyklen je Baud für die Codierung zur Verfügung stehen. Um die Genauigkeit zu vergrößern, mit der Phasenveränderungen festgestellt werden können, wird eine Zwischenfrequenzträgerquelle 16 vorgesehen, um die empfangene Signalträgerwelle in der Frequenz aufwärts * zu modulieren, um die Zyklenzahl je SignaHntervall zu vergrößern.

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In der Praxis ist eine Aufwartsmodulation um den Faktor von 9 gewählt worden. Wenn daher eine örtliche Zwischenfrequenzwelle der Frequenz f „ = 14, 4 kHz eine empfangene Trägerwelle von f = 1800 Hz moduliert, dann ergibt sich eine neue Frequenz f_Tr,⁼ 16, 2 kHz in dem IF-Modulator 15. Bei dem Transformationsprozeß wird das Sprachband-Nachrichtensignal doppelseitig, so daß ein Filter 17 notwendig ist, um das untere Seitenband, im vorliegenden Falle bei 12, 6 kHz, zu unterdrücken. Es kann gezeigt werden, daß die Aufwärtsmodulation keine Änderung der relativen Phasenlage zwischen dem benachbarten Basisband und den transformierten Trägerwellen verursacht. Es stehen nun neunmal mehr Null-Durchgänge je Baudintervall zur Verfügung, so daß eine Abtastung in der Nähe der Mitte eines jeden Baudeintervalles stattfinden kann.

Der digitale Demodulator 19 bestimmt die Phasenveränderung von Baudintervall zu Baudintervall als parallele mehrstellige Binärzahlen und liefert diese speicherbaren Zahlen an den Entzerrer 13. Die höchststelligen Bits werden ferner nach einem Gray-Code codiert und serialisiert, um so das Datenausgangssignal des Demodulators zu bilden. Wenn Übertragungsfehler fehlen,

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entspricht das serialisierte Ausgangssignal direkt den übertragenen Daten,

Fig. 5 zeigt den digitalen Demodulator mit mehr Einzelheiten, der-aus einem Präzisionsoszillator 30, einem UND-Tor 31, einem mehrstufigen Frequenzteiler 32, einer Taktimpulsquelle 40, einem-Übergangsdetektor 39, einem Ringzähler 37 und den Schieberegistern 38 und 44 besteht. Der Präzisionsoszillator 30 erzeugt eine stabile Frequenz, die gleich 2 mal f ist, wobei m die Zahl der binären Zählerstufen des Frequenzteilers 32 ist. Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel ist.m = 9, 2 = 512, f ^= 16, 2 kHz und die Frequenz des Oszillators 30 ist 16, 2 kHz mal 512 = 8, 2944 MHz. Ein Signal dieser Frequenz, das den Fr equenzzähler betätigt, liefert eine Serie von synchronisierten REchteckwellen, die eine gegenseitige Beziehung von Exponent 2 aufweisen. Die niedrigstfrequente Rechteckwelle ist als Wellenform 50 in Fig. 7a mit einer Frequenz f _n dargestellt. Das binäre Auslesen aller Teilerstufen kann als ein treppenförmiges Signal 51, wie es Fig. 7b zeigt, dargestellt werden, wenn alle Teilerstufen von der negativen Flanke des Ausgangssignals der jeweils vorhergehenden Stufe getriggert wird. Der am weitesten rechts stehende Zählwert

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stellt das höchst stellige Bit (MSB) dar. Da die niedrigste Frequenz in der Zählerkette die gleiche ist, wie die Zwischenfrequenz, wird in Wirklichkeit jeder Zyklus der Zwischenfrequenz in 212 gleiche Teile eingeteilt. Darüberhinaus wechselt in der Hälfte der volle Zählwert MSB sich von "0" auf "1", was einer 180°- Phasenveränderung äquivalent ist . An den 90 -Intervallen ändert der zweite MSB seinen Zustand und an den 45 - Intervallen das dritte MSB seinen Zustand. Daher können die drei höchst stelligen Bits in vorteilhafter Weise als ein Maß des Phasenwinkels verwendet werden, und zwar in einem binären Format, das sich auf das Vectordiagramm der beiden Fig. 1 und 2 bezieht. Darüberhinaus können die nächste Stelle des Vorzeichen des Winkelfehlers und die übrigen Bits die Größe des Fehlers darstellen.

Um jädoch die Schaltung nach Fig. 5 als einen Demodulator für phasenmodulierte Signale verwenden zu können, ist die Taktquelle 40 auf konventionelle Weise mit der Baudge schwindigkeit synchronisiert und ertastet den Übergangsdetektor 39, damit dieser einen Teil der Zwischenfrequenzwelle zu der Eingangsleitung 18 überträgt und den Ausgang des Oszillators 30 mit

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Hilfe des UND-Tores.31 sperrt. Beim ersten Übergang in der empfangenen Welle wird danach ein Abtastimpuls auf der Abtastleitung erzeugt und es werden die drei höchststelligen Bits über die Leitungen 4-6 in den Stufen A¹, B¹ und C des Binärregisters 38 gespeichert. Der Abtastimpuls stellt nach einer vorgegebenen Zählung des Ringzählers 37 alle Stufen des Teilers 32 mit Hilfe der Rückstell-Leitung 36 auf eine geeignete Zählstellung zurück, und zwar wegen des Auftretens eines Datenüberganges. Daher wird der Zähler zurückgestellt, um mit dem Null-Durchgang des gegenwärtigen Baudint ervall es zu koinzidieren, so daß der Zählwert, der zurzeit eines Null-Durchganges in dem darauffolgenden Baudintervall festgestellt wird, ein Maß für die Phasenänderung zwischen benachbarten _. Baudintervallen ist.

Fig. 6 zeigt nun den binären Code für die Phasenänderung ausführlich. Die Binärzahlen wachsen nach unten in der linken Spalte an, um positive Winkel zu codieren und wachsen in der rechten Spalte aufsteigend weiter an, um negative Winkel zu codieren. Die Lauter-Nullen-Stellung wird der Nullphasenwinkel -

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differenz zugeordnet. Wenn vier-phasige Daten übertragen werden sollen, dann wird das dritte höchst stellige Bit das Fehlervorzeichen angeben. Im übrigen erläutert sich aber die Fig. 6 selbst. .

Die ursprünglichen Daten wurden in einem zyklischen Gray-Code codiert. Die ausgelesenen binären Werte A¹, B¹ und C im Register 38 Fig. 5 werden in bekannter Weise in einen zyklischen Code umgewandelt, da jedes Gray-Bit, mit Ausnahme des hoch st stelligen, die Modulo-zwei-Summe der binären Bits der gleichen und nächst niedrigen Ordnung ist. Die höchststelligen Bits sind in beiden Codes die gleichen. Daher koppeln die Exklusiv-ODER-Tore 41 und 42 die niedrigstelligen Stufen des binären Registers 38 an das Gray-Register 44. Das Tor 42 führt eine Modulo-zwei-Addition bezüglich der A-und B'-Bits durch, um das B-Bit des Gray-Codes zu bilden. In ähnlicher Weise addiert das Tor 41 die Bits B' und C in Modulo-zwei-Form, um das Gray-Bit C zu bilden. Das Gray-Codewort im Register 44 kann dann serial vom Register 44 über die Leitung 21 zu dem Datenverbraucher 22 übertragen werden.

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Eine kurze Analyse des phasenmodulierten Datensignals hilft beim Verständnis des Prinzips der Erfindung. Ein einziger Datenimpuls, der als ein phasenumgetastetes Signal über- ♦ tragen wird, hat die Form

s₀ (t) = p₀f(t)cos(w_ct+e₀), (D

wobei p_ = Impulsamplitude, f(t) = Impulsformfaktor, W = Träger-Kreisfrequenz und θ_ = Phasenwinkel, mit dem das Signal codiert wird,

Durch die trigonometrische Identität, mit der sich der Cosinus der Winkelsumrne auf die Differenz zwischen den Produkten von Cosinus und Sinus der einzelnen Winkeln bezieht, kann die Gleichung (1) transformiert werden in

s_(t) = a_nf(t)cos ei t - b_f(t)sin O t, (2)

UU C U C

wobei a = ρ cos θ und V ^po^sin9o

^ist· 309821/0795

Die Terme a f(t)cos θ und b f(t)sin θ in Gleichung (2) sind jeweils Komponenten des übertragenen Impulses, die einmal in-Phase und einmal 90 -phasenverschoben sind.

Es kann gezeigt werden, daß die Übertragung eines Impulses in der Form der Gleichung (2) über einen Übertragungskanal, dessen Amplitudenbeeinflussung bezüglich der Frequenz nicht flach ist und dessen Phasenbeeinflussung nicht linear ist, zu einem empfangenen Signal der folgenden Form ist:

s_o'(t) = p₀R(t)cos [uy + 6_c + W₀ +(^(t)J , (3)

wobei R(t) = Umhüllende des empfangenen Signals , φ (t) = Phasenverschiebung durch den Kanal und θ = Tr ägerbezugsphasenlage

Die Gleichung (3) kann weiterhin transformiert werden, indem trigonometrische Identitäten verwendet werden:

s_Q'(t) = [a g(t) - b_oh(t)]cos("i_ct+0 )

-Ca-h(t) +b_ng(l)lsin(o t+θ ), (4)

0 0 ^J c c

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225582t

wobei g(t) = R(t)cosq>(t) und
h(t) =

1st. ;

Die Funktionen g(t) und h(t) in der Gleichung (4) sind Komponenten der Systemreaktion auf den Impuls, die in-Phase und 90 -phasenverschoben sind.

Ein zu jedem anderen synchronen Zeitpunkt nT erzeugter Inipuls, wobei η jede beliebige positive oder negative ganze Zahl und T das Baud-Intervall ist, kann.in einer Form angegeben werden, die den Gleichungen (1) und (2) ähnlich ist:

s (t) = ρ f(t-nT)cos(^ t+θ )
η η cn

= a f(t-nT)cos ω t - b f(t-nT)sinW t (5)

η cn c

In äquivalenter Weise kann ein isolierter n-ter codierter Impuls in einer Form empfangen werden, die (es sei angenommen (j nT = 2mr) den Gleichungen (3) und (4) ähnlich ist:

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275.5821

ρ R(t-nT)cos[w t +θ +θ +φ(ί-ηΤ)]

ta g(t-nT) - b h(t-nT)]cos(w t+9· ) η η cc

h(t-nT) + b g(t-nT)]sin(<o t+ θ ). (6)

η η ^J c c

Wenn die Impulse nacheinander zu synchronen Zeitpunkten übertragen werden, dann ist das vollständige empfangene Signal die Summe einer Anzahl von Termen der Form der Gleichung (6). Also ergibt sich:

s'(t)= JL_-19 ρ R(t-nT)cos[tf t+θ +φ(ί-ηΤ)+θ ]

= a'(t)cos(td t+Θ ) - b'(t)sin(io t+θ ) (7)

cc cc

a'(t) = I a g(t-nT) - £ b h(t-nT) und b'(t) = Ϊ a h(t-nT) +Sb g(t-nT)

η η

Jede der empfangenen Signalkomponenten, die in-Pase und 90 phasenverschoben sind, enthalten Übersprechelemente der anderen Komponente.

309821/079 *

ORIGINAL INSPECTED

Das empfangene Signal der Gleichung (7) wird dadurch wiedergewonnen, daß zu synchronen Zeitpunkten kT abgetastet wird, wobei k jede beliebige ganze Zahl ist. Die Ergebnisse für die. Abtastwerte in Phase und 90 phasenverschoben sind:

a'(t +kT) = S a g - S b h, , (8) ^v 0 n=-** n^sk-n η=-*» η k-n

b'(t„+kT) = <£ ah, + t bg, 0 η--·β η k-n η=-«* n⁶k-n.

(9)

Die Zwischensymbolbeeinflussung wird eliminiert, wenn g - 0 für kV η und (10)

h, - 0 für alle Werte von k. (11)

Ein Entzerrer, der so arbeitet, daß er die Gleichungen (ΙΟ) und (11) befriedigt,' wird im wesentlichen die Zwischensymbol· Beeinflussung eliminieren. Wie im Falle des Basisbandes kann die Entzerrung dadurch bewirkt werden, daß 7U dem

..." 309821/0795

empfangenen und durch die Gleichung (7) repräsentierten Signal Echosignale hinzugefügt werden, die einen Abstand von Vielfachen des Baud-Intervalles T aufweisen. Wie es bei dem Basisband jedoch nicht der Fall ist, müssen diese Echosignale sowohl in ihrer Phase, wie in ihrer Amplitude gesteuert werden. Die konventionellen Verzögerungsleitungen erzeugen, wenn sie als Bandpass verwendet werden, Echos mit einer festen Phase, die durch die Phasenverschiebung bestimmt ist, die von dem Übertragungskanal bei der Trägerfrequenz verursacht wird. Im Prinzip ist ein Breitband-Phasentrenner anjeder Anzapfung der Verzögerungsleitung erforderlich, so daß ein variables Widerstandsdämpfungsglied an jedem Phasentrenner Ausgang sowohl die Phasen und Amplituden der Echos steuern kann. In der Praxis hat sich aber gezeigt, daß ein einziger Phasentrenner ausreicht, wenn er an die kombinierten Ausgänge der Dämpfungsglieder angeschaltet ist, die von den 90 -Phasenverschiebungsfehlern gesteuert werden.

Die Gleichungen (8) und (9) können in anderer Form geschrieben werden, so daß sie die Beeinflussungskomponenten getrennt zeigen:

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a'=a +.5 a-g , - , ^Σ b,h . (12) η η Wn k n-k k=-·* k n-k

b · = b + . ^S a, h . +. ?. b. g , , η η k=-·" k n-k k/n k⁶n-k

wobei a und b die übertragenen Signalkomponenten und die Summenterme der Beeinflussungskomponenten sind.

Ein bequemes Maß für Ge samt verzerrung D ist folgendermaßen definiert:

Weiterhin können dann, unter der Voraussetzung, daß g mit dem Einheitswert normiert ist und ein Vier-Phasen-System zugrunde liegt, die Gleichungen (12) und (13) so manipuliert werden, daß sich folgendes ergibt:

la - a ¹I < 0.707D
I η η I

Ib - b'li O.7O7D (15)

I η η Ι

309821 /079S

Die Verzerrung D ist ein Maß für die Zwi sch en symbol Beeinflussung, die in dem empfangenen Signal auftritt, Die Größe (1-D) wird dann das Maß des Spielraums gegenüber Störungen. Daher werden die empfangenen Symbole oder Zachen so lange korrekt de codiert, wie die Verzerrung D geringer bleibt als der Einheitswert. Das Konzept der Verzerrung D ist in gleicher Weise anwendbar, sowohl auch Mehrphasenwie auch auf Vier-Phasen-Datensysteme.

Die in Phasen- und 90 -phasenverschobenen Anzapfungskoeffizienten seien c und d . Dann sind für einen empfangenen Impuls mit den Abtastwerten g. und h., abgegriffen am Eingang des

J J

Entzerrers, die Abtastwerte g.¹ und h.' am Ausgang des Entzerrers

J J

folgende:

N N

.¹ = L₁ c g. - ε _XTd h. <16)

J n=-N n⁶j-n n=-N η j-n

N N

h.¹ = S..dg. + t _>T c h. 117)

j n=-N n⁶j-n n=-N η j-n

Jeder Anzapfungskoeffizient (c , d ) erscheint in jeder der Gleichungen (16) und (17).

309821/0795

Die folgenden Eigenschaften wurden für den Bandpass-Entzerrer für phasenmodulierte Datensysteme als inhärent gefunden:

1) Die Verzerrung D ist eine konvexe Funktion der einstellbaren Anzapfungsverstärkungen c und d , d. h. daß nur ein absolutes Minimum existiert und jede Anzapfungseinstellurig unabhängig auf dieses Minimum hin konvergiert.

2) Wenn die Verzerrung D: kleiner als der Einheitswert ist, d.h. wenn die Spitzenamplitude eines isolierten empfangenen Impulses die Summenwerte seiner voreilenden und nacheilenden Echo werte ist, dann

a) kann D dadurch minimiert werden, daß diejenigen Abtastwerte der Systemimpulsantwort auf null gezwungen werden, die den einstellbaren Anzapfungsverstärkungen c und d entsprechen;

b) ist das Vorzeichen der Differenz zwischen der tatsächlichen Anzapfungseinstellung (c , d ) und die optimale Anzapfungseinstellung (c ', d ') gleich dem Vorzeichen des entsprechenden empfangenen Abtastwertes, d.h.

'309821/079 5

2 2 5 5 Π 21

sgn (C_n" C_n ¹) = sgn g^ und (18)

sgn (d -d ') = sgn h ; und (19)

η η η

c)ist der Einstellungsalgorithmus, der zu den optima-Anzapfungseinstellungen konvergiert, unabhängig von der Anfangseinstellung, von der angenommen

wird ,-der g -Abtastwert gleich dem Einheitswert ist:

- 1 - g₀«, (20)

= -g.\ für j/0 (21)

J J

Ad. = -h.¹ für alle j. (22)

In den Gleichungen (20), (21) und (22) geben die gestrichenen Bezeichnungen Ausgangsimpuls-Abtastwerte des Entzerrers für eine gegebene Einstellung von Anzapfungszuständen und die Delta-Werte Änderungen an, die bezüglich der Anzapfungseinstellungen vorgenommen werden müssen.

ORIGINAL INSPECTED 309821/079H

Wenn nur die Polaritäten der Ausgangsabtast werte g.¹ und h.¹

J J

zur Verfügung stehen, dann definieren die Gleichungen (18) und (19) einen Algorithmus für die Einstellung der Dämpfungsglieder auf geeignete Werte in diskreten Zuwachsschritten. Die tatsächlichen Werte von g.' und h.¹ liefern jedoch die Basis

J J ,

für eine proportionale Anzapfungseinstellung gemäß den Gleichungen (20) bis (22). Diese Polaritäten und Werte können dazu dienen, die Anzapfungseinstellungen des Entzerrers, basierend auf der Übertragung isolierter Prüfimpulse, voreinzustellen.

Eine adaptierende Entzerrung eines Phasenmodulations-Datenübertragungssystems kann ebenfalls im Rahmen der obigen Gleichungen während des Laufes einer Datenübertragung vorgenommen werden, wobei nur die inkohärente Information, d. h. die Information, die von dem Signal selbst abgeleitet wird, ohne Hilfe von örtlichen Bezugssignalen, verwendet wird.

Bei dem Decodierungsprozeß im Empfänger werden aufeinanderfolgende Abtastwerte mit der Phasenlage null und einer 90 Phasenverschiebung des in den Gleichungen (8) und (9) definierten

' 3 G 9 8 2 1 / 0 7 9 B

Typs korreliert, um eine In-Phasen-Funktion

KkT) = a(kT)a(kT-T) + b(kT)b(kT-T) (23)

und eine 90 -phasenverschobene Funktion

Q(kT) = b(kT)a(kT-T) - a(kT)b(kT-T) (24)

zu liefern.

Beim Fehlen von Verzerrungen und unter der Annahme, daß in den übertragenen Symbolen keine Amplitudenmodulation auftrat, haben dann die obigen Gleichungen folgende Form:

KkT) = cos Le(kT) -e(kT-T)] = cos Λ θ (25)

Q(kT) = sin[e(kT)-9(kT-T)] = sinAe (26)

JK

Die zulaßbaren Phasenwinkel Δ θ, sind diskret, d.h. in typischer Weise Vielfache von 22, 5 oder 45 . Die Gleichungen (25) und (26) können daher als Vectoren interpretiert werden. Die tatsächlich empfangenen Signale sind ebenfalls Vectoren. Ein Fehlersignal

309821/0795

zwischen dem tatsächlich empfangenen Vector und dem nächsten zulaßbaren Vector kann durch die Projektion des empfangenen Vectors Cl(kT), QikT)"] auf einen dritten Vector (-sinΛ Ö , cos Δ θ )

"μ

dargestellt werden, 'der zu dem nächsten zulaßbaren Vector (cosuS , sin-Λ θ ) normal ist. Das Fehlersignal hat daher folgende Beziehung:

E_k = cos (Ö_k-e_k_₁) Q(kT) - sin \-\_J UkT), (27)

wobei k = Index der empfangenen Signale ist.

Das Vorzeichen des Fehlersignals wird dadurch bestimmt, ob das empfangene Signal dem diskreten Signal, wie in Fig. 2 dargestellt ist, vor- oder nacheilt.

Durch die Kombination der Gleichungen (25) bis (27) kann ein Satz von Korrelationen zwischen dem Fehiersignal E, und den Sinus- und Cosinus-Funktionen der Differenzwinkel AQ^_ abgeleitet werden, die zwischen den aufeinanderfolgend abgetasteten Signalen beobachtet werden. Daher kann für voreilende (+) Anzapfungen

' 30 9821 /0 7 3-5

[es sei erinnert an die Gleichungen (20) bis (22)J geeignete Einstellung von respräsentativen Anzapfungen c und d aus folgenden Beziehungen gewonnen werden:

^sin'VrViV] ^(28>

h = 2E fß cos(8. -θ. , ,1 _/om

ρ Ik k-1 k-l-p)J . (29)

Die Beziehungen für nacheilende (-) Anzapfungen sind in ähn licher Weise die folgenden:

<^3o>

wobei ρ = Index der Anzapfung und

E {} = der Mittelwert einer Reihe von zufälligen Ereignissen ist, die innerhalb der geschweiften Klammer definiert sind.

Gemäß Gleichung (28) wird der Beitrag der ersten Anzapfung, die der Referenzanzapfung des Entzerrers bezüglich der In-Phasen-Signale

3 09821/0705

voreilt, so eingestellt, daß sie gleich dem mittleren Produkt des Fehlersignales E und dem Sinus der Differenz des In-Phasen-Winkels zwischen dem zweiten und ersten vorangehenden Phasenwinkel ist. Die übrigen Gleichungen sind von ähnlicher Bedeutung.

Soweit die Gleichungen (27) bis (29) an jeder Anzapfung eine analoge Multiplikation erfordern, die relativ schwer zu realisieren ist, werden bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel quantisierte Werte für das Fehlersignal und die Sinus- und Co sinus-Ausdrücke verwendet. Eine Quantisierung ist wegen der Konvergenz-Eigenschaften des Entzerrungsalgorithmus erlaubt. Das Fehler signal E, wird daher in zwei Polaritätsstufen quantisiert, positiv und negativ, wie es im Vector diagramm der Fig. 2 vorgeschlagen ist. Die empfangenen Symbole werden andererseits in drei Stufen quantisiert: positiv, null und negativ. Winkel, deren Sinus oder Cosinus null ist, werden mit null quantisiert, ansonsten wird das tatsächliche Vorzeichen benutzt, das von dem Quadranten abhängt. Mit diesen quantisierten Werten wird die Multiplikation auf eine Modulo-Zwei-Addition reduziert, die mit Exklusiv-ODER-Toren implementiert werden kann. Das Auftreten des Null-Zustandes

H) 9 8 ? 1 / η 7 9 Γι

ΟΟ'ϋί Ι

wird jedoch dazu verwendet, die Exklusiv-ODER-Funkt ion zu sperren.

Fig. 8 zeigt das sqhematische Blockschaltbild eines Entzerrers mit fünf Anzapfungen gemäß der Erfindung im Rahmen .eines Phasenmodulations-Datenübertragungssystems der in Fig. 4 dargestellten Art. Fig. 8 implementiert speziell den Block 13, der in Fig. 4 dargestellt ist. Der in Fig. 8 wiedergegebene Entzerrer besteht aus tandem-verbundenen Verzögerungseinheiten 70 mit den dazwischenliegenden Anzapfungen 71, aus'einem gleichphasigen einstellbaren Dämpfungsglied 73/ das jede Anzapfung 71 mit einer ersten Summierungssammelleitung 85 verbindet, einem 90 -phasenverschobenen einstellbaren Dämpfungsglied 72, das jede Anzapfung 71 mit Ausnahme der Bezugsanzapfung 71C mit einer zweiten Summierungssammelleitung 84 verbindet, aus einem breitbandigen 90 -Phasenverschieber 86 für die Signale auf der Sammelleitung 84, einem Summierungsverstärker oder Summenverstärker 87, der die Signale auf der Sammelleitung 85 direkt mit den Signalen auf der Leitung 84, die in dem Schieber um 90 phasenverschoben wurden, kombiniert, einem Ex'klusiv-ODER-Tor als Korrelator 74, 75, das jedem Dämpfungsglied

. .' . HJ9821/0795

72 und 73 und das als gemeinsames Eingangssignal ein Fehlerpol aritäts signal auf der Leitung 34 empfängt, aus einer festen Verzögerungseinheit 82 für die Ausrichtung des Fehlerpolaritätssignals bezüglich-cfer Zeit und der Bezugsanzapfung 71C, aus einem Sinus-/Cosinus-Wandler 77 für jede Anzapfung,-um die jeweiligen In-Phasen- und 90 -phasenverschobenen empfangenen Signalabtastungen zu quantisieren, aus Schieberegistern 80 für die Speicherung demodulierter Phasenänderungen, die den empfangenen Signalen und den Addier schaltungen 81 für die Zählung nichtbenachbarter Phasenwinkeln in den empfangenen Signafen zugeordnet sind. Die ankommenden phasenmodulierten Datensignale im übertragenden Band werden auf der Leitung 12 empfangen ' und zu dem Eingang einer ersten Verzögerungseinheit 70A übertragen. Die Fehlerpolaritätssignale aus der sechsten Zelle des Frequenzzählers 32 in Fig. 5 werden zu der festen Verzögerungseinheit 82 über die Leitung 34 übertragen. Die Verzögerungseinheit 82 liefert eine Verzögerung, die das N-fäche des Baud-Intervalls T ist, wobei N die Zahl der Verzögerungseinheiten zwischen dem Eingang der Verzögerungsleitung 70 und der Bezugsanzapfung ist. Bei dem in Fig. 8 gewählten Ausführungsbeispiel entspricht

Ά 09821/0795

N dem Wert 3. Das entzerrte Ausgangssignal erscheint dann am Ausgang der Summierschaltung 87 auf der Leitung 14, die ebenfalls in Fig. 4 zu finden ist.

Die Operation der Anordnung nach Fig. 8 ist so, daß eine Anordnung von zeitdistanten Abtastwerten des empfangenen Signals an den Anzapfungen 71A bis 71E erscheint. Die Signalabtastwerte an jedem dieser Anzapfungen werden bearbeitet von einer ersten Gruppe von Faktoren, die durch die einstellbaren Dämpfungsglieder 73A bis 73E realisiert sind, um eine zusammengesetzte, normierte Hauptantwort und entzerrte in-Phaseliegende Echokomponenten auf der Sammelleitung 85 zu bilden. In ähnlicher Weise werden die gleichen Signalabtastwerte von einer zweiten Gruppe von Faktoren bearbeitet, die durch die einstellbaren Dämpfungsglieder 72A bis 72E gebildet werden, um entzerrte, zusammengesetzte, 90 -phasenverschobene Echokomponententen auf der Sammelleitung 84 zu bilden. Die Signale an der Bezugsanzapfung 71C werden direkt zu der Sammelleitung 85 übertragen. Die zusammengesetzten Signale auf den Sammelleitungen 85 und 84 werden weiterhin mit einer gegen-

3 09821/079 5

seitigen 90 -Phasenbeziehung kombiniert, um ein gesamtentzerrtes Bandpass-Signal zu bilden.

Die jeweiligen pha^engleichen und 90 -phasenverschobenen Steuersignale für die Dämpfungsglieder 73 und 72 werden in den Korrelatoren 75 und 74 mit Hilfe einer Modulo-zwei-Addition der verzögerten Polaritätssignale auf den Sammelleitungen 76A und 76B abgeleitet, um die quantisierten Sinus- und Cosinus-Komponenten der Phasenwinkeldifferenzen zu bilden. Die Korrelatoren 74 und 75 enthalten in vorteilhafter Weise Integratoren (die nicht dargestellt sind), um die Gleichungen (28) bis (31) voll zu implementieren.

Die Eingänge der Sinus-/Cosinus-Wandler 77A bis 77E werden von den Kabeln 83A bis 83E gebildet. Kabel 83/siehen aus einer genügend großen Zahl von Leitungen, um die zwei oder mehr Zahlen parallel zu übertragen, die erforderlich sind, um die Phasenwinkeldifferenzen zu codieren. Die Ausgangs signale des Wandlers 77 erscheinen als quantisierte Sinus- und Cosinus-Werte der Phasenwinkeldifferenzen auf den jeweiligen Leitungen 79 und 78. Die Sinuskomponenten auf den Leitungen 79A bis

ί Q 9 82 1 /ft? 9.5

79E werden mit dem Fehlerpolaritätssignal auf der Sammelleitung 76B in den Korrelatoren 75A bis 75E korreliert, um die In-Phasen-Dämpfungsglieder 73A bis 73E zu steuern. Die Cosinus-Komponenten auf den Leitungen 78A bis 78E werden in ähnlicher Weise mit dem Fehlerpolaritätssignal auf der.Sammelleitung 76A in den Korrelatoren 74A bis 74E korreliert, um die 90 -phasenverschobenen Dämpfungsglieder 72A bis 72E zu steuern.

Das Schieberegister 80 besteht aus einer ausreichend hohen * Zahl von tandemgeschalteten Zellen, um in den Nestern 8OA bis 8OF einen binär-codierten benachbarten Phasenwinkel mehr speichern zu können, als Entzerrer-Anzapfungen vorgesehen sind. Die Addierer 81A bis 81E dienen zur Addition der Zahlen, die benachbarte Phasenwinkeldifferenzen darstellen, um nichtbenachbarte Phasenwinkeldifferenzen zu bilden und dadurch zur Implementierung der Gleichungen (28) bis (31) beizutragen. Fig. 9 zeigt ein logisches Diagramm, das eine praktische Verwirklichung eines Sinus-/Cosinus-Wandlers und einen Quantisierer darstellt, dor für die Implementierung der Blöcke 77 in Fig. 8

3 (19871/079*

verwendet werden kann, bei dem nur ungradzahlige Vielfache von 22, 5 beteiligt sind, wie bei den ungradzahligen Anzapfungen, wie beispielsweise 71A und 71E. Die erforderliche Information wird von den zwei Ijöchststelligen Bits A¹ und B' der binärcodierten Phasenwinkeldifferenzen gewonnen. Daher besteht der Wandler in Fig. 9 aus einem Exklusiv-ODER-Tor 92 und den beiden Invertern 93A und 93B. Die codierten Bits auf den Eingangsleitungen 90 und 91 werden nach Modulo-zwei in der Torschaltung 92 kombiniert und invertiert, um ein quantisiertes Ausgangssignal auf der Leitung 78 zu bilden. Dieses Ausgangs signal stellt das Vorzeichen des Cosinus der Phasendifferenz ΛΘ dar. Da die 0 - und 90 -Winkel nicht als ungradzahlige Vielfache von 22, 5 auftreten, ist hier eine Sperrfunktion nicht erforderlich. Eine Betrachtung der binären Phasenwinkeltabelle in Fig. 6 wird dieses bestätigen.

Fig. 10 zeigt ein Logikdiagramm, das eine praktische Ausführungsform eines Sinus-ZCosinus-Wandlers und eines Quantisierers zeigt, der für Winkel benutzt werden kann, die gradzahlige Vielfache von 22, 5 sind und an den gradzahligen Anzapfungen

309821/079R

wie z.B. 71B und 71D in Fig. 8 erscheinen. Für diese Winkel wird eine Sperrfunktion benötigt, wenn ein 0 - oder 90 -Winkel auftritt. Es wird deshalb notwendig, die dritthöchste Bitstelle C inbetracht zu ziehen. Daher besteht die notwendige schaltungsmäfige Realisierung aus einem Exklusiv-ODER-Tor 10.4, das die Bits A¹ und B¹ verarbeitet. Die Anordnung enthält ferner UND-Tore 106, 108, 112 und 114, die von dem invertierten C-Bit gesteuert werden. Ferner enthält die Schaltung Inverter 105, 107, 110 und 111. Der Cosinus der Phasenwinkeldifferenz wird aus der Modulo-zwei-Addition der A'-undB^LBits auf den Eingangsleitungen 101 und 102 in dem Exklusiv-ODER-Tor 104 und in dem Inverter 105 gewonnen. Das Auftreten des 90 - oder 270 * Winkels jedoch erfordert, wie Fig. 6 zeigt, wenn B¹ dem Einheitswert und C¹ null entspricht, daß die Ausgangssignale gegen eine Übertragung auf die Leitung 78 gesperrt werden. Daher wird das C'-Bit im Inverter 107 invertiert und mit dem B^L Bit in dem UND-Tor 108 kombiniert und nach einer weiteren Invertierung im Inverter 109 zur Sperrung des UND-Tores 106 verwendet. In ähnlicher Weise wird die Sinus-Quantisierung auf der Leitung 79 gesperrt, wenn die B¹ - und die C'-Bits null sind , was Winkeln von ο und 180 entspricht, wie Fig. 6 zeigt. Die Inverter 107,

3 09831 /07flR

110, 111 und 113 und die UND-Tore 112 und 114 dienen in bekannter Weise, so wie Fig. 10 zeigt, zur Realisierung der Sinus-Sperrfunktion. .

V
Soweit der automatisch adaptierende Entzerrer der Fig. 8 digital arbeitet, ist es vorteilhaft, die Dämpfungsglieder 72 und 73 in Fig. 8 schrittweise einstellbar zu machen, wobei die Größe der Zuwachsschritte so gewählt wird, daß die gewünschte Empfindlichkeit erzielt wird. Als Merkmal der vorliegenden Erfindung ist es jedoch relativ leicht, die Größe der Zuwachsschritte in Abhängigkeit von der Fehlergröße zu variieren. Wie Fig. 5 zeigt, wird die Fehlergröße in den Zuständen einer geringeren Signifikanz des Frequenzzählers 32 codiert. Daher können die Fehlergrößenbits in binärer Weise gewichtet werden, wie Fig. 11 zeigt, um eine analoge Größe zu bilden, die einer (nicht dargestellten) Schwellwertschaltung zugeführt wird, die dann mehreren Dämpfungsgliedern zugeordnet ist, um einen Bereich von Stufengrößen auszuwählen, der

von der Größe des Fehlers abhängt. In Fig. 11 bestehen die Analog-/Digit al wandler aus einem Summierverstärker 122 ,

der mindestens ein kennzeichnendes Fehlerbit als Eingangssignal auf der Leitung 120 und nacheinander folgende höhere Bits, die mit Hilfe von binären Teilern, wie beispielsweise 121A bis 121 N gerichtet wurden, empfängt. Die entsprechende analoge Summenbildung wird von dem Verstärker 122 'auf der Ausgangsleitung 123 vorgenommen.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1. . Automatisch adaptierender Transversalentzerrer, bestehend aus einer. Verzögerungsleitung, die in Längsrichtung in gleichmäßigem Abstand angeordnete Anzapfungen besitzt und an ihrem einen Eingang differentiell phasencodierte Datensignale empfängt,

gekennzeichnet durch eine erste (72; Fig. 8) und zweite Gruppe (73) von einstellbaren Dämpfungsgliedern, wobei ein Dämpfungsglied jeder Gruppe mit jeder von mehreren Anzapfungen der Verzögerungsleitung verbunden ist, ferner durch eine erste Steuerschaltung (75, 77, 79) zur Steuerung der ersten Gruppe von Dämpfungsgliedern für die Korrektur der Phasendifferenz zwischen den Signalen in einer Richtung,

weiter durch eine zweite Steuerschaltung (74, 77, 78) zur Steuerung der zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern für eine Korrektur der Phasendifferenz zwischen doi Signalen in der anderen Richtung, ' · ·

und durch eine Kombinationsschaltung (84 bis 87) zur 90 phasenverschobenen Kombination der Ausgangssignale

309821/Π7 9 5

2 5 5 8 21

der ersten Gruppe der einstellbaren Dämpfungsglieder mit den Ausgangssignalen der zweiten Gruppe von Dämpfungsgliedern zur Bildung eines entzerrten Ausgangssignals.

-ι _t

2. Automatisch adaptierender Transversalentzerrer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Schieberegister (80;Fig. i zur Speicherung einer Anzahl von ersten demodulierten Datensignalen, die Phasenwinkel zwischen benachbarten Signalen darstellen, durch eine Addier schaltung (81) zur Addition von Paaren der ersten demodulierten Datensignale des Schieberegisters zur Gewinnung einer Anzahl von zweiten Datensignalen, die Phasenwinkeländerungen zwischen den nichtbenachbarten Signalen darstellen, durch einen Wandler (77) für die Umwandlung der ersten und zweiten Datensignale in erste und zweite Fehler signale, die die Abweichung der demodulierten Phasenänderungen von diskreten Phasenwinkeländerungen in einer ersten und zweiten Richtung darstellen, und durch eine Korrelationsschaltung (74, 75) zur Korrelierung der Fehlersignale, die die Abweichung der demodulierten Phasenwinkelveränderung von vorgegebenen diskreten Phasen-

3 09ii?1/073R ORIGINAL INSPECTED

winkeländerungen darstellt, mit den Ausgangs Signalen des Wandlers (77) zur Einstellung der ersten und zweiten. Gruppe von Dämpfuhgsgliedern.

3. Automatisch adaptierender Transversal entzerrer., nach Anspruch Ϊ, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin die Kombinations schaltung (84 bis 87; Fig. 8) aus einer ersten Sammelleitung (84), auf die alle Ausgangssignale der ersten Gruppe der Dämpfungsglieder übertragen werden, aus einer zweiten Sammelleitung (85), zu der alle Ausgangs signale der zweiten Gruppe von JDämpfungsgliedern übertragen werden, aus einem 90 -Phasenschieber, der mit einer der beiden Sammelleitungen in Reihe geschaltet ist, und einem Summierver stärker (87) zum Empfang der Ein gangs signale der ersten und zweiten Sammelleitung und zur Abgabe des entzerrten Signals an seinem Ausgang, besteht.

4. Automatisch adaptierender Transversalentzerrer, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin der Wandler (77; Fig. 8) aus Eingangsleitungen (101, 102; Fig. 10) , für die Datensignalbits, die Phasenwinkel änderungen

-.'..,■'< Π 9 8 2 1 ■/ 0 7 9 »i

darstellen, aus einem Exklusiv-ODER-Tor (104) für die Kombination in Modulo-zwei-Form der beiden höchst stelligen Datensignal-Bits zur Bildung eines ersten Steuersignals, das für das algebraische Vorzeichen des Cosinus der Phasenwinkeländerung repräsentativ 1st, ferner aus einer Kombinationsschaltung (108, 109) für die Kombination der zweiten und dritten hochstelligen Datensignal-Bits zur Erzeugung eines Sperrsignals, das einem Null-Wert des Cosinus der Phasenwinkeländerung äquivalent ist, weiterhin aus einer Inverter-Schaltung (110) für die Invertierung des höchststelligen Datensignal-Bits zur Bildung eines zweiten Steuersignals, das für das algebraische Vorzeichen des Sinus der Phasenwinkeländerung repräsentativ ist, und schließlich aus einer zusätzlichen Kombinationsschaltung (110) für die Kombination der invertierten zweiten und dritten höchststelligen Datensignal-Bits zur Erzeugung eines Eingangssignals, das dem Null-Wert des Sinus der Phasenwinkeländerung äquivalent ist, besteht.

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