DE2255821C3 - Adaptiver Transversalentzerrer - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen adaptiven Transversalentzerrer mit einer Verzögerungsleitung, die über ihre Länge in gleichmäßigen Abstand angeordnete Anzapfungen aufweist und Datensignale empfängt, mit einer ersten und einer zweiten Vielzahl von einstellbaren Dämpfungsgliedern, von denen jedes Dämpfungsglied mit einer ihm zugeordneten Anzapfung verbunden ist, und mit einer Kornbinationseinrichtung zur Kombination der Ausgangssignale der ersten und /.weiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern.

Die Entzerrung wird im folgenden definiert als die

Kompensation der verzerrten Amplitude und Verzögerungscharakteristik eines Nachrichtenkanals mit Hilfe einer einstellbaren Vorrichtung, mit der die resultierenden zusammengesetzten Kenngrößen bezüglich der Amplitude und einer linearen Phase über ein gewähltes Frequenzband im wesentlichen konstant werden. Die Entzerrung von Nachrichtenkanälen bezüglich einseitiger oder Basisband-Amplituden-modulierter Signale wurde bereits mit Hilfe von transversalen Zeitbereichsfiltern durchgeführt, wie es z. B. in der US-PS 3 292 110 beschrieben ist. Diese Verfahren wurden auf die Entzerrung von zweikanaligen Signalen mit Amplitudenmodulation bezüglich verschobener Phasen einer einzigen Trägerwelle ausgedehnt, wie die US-PS 3 400 332 zeigt. In dieser Patentschrift wurde eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen benutzt, um die Kanalinterferenzen möglichst gering zu halten. Diese bekannten Entzerrer für Kanäle mit Amplitudenmodulation arbeiten so lange zufriedenstellend, als lineare Beziehungen in dem Modulationsprozeß jederzeit aufrechterhalten werden können.

Ein phasenmoduliertes Leitungssignal stellt eine nichtlineare Funktion des modulierten Basisbandsignals dar. Deshalb kann die Entzerrung von phasenmodulierten Basisbandsignalen nicht allein mit Hilfe einer Amplitudensteuerung bewirkt werden. Der zusätzliche Parameter der Phasenlage muß ebenfalls berücksichtigt werden. Eine echte Phasenmodulation unterscheidet sich von bekannten amplitudenmodulierten phasenverschobenen Kanalsystemen, bei denen

eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen ausreichend war, um eine gegenseitige Kanalbeeinflussung zu vermeiden. Eine Dämpfungs^:nkrementierung gemäß den unabhängigen Operationen von Null-Pegel-Zeitabschnitten bezüglich der demodulierten Ausgangssignale der jeweiligen phasenverschobenen Kanäle war möglich. V/egen der nichtlin«·.-aren Beziehung zwischen den demodulierten Daten und der Träge^hase bei achtphasenmodulierten Systemen jedoch ist eine direkte Beziehung zwischen der Polarität der demodulierten Daten und der Kanalverzerrung gegeben.

Es ist bereits eine Anordnung vorgeschlagen worden (DT-PS 2 143 615), die zwei Gruppen von einstellbaren Dämpfungsgliedern, Steuerschaltungen und eine Kombinationsschaltung enthält. Diese Anordnung soll geignet sein, phaseiadifferenzmodulierte Datensignale ohne Zusatz eines frequenz- und phasenrichtigen Trägers auf der Trägerfrequenzseite zu entzerren. Ferner ist in der DT-OS 2 020 805 ein Entzerrer zur Entzerrung phasenmodulierter Datensignale in Vorschlag gebracht worden, der unter anderem eine Verzögerungsleitung aufweist und so ausgebildet ist, daß er bei einer möglichst geringen Anzahl von Verzögerungsgliedern für die Entzerrung von quadratur- als auch von phasenmodulierten Datensignalen geeignet ist.

Aus der US-PS 3 617 948 ist ein adaptiver Transversalentzerrer bekannt mit einer Verzögerungsleitung, einer ersten und einer zweiten Vielzahl von einstellbaren Dämpfungsgliedern sowie einer Kombinationseinrichtung zur Kombination der Ausgangssignale der ersten und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern. Damit soll erreicht werden, ein konventionelles Filier und einen Transversalentzerrer in der gleichen Anordnung zu verwirklichen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein transversales Filter an die Entzerrer von phasenmodulierten Datenübertragungssystemen anzupassen und gleichzeitig adaptiv von den Phasenunterschieden zu steuern, die zwischen aufeinanderfolgenden pha -nmodulierten Datensignalen bestehen.

Dijse Aufgabe wird gemäß der Erfinding gelöst durch eine Kombinationseinrichtung zur um 90° phasen verschobene η Kombination der Ausgangssignale der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedern mit den Ausgangssignalen der zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern zur Bildung eines entzerrten Signals, eine Einrichtung zur Speicherung einer Vielzahl von ersten Datensignalen, die Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des ersten Signals darstellen, eine Einrichung zur Erzeugung einer Vielzahl von zweiten, Phasenwinkeländerungen zwischen nicht benachbarten Proben des entzerrten Signals darstellenden Datensignalen unter Verwendung von Paaren der ersten Datensignale aus der Speichereinrichtung, eine Einrichtung zur Umwandlung der ersten und zweiten Datensignale in Sinus- und Cosinussignale, die den Sinus bzw. Cosinus der Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des entzerrten Signals darstellen, und eine Einrichtung zur Korrelierung der jeweiligen Sinus- und Cosinussignale mit einem Fehlersignal, das jede Abweichung von Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des entzerrten Signals gegenüber vorbestimmten Phasenwinkeländerungen darstellt, um Steuersignale zur Einstellung der ersten und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern zur Verringerung einer gegebenenfalls vorhandenen Abweichung zu liefern.

Die Erfindung ist also auf eine transversale Filterstruktur gerichtet, die eine Verzögerungsleitung mit mehreren Anzapfungen aufweist, die entlang ihrer Längsausdehnung einen gleichen Abstand voneinander besitzen. Ferner sind vorgesehen ein Paar von einstellbaren Dämpfungsgliedern an jeder Anzapfung der Verzögerungsleitung, eine Kombinationsschaltung für die Signale, die von jeder der beiden Dämpfungsgliedergruppen stammen und eine 90°-Breitbandphasenverschiebungseinrichtung, die die Signale der einen Dämpfungsgliedergruppe von den übrigen trennt

Die Signale, die den Entzerrer durchlaufen, sind Bandpaßleitungssignale, bei denen die übertragenen Daten in der Phase der Trägerwelle entweder kohärent oder differentiell codiert sind. Eine im wesentlichen konstante Anlage wird während jedes Signal-Intervalls aufrechterhalten. Die Einstellung der entsprechenden Dämpfungsglieder wird gemäß einem Nullerzwingungs-Allgorithmus über das Medium von Steuersignalen bewirkt, die von den tatsächlich gemessenen Pnasenveränderungen zwischen den benachbarten und auch nichtbenachbarten synchron abgetasteten empfangenen Signalen abgeleitet werden. Der möglichst gering zu haltende Fehler wird als die vorzeichenbehaftete Differenz zwischen der tatsächlichen Veränderung des Phasenwinkels zwischen benachbarten Abtastwerten und der nächsten diskreten zugelassenen Änderung selektiert. Dieser Fehler ist seinerseits mit dem Sinus und Cosinus der Phasenwinkeldifferenz korreliert, die zu jedem Abtastzeitpunkt nicht nur zwischen benachbarten Signalintervallen, sondern auch zwischen nicht benachbarten Signalintervallen gemessen werden, um jeweils phasengleiche und um 90° verschobene Steuersignale für die Dämpfungsglieder an den Anzapfungen zu bilden. Um aber Phasenwinkeldifferenzen zwischen nichtbenachbarten Abtastungen zu gewinnen und um sowohl die voreilende wie auch nacheilende Verzerrung bezüglich eines gegebenen Abtastzeitpunktes zu sxeuern, ist es notwendig, eine Anzahl von aufeinanderfolgend gemessenen Phasenänderungen zu speichern

und eine bestimmte vergangene Phasenänderung als Zeitbezugspunkt zu wählen, wer als relativ für solche verzerrte Signalelemente dient, die als voreilend oder nacheilend betrachtet werden.

Obwohl die Erfindung als analoge Schaltung implementiert werden kann, wird eine digitale Realisierung bevorzugt, da sie präziser und flexibler bezüglich der Baud-Geschwindigkeit und der Zahl der zulässigen Phasenveränderungen ist. Daher verwendet das Ausführungsbeispiel einen digitalen Demodulator, einen Aufwärtsmodulator, um die Zahl der Nulldurchgänge je Signalintervall zu vervielfachen und um die Phasenwinkeländerungen und -differenzen an Stelle in analoge Werte in Multibit-Zahlen zu demodulieren. Auf diese Weise wird jedes Signal- oder Baud-Interval 1 mit einem Nulldurchgang versehen, der sich in der Nähe seiner Mitte befindet, an Stelle eines einzigen Nulldurchgangs im Basishandbereich über dem gesamten Baudintervall. Ferner werden mögliche 360°-Phasenveränderungen in Hunderte von digitalen Zahlen unterteilt, so daß Phasenänderungen und ihre Abweichung von zugelassenen Veränderungen höchst genau identifiziert und in speicherbsrer Form codiert werden können.

r.

Wenn eine Phasenänderung in der Form eines Fig. 9 eine Logikdarstellung einer Rechenschal-

digitalen Wortes decodiert wird, dann ergeben die tung zu Näherung von Sinus- und Cosinusfunktionen hochstelligen Zahlenpositionen oder Bits automatisch des digitalen codierten Phasenwinkels, die ungerade den zugelassenen Winkel selbst, ein anderes Bit ent- Vielfache von 22,5 elektrischen Graden entsprechen, hält codiert die Fehlerrichtung der Abweichung des 5 F i g. 10 eine Logikdarstellung einer Rechenschalgemessenen Winkels von dem zugelassenen, und die tung zur Näherung von Sinus- und Cosinusfunktioübrigen Bits geben die Fehlergröße an. Darüber hin- nen von digitalcodierten Phasenwinkel, die ganzaus ergeben relativ bekannte logische Manipulationen zahlige Vielfache von 22,5 elektrischen Graden darder höchststelligen Bits eine Quantisierung der Sinus- stellen,

und Cosinusfunktionen der Phasenwinkeländerungen io F i g. 11 das Blockschaltbild einer Schaltung zur und-differenzen. Die Verfügbarkeit der Fehlergrößen- Gewinnung der absoluten Größe des differentiellen bits gestatten eine flexiblere Steuerung der Dämp- Phasenfehlers für die Verwendung bei der proportiofungsglieder an den Anzapfungen durch eine Propor- nalen Steuerung der eine Wichtung bewirkenden tionalisierung der Zuwachse der Dämpfungsglieder- Dämpfungsglieder des Entzerrers,
einstellung bezüglich der Größe des Fehlers. 15 Bei der folgenden Erläuterung wird auf das Buch

Es ist daher ein Vorteil der Erfindung, daß ein »Data Transmission« von W. R. Bennett und nichtlineares Modulationssystem auf der Bandpaß- J. R. De ve y, Kapitel 10 (McGraw-Hill Book Comebene entzerrt wird, bevor eine Demodulation der pany, 1965) bezüglich der Einzelheiten der differen-Nachrichtendaten von der Steuerinformation in dem tiellen Codierung von seriellen binären Daten in Demodulationsprozeß durchgeführt wird. 20 2 Bitpaaren auf vier Phasen und auf drei Bit Dreier-

Ein anderer Vorteil der Erfindung besteht darin, gruppen in acht Phasen (Fig. 10-2, S. 202) einer daß die Entzerrersteuerinformation in einem Daten- Trägerwelle fester Frequenz hingewiesen. Vierphasen-Übertragungssystem mit Phasenmodulation aus einer modulierte seriale Datenbits, die übertragen werden differentiellen Phasenmessung allein gewonnen wird, sollen, werden paarweise in Zweierbitgruppen zuohne daß es notwendig ist, eine Demodulationsträger- »5 sammengef aßt, und es werden über geeignete logische welle aus den übertragenen Pilottönen zu erzeugen. Schaltungen diskrete Phasenveränderungen in der

Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist darin zu Trägerwelle erzeugt, und zwar in ungeraden Vielsehen, daß nur die Polarität des Fehlers für die Ent- fachen von 45 elektrischen Graden gemäß dem in zerrung eines nichtlinearen Datenübertragungssystems F i g. 1 dargestellten Schema. Die existierende Phase mit Phasenmodulation notwendig ist. 30 wird als Differenzphase in jedem Falle verwendet.

Schließlich ist es vorteilhaft, daß bei der Erfindung Die Zweierbits 00 und 10 werden jeweils als plus ebenfalls die Größe des Fehlers für jede proportio- und minus 45° codiert, während die Zweierbits 01 nale oder verschobene Steuerung der Dämpfungs- und 11 als plus und minus 135° codiert werden. Eine gliedereinstellung verfügbar gemacht wird. Phasenveränderung tritt für jedes Signal- oder Baud-

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Er- 35 Intervall ein, was die Rückgewinnung der Zeitlage findung näher beschrieben, es zeigt vereinfacht. Wegen der differentiellen Codierung sind

F i g. 1 eine Phasenvektordarstellung der Signal- Fehler nicht kumulativ, so daß auch keine Pilottöne codierung, die in einem vierphasigen differentiell co- übertragen werden müssen, um die Demodulation zu dierten Datenübertragungssystem mit Phasenmodu- ermöglichen. Die gewählte Codierung ist so, daß das lation verwendet wird, 40 erste oder Λ-Bit eines Zweierbits dadurch demodu-

F i g. 2 eine Phasenvektordarstellung der Signal- liert wird, daß festgestellt wird, ob die letzte Phasencodierung, die in einem achtphasigen differentiell co- veränderung bezüglich der vorhergehenden Phasendierten Datenübertragungssystem mit Phasenmodu- lage vor- oder nacheilt und das zweite oder B-Bit des lation verwendet wird, Zweierbits dadurch demoduliert wird, daß festgestellt

F i g. 3 das Diagramm eines Liniensignals für die 45 wird, ob die letzte Phasenveränderung bezüglich der Zeitsteuerung für die Erläuterung des Prinzips der 90°-Phasenverschiebung der vorhergehenden Phase Erfindung, vor- oder nacheilt.

F i g. 4 das Blockdiagramm eines Empfängers für Es ist verständlich, daß die Codierung auch so

ein differentiell phasenmoduliertes Datenübertra- vorgenommen werden kann, daß die zulaßbaren gungssystem einschließlich eines Entzerrers gemäß 50 Phasenwinkel Vielfache von 90° sind. In diesem Falle der Erfindung, würden keine Phasenänderungen für die Wieder-

F i g. 5 ein Blockdiagramm eines digitalen De- holung einer Codezuteilung auftreten, modulators für ein differentiell codiertes phasen- F i g. 2 zeigt ein Vektordiagramm für eine Achtmoduliertes Datenübertragungssystem, Phasen-Modulation, das dem Diagramm in Fig. 1

-ψ Fig. 6 eine abgekürzte Tabellendarstellung der 55 sehr ähnlich ist. Hier werden drei seriale Bits zu

binären Codierung der differentiellen Phasenwinkel, einem bestimmten Zeitpunkt genommen und al; die in einem phasenmodulierten Datenübertragungs- Phasenveränderungen codiert, die ungeradzahlige system demoduliert werden, das sich auf die Erfin- Vielfache von 22,5 Graden darstellen. (Vielfache vor dung bezieht, 45 Grad können verwendet werden, wenn es nich

F i g. 7 a und 7 b Signaldiagramme, die zwei Zyklen 60 notwendig ist, eine Phasenänderung für eine Wieder des aufwärtsmodulierten Zwischenfrequenzsignals holung eines Codes vorzusehen.) Daher werden di< zeigen, das in einem typischen SignalbaudintervaH Dreierbits 000 und 100 als plus und minus 22,5^c auftritt und eine digitale Unterteilung eines solchen codiert. 001 und 101 werden als plus und miniu Signals zeigt, um Phasenwinkelmessungen zu ermög- 67,5° usw. codiert. Es kann beobachtet werden, dal liehen, 65 die achtphasige digitale Codierung nach F i g. 2 mi

Fig. 8 das Blockschaltbild eines automatischen der vierphasigen Codierung nach Fig. 1 insofen Entzerrers für phasenmodulierte Datenübertragungs- compatil ist als die höchststelligen A- und B-Bits ii systeme gemäß der Erfindung, den gleichen Quadraten codiert sind und das dritti

C-Bit lediglich zu dem Vierphasencode addiert wird. Es ist offensichtlich, daß dieses Schema über mehrere Stufen erweitert werden kann, d. h., auf mehrere Bits je Phasenänderung erweitert werden kann. Bei der dargestellten achtphasigen Codierung sind die A- und B-Bits bezüglich der Nullphasen und 90°-Phasenlagenachsen in der gleichen Weise decodiert, wie bei der vierphasigen Codierung. Das C-Bit ist von dem Plus- und Miuus-45°-Bezugspunkt ableitbar, der bezüglich der vorhergehenden Phase bestimmt ist.

F i g. 2 zeigt weiter, daß die Addition eines weiteren Bits zu der /ißC-Mustercodierung der zulaßbaren Phasenveränderungen dazu verwendet werden kann, die Fehlerrichtung anzugeben. Es sei beispielsweise eine tatsächlich beobachtete Phasenlage von

— 50^c betrachtet, wie sie im vierten Quadrant durch den als gestrichelte Linie dargestellten Vektor angegeben ist. Dieser empifangene Vektor (unter Berücksichtigung der konventionellen Vektordrehung gegen den Uhrzeigersinn) eilt dem dichtesten zulaßbaren Vektor 101 mit - 67,5 vor, und es kann ihm eine Fehlerrichtung von »1« zugeteilt werden. In ähnlicher Weise kann daher einem beobachtetem Vektor

- 125 im dritten Quadranten, der dem nächsten zulaßbaren Vektor 111, codiert als - 112,5°, nacheilt, mit einer Fehlerrichtung von »0« angegeben werden. Dieses Schema wird bei der Ausführung der Erfindung verwendet.

Es kann ferner festgestellt werden, daß das Fortschreiten gegen den Uhrzeigersinn der codierten Bits sich in Übereinstimmung mit dem zyklischen Graycode befindet, bei dem nur eine Bitänderung zwischen aufeinanderfolgenden Codierungen existiert. Diese Auswahl ist bekannt, um damit Entscheidungsfehler zu reduzieren und um ferner die Decodierung auf aufeinanderfolgende Abschnittsteilung- und Felteoperationen zu reduzieren.

F i g. 3 zeigt ein Liniendiagramm von Zeitsteuersignalen, die sich über sieben aufeinanderfolgende Baudintervalle erstrecken. Für die Dauer jedes derartigen Intervalls wird der absolute Phasenwinkel der Trägerwelle so konstant wie möglich gehalten. Zwischen den Baudintervallen wird die Phase um einen der zulaßbaren diskreten Beträge verändert. Für die Darstellung des Mittenintervalls, bei dem die Trägerphase Q_n übertragen wird, wird angenommen, daß es zur· gegenwärtigen Zeit auftritt. Links davon liegt dann die vergangene Zeit mit den Phasenwinkeln «„_,, «_n.₂ und B_{n 3}. Rechts davon liegt die zukünftige Zeit mit den Phasenwinkeln β_Β4,, O_n., und (*„.,,. Die gegenwärtigen Phasenveränderungen, mit denen die gegenwärtige Signalgnippe codiert wird, wird durch die Phasendifferenz von θ_α— β_η_, festgestellt. Andere Signalgruppen werden in ähnlicher Weise von benachbarten Phasenänderungen demoduliert, wie beispielsweise aas B_n^₁-θ _ni und θ_η<1 -θ_η. Benachbarte Phasenänderungen sind durch Bindeklammem dargestellt, die benachbarte Baudintervalle unterhalb des Diagramms verbinden. Über dem Zeitdiagramm erscheinen zwei zusätzliche Paare von Bindeklammern, die die Phasendifferenzen zwischen der gegenwärtigen Phase θ_η und nicht benachbarten Phasen angeben. Diese Phasendifferenzen werden aus der Addition entsprechender benachbarter Phasenänderungen gewonnen und für eine Korre- lation mit einem gegenwärtigen Fehlersignal verwendet, um Steuersignale für die Einstellung der Dämpfungsgliedev an den Anzapfungen in dem Entzerrer zu gewinnen, wie im folgenden noch ausführlich erläutert wird. So wird beispielsweise die nichtbenachbarte Phasendifferenz B_n — θ_π_₂ durch die Addition der Phasenänderungen (θ_η— θ_π_,) und (θ_η_, ~ ^ön-») gewonnen.

F i g. 4 zeigt nun das Blockschaltbild eines Empfängers für eine mehrphasige Datenübertragung, einschließlich eines automatischen Entzerrers gemäß der Erfindung. Mehrphasigkeit wird hier verstanden als ein System mit mehr als zwei Phasen.

Der Empfänger nach F i g. 4 besteht aus einein Empfangsfilter 11, einem automatischen Entzerrer 13, einer Zwischenfrequenzträgerquelle 16, einem Zwischenfrequenzmodulator 15, einem Zwischenfrequenzfilter 17, einem digitalen Demodulator 19 und einem Datenverbraucher 22. Eine Rückkoppelverbindung 20 existiert zwischen dem Demodulator 19 und dem Entzerrer 13. Das auf der Eingangsleitung 10 empfangene Signal entspricht dem bereits im Zusammenhang mit den F i g. 1, 2 und 3 erläuterten Typ. Die zu modulierende Trägerwelle besitzt eine für Telefon-Sprachbandübertragung typische Frequenz von 1800Hz. Diese Frequenz liegt in der Nähe des Punktes für eine minimale Laufzeitverzerrung. Das Empfangsfilter 11 dient zur Definition des Signaldurchlaßbereiches und hält Störungen, die außerhalb des Übertragungsbereiches liegen, von dem Rest des Empfängers fern. Sofern eine übliche Baudgeschwindigkeit von 1000, 1200 oder 1600 gewählt wird, ist sie mit der Trägerfrequenz vergleichbar, so daß weniger als zwei Zyklen je Baud für die Codierung zur Verfügung stehen. Um die Genauigkeit zu vergrößern, mit der Phasenveränderungen festgestellt werden können, wird eine Zwischenfrequenzträgerquelle 16 vorgesehen, um die empfangene Signalträgerwelle in der Frequenz aufwärts zu modulieren, um die Zyklenzahi je Signalintervall zu vergrößern.

In der Praxis ist eine Aufwärtsmodulation um den Faktor von 9 gewählt worden. Wenn daher eine örtliche Zwischenfrequenzwelle der Frequenz J^c = 14,4 kHz eine empfangene Trägerwelle von /_c = 1800 Hz moduliert, dann ergibt sich eine neue Frequenz f_tF = 16,2 kHz in dem IF-Modulator 15. Bei dem Transformationsprozeß wird das Sprachband-Nachrichtensignal wird das Nachrichtensignal in einem oberen und einem unteren Seitenband erzeugt, so daß ein Filter 17 notwendig ist, um das untere Seitenband, im vorliegenden Falle bei 12,6 kHz, zu unterdrücken. Es kann gezeigt werden, daß die Aufwärtsmodulation keine Änderung der relativen Phasenlage zwischen dem benachbarten Basisband und den transformierten Trägerwellen verursacht. Es stehen nun neumal mehr Null-Durchgänge je Baudintervall zur Verfügung, so daß eine Abtastung in der Nähe der Mitte eines jeden Baudintervalls stattfinden kann.

Der digitale Demodulator 19 bestimmt die Phaseaveränderung von Baudintervall zu Baudintervall als parallele mehrstellige Binärzahlen und liefert diese speicherbaren Zahlen an den Entzerrer 13. Die höchststeltigen Bits werden ferner nach einem Graycode codiert und serialisiert, um so das Datenausgangssignal des Demodulators zu bilden. Wenn Übertragungsfehler fehlen, entspricht das serialisierte Ausgangssignal direkt den übertragenen Daten.

F i g. 5 zeigt den digitalen Demodulator mit mehr Einzelheiten, der aus einem Präzisionsoszillator 30, einem UND-Tor 31, einem mehrstufigen Frequenz-

509633/222

teiler 32, einer Taktimpulsquelle 40, einem Übergangsdetektor 39, einem Ringzähler 37 und den Schieberegistern 38 und 44 besteht. Der Präzisionsoszillator 30 erzeugt eine stabile Frequenz, die gleich 2^m-mal iiQ ist, wobei m die Zahl der binären Zählerstufen des Frequenzteilers 32 ist. Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel ist m = 9, 2^m = 512, f_LC = 16,2 kHz, und die Frequenz des Oszillators 30 ist 16,2 kHz mal 512 = 8,2944 MHz. Ein Signal dieser Frequenz, das den Frequenzzähler betätigt, liefert eine Serie von synchronisierten Rechteckwellen, die eine gegenseitige Beziehung von Exponent 2 aufweisen. Die niedrigstfrequente Rechteckwelle ist als Wellenform 50 in F i g. 7 a mit einer Frequenz f_LC dargestellt. Das binäre Auslesen aller Teilerstufen kann als ein treppenförmiges Signal 51, wie es F i g. 7 b zeigt, dargestellt werden, wenn alle Teilerstufen von der negativen Flanke des Ausgangssignals der jeweils vorhergehenden Stufe getriggert wird. Der am weitesten rechts stehende Zählwert stellt das höchststellige Bit (MSB) dar. Da die niedrigste Frequenz in der Zählerkitte die gleiche ist wie die Zwischenfrequenz, wird in Wirklichkeit jeder Zyklus der Zwischenfrequenz in 212 gleiche Teile eingeteilt. Darüber hinaus wechselt in der Hälfte der volle Zählwert MSB sich von »0« auf »1κ, was einer 180°- Phasenveränderung äquivalent ist. An den 90°-Intervallen ändert der zweite MSB seinen Zustand und an den 45^: -Intervallen das dritte MSB seinen Zustand. Daher können die drei höchststelligen Bits in vorteilhafter Weise als ein Maß des Phasenwinkels verwendet werden, und zwar in einem binären Format, das sich auf das Vektordiagramm der beiden Fig. 1 und 2 bezieht. Darüber hinaus können die nächste Stelle des Vorzeichens des Winkelfehlers und die übrigen Bits die Größe des Fehlern darstellen.

Um jedoch die Schaltung nach F i g. 5 als einen Demodulator für phasenmodulierte Signale verwenden zu können, ist die Taktquelle 40 auf konventionelle Weise mit der Baudgeschwindigkeit synchronisiert und steuert den Übergangsdetektor 39, damit dieser einen Teil der Zwischenfrequenzwelle zu der Eingangsleitung 18 überträgt und den Ausgang des Oszillators 30 mit Hilfe des UND-Tores 31 sperrt. Beim ersten Übergang in der empfangenen Welle wird danach ein Abtastimpuls auf der Abtastleitung erzeugt, und es werden die drei höchststelligen Bits über die Leitungen 46 in den Stufen Λ', B' und C" des Binärregisters 38 gespeichert. Der Abtastimpuls stellt nach einer vorgegebenen Zählung des Ringzählers 37 alle Stufen des Teilers 32 mit Hilfe der Rückstell-Leitung 36 auf eine geeignete Zählstellung zu rück, und zwar wegen des Auftretens eines Datenüberganges. Daher wird der Zähler zurückgestellt, um mit dem Null-Durchgang des gegenwärtigen Baudintervalls zu koinzidieren, so daß der Zählwert, der zur Zeit eines Null-Durchganges in dem darauffolgenden Baudintervall festgestellt wird, ein Maß für die Phasenänderung zwischen benachbarten Baudintervallen ist.

F i g. 6 zeigt nun den binären Code für die Phasenänderung ausführlich. Die ßinärzahlen wachsen nach unten in der linken Spalte an, um positive Winkel zu codieren und wachsen in der rechten Spalte aufsteigend weiter an, um negative Winkel zu codieren. Die Lauter-Nullen-Stellung wird der Nullphasenwinkeldifferenz zugeordnet. Wenn vierphasige Daten übertragen werden sollen, dann wird das dritte höchst

ίο

stellige Bit das Fehlervoirzeichen angeben. Im übrigen erläutert sich aber die F i g. 6 selbst.

Die ursprünglichen Daten wurden in einem zyklischen Gray-Code codiert. Die ausgelesenen binären Werte A', B' und C im Register 38, F i g. 5, werden in bekannter Weise in einen zyklischen Code umgewandelt, da jedes Gray-Bit, mit Ausnahme des höchststelligen, die Modul-zwei-Summe der binären Bits der gleichen und nächstniedrigen Ordnung ist.

ίο Die höchststelligen Bits sind in beiden Codes die gleichen. Daher koppeln die Exklusiv-ODER-Tore 41 und 42 die niedrigstelligen Stufen des binären Registers 38 an das Gray-Register 44. Das Tor 42 führt eine Modulo-zwei-Addition bezüglich der A'- und ß'-Bils durch, um das ß-Bit des Gray-Codes zu bilden. In ähnlicher Weise addiert das Tor 41 die Bitsß' und C in Modul-zwei-Form, um das Gray-Bit C zu bilden. Das Gray-Codewort im Register 44 kann dann serial vom Register 44 über die Leitung 21 zu dem Datenverbraucher 22 übertragen werden.

Eine kurze Analyse des phasenmodulierten Datensignals hilft beim Verständnis des Prinzips der Erfindung. Ein einziger Datenimpuls, der als ein phasenumgetastetes Signal übertragen wird, hat die Form

J₀(O = P₀/W cos (ω,/+O₀),

wobei

P_n = Impulsamplitude,
/(O = Impulsformfaktor,

w_c = Träger-Kreisfrequenz und
<9_n = Phasenwinkel, mit dem das Signal codiert wird,

ist.

Durch die trigonometrische Identität, mit der sich der Cosinus der Winkelsumme auf die Differenz zwischen den Produkten von Cosinus und Sinus der einzelnen Winkel bezieht, kann die Gleichung (1) transformiert werden in

-i>₀/(0 sin w_ci, (2)

ist.

Die Tenne a₀ Z(O cos (~)₀ und b_of(t) sin θ_η in Gleichung (2) sind jeweils Komponenten des übertrage-

nen Impulses, die einmal in Phase und einmal 90°- phasenverschoben sind.

Es kann gezeigt werden, daß die Übertragung eines Impulses in der Form der Gleichung (2) über einen Übertragungskanal, dessen Amplitudenbeeinflussung

bezüglich der Frequenz nicht flach ist und dessen Phasenbeeinflussung nicht linear ist, zu einem empfangenen Signal der folgenden Form ist:

wobei	«0 =	P0 cos
und	&.=	P0 sin

VW = P₀R(t)cos[w_t

wobei

R (0 = Umhüllende des empfangenen Signals, Φ(0 = Phasenverschiebung durch den Kanal

und
ö_f = Trägerbezugsphasenlage

ist

Die Gleichung (3) kann weiterhin transformiert

werden, indem trigonometrische Identitäten verwendet werden:

V (0 = K 8 (0 - b₀ h (/)] cos (ω, t + &_c)
[A(06(0]i( )

(4)

g(t) = R(O cos Φ (0
Λ(0 = R(O cos Φ (0

wobei

Die Funktionen g (0 und A (f) in der Gleichung (4) sind Komponenten der Systemreaktion auf den Impuls, die in Phase und 90°-phasenverschoben sind.

Ein zu jedem anderen synchronen Zeitpunkt nT erzeugter Impuls, wobei η jede beliebige positive oder negative ganze Zahl und T das Baud-Intervall ist, kann in einer Form angegeben werden, die den Gleichungen (1) und (2) ähnlich ist:

««(0 = Pni(t-nT)cos(w_ct+e_n)
= a„/(( — nT) cosw_c t
— b_n j{t — nT) sin ω,, f.

(5)

In äquivalenter Weise kann ein isolierter /τ-ter codierter Impuls in einer Form empfangen werden, die (es sei angenommen ω₂ηΤ = 2ηπ) den Gleichungen (3) und (4) ähnlich ist:

V(O = _n(

+ Φ{ί-ηΤ)]

= [a_ng(t-rin-b_Kh(t-nT)]
cos (ω,, t + Q_c) [ \

sin (w_cf+©«.).

(6)

Wenn die Impulse nacheinander zu synchronen Zeitpunkten übertragen werden, dann ist das vollständig empfangene Signal die Summe einer Anzahl von Termen der Form der Gleichung (6). Also ergibt sich

s'(0=

p_nR(t~nT)cos[w_ct+9_n

(_{f c}
- b'(t) sin {a>_ct-l· e_c),

wobei

--«T)-2 6,ft(<-nT)

η = — nt>

Jede der empfangenen Signalkomponenten, die in Phase und 90 -phasenverschoben sind, enthalten Ubersprechelemente der anderen Komponente.

Das empfangene Signal der Gleichung (7) wird dadurch wiedergewonnen, daß zu synchronen Zeitpunkten kT abgetastet wird, wobei k jede beliebige ganze Zahl ist. Die Ergebnisse für die Abtastwerte in Phase und 90°-phasenverschoben sind:

a'{t_o+kT)=

a„g_k._n-

b„h

_k_

oo
ö/iftk-B+ Σ ^bn8k-n- (9)

η *= — oo

Die Zwischensymbolbeeinflussung wird eliminiert, wenn

und

h_k _ „ = 0 für alle Werte von A:.

(10)
(11)

ίο Ein Entzerrer, der so arbeitet, daß er die Gleichungen (10) und (11) befriedigt, wird im wesentlichen die Zwischensymbol-Beeinflussung eliminieren. Wie im Falle des Basisbandes kann die Entzerrung dadurch bewirkt werden, daß zu dem empfangenen und durch die Gleichung (7) repräsentierten Signal Echosignale hinzugefügt werden, die einen Abstand von Vielfachen des Baud-Intervalls T aufweisen. Wie es bei dem Basisband jedoch nicht der Fall ist, müssen die Echosignale sowohl in ihrer Phase wie in ihrer Amplitude gesteuert werden. Die konventionellen Verzögerungsleitungen erzeugen, wenn sie als Bandpaß verwendet werden, Echos mit einer festen Phase, die durch die Phasenverschiebung bestimmt ist, die von dem Übertragungskanal bei der Trägerfrequenz verursacht wird. Im Prinzip ist ein Breitband-Phasentrenner an jeder Anzapfung der Verzögerungsleitung erforderlich, so daß ein variables Widerstandsdämpfungsglied an jedem Phasentrenner-Ausgang sowohl die Phasen und Amplituden der Echos steuern kann. In der Praxis hat sich aber gezeigt, daß ein einziger Phasentrenner ausreicht, wenn er an die kombinierten Ausgänge der Dämpfungsglieder angeschaltet ist, die von den 90°-Phasenverschiebungsfehlern gesteuert werden.

Die Gleichungen (8) und (9) können in anderer Form geschrieben werden, so daß sie die Beeinflussungskomponenten getrennt zeigen:

«„'=«„+ Σ a_kg_nk- 2 b_kh_a

(12)

k Φ η

k ~ — ot

wobei a_n und b_n die übertragenen Signalkomponenten und die Summenterme der Beeinflussungskomponenten sind.

Ein bequemes Maß für Gesamtverzerrung D ist folgendermaßen definiert:

= Σ

^;7Γο

Σ Ι*/!· 0⁴)

Weiterhin können dann, unter der Voraussetzung, daß g₀ mit dem Einheitswert normiert ist und ein Vier-Phasen-System zugrunde liegt, die Gleichungei (12) und (13) so manipuliert werden, daß sich fol gendes ergibt:

< 0,707 D

< 0,707 D.

(15)

ff *■ — 'X

Die Verzerrung D ist ein Maß für die Zwischen symbol-Beeinflussung, die in dem empfangenen Signa auftritt. Die Größe (1 — D) wird daan das Maß de Spielraums gegenüber Störungen. Daher werden di empfangenen Symbole oder Zeichen so lange korrek decodiert, wie die Verzerrung D geringer bleibt al der Einheitswert Das Konzept der Verzerrung D h

13 14

in gleicher Weise anwendbar, sowohl auch Mehr- proportionale Anzapfungseinstellung gemäß dei

phasen- wie auch a-rf Vier-Phasen-Datensysteme. Gleichungen (20) bis (22). Diese Polaritäten um

Die In-Phasen- und 9Q°-phasenverschobenen An- Werte können dazu dienen, die Anzapfungseinstehun

zapfungskoeffizienten seien c„ und d„. Dann sind für gen des Entzerrers, basierend auf der Übertragunj

einen empfangenen Impuls mit den Abtastwerten gj 5 isolierter Prüfimpulse, voreinzustellen.

und hj, abgegriffen am Eingang des Entzerrers, die Eine adaptierende Entzerrung eines Phasenmodu

Abtastwerte g{ und A/ am Ausgang des Entzerrers lations-Datenübertragungssystems kann ebenfalls in

folgende: Rahmen der obigen Gleichungen während des Laufe

ν ν einer Datenübertragung vorgenommen werden, wöbe

gj — 2 ^cn8i-a~ 2 ä-nhj-n (16) 10 nur die inkohärente Information, d.h. die Informa

» =-—ν π = - ν tion, die von dem Signal selbst abgeleitet wird, ohm

ν ν Hilfe von örtlichen Bezugssignalea, verwendet wird

h{ = 2 ^dn8i-n+ ~Σ ^cn^hi-n- O⁷) Bei dem Decodierungsprozeß im Empfänger wer

» = - w « - - jv d_en aufeinanderfolgende Abtastwerte mit der Phasen

Jeder Anzapfungskoeffizient (c„, d„) erscheint in 15 lage Null und einer 90°-Phasenverschiebung des ir

jeder der Gleichungen (16) und (17). den Gleichungen (8) und (9) definierten Typs kor-

Die folgenden Eigenschaften wurden für den Band- reliert, um eine In-Phasen-Funktion

pass-Entzerrer für phasenmodulierte Datensysteme I(kT) = a(kT*a(kT—T)

als inhärent gefunden: _{+ b} fa _b (_kT_ _{T) (23)}

1. Die Verzerrung D ist eine konvexe Funktion der ²⁰ , . _nna , , . „ , .
einstellbaren Anzapfungsverstärkungen C_n und und eine 90°phasenverschobene hunkt.on

d„, d.h., daß nur ein absolutes Minimum exi- O(kT) — b(kT)a(kT—T)

stiert und jede Anzapfungseinstellung unabhängig —a(kT)b(kT~T) '24^Λ

auf dieses Minimum hin konvergiert. ^"^J

2. Wenn die Verzerrung D kleiner als der Einheits- ²⁵

wert ist, d. h., wenn die Spitzenamplitude eines zu iietern.

isolierten empfangenen Impulses die Summen- ^Beim F^eh _Q ^{len v}°ⁿ Verzerrungen und unter der Anwerte seiner voreilenden und nacheilenden Echo- f^hme> ** ^m _A ^den übertragenen Symbolen keine „,._». · _f ,.„__ Amplitudenmodulation auftrat, haben dann die obi-

30 gen Gleichungen folgende Form:

a) kann D dadurch minimiert werden, daß

diejenigen Abtastwerte der Systemimpuls- H^kT) = cos [Θ (kT)- θ (kT-T)]

antwort auf Null gezwungen werden, die ^{= cos Λ} &k (25)

den einstellbaren Anzapfungsverstärkungen

c_n und d_n entsprechen; 35 ß(^kT> = ^s|ⁿ Ι^θ ^⁷")~ ^θ (^kT~ ⁷^

b) ist das Vorzeichen der Differenz zwischen ⁼ sin Je₄. (26)
der tatsächlichen Anzapfungseinstellung (c„,

d„) und die optimale Anzapfungseinstellung Die zulaßbaren Phasenwinkel A Ö_ft sind diskret, (c„', </„') gleich dem Vorzeichen des ent- d. h. in typischer Weise Vieilfache von 22,5 oder 45°. sprechenden empfangenen Abtastwertes, 40 Die Gleichungen (25) und (26) können daher als d. h. Vektoren interpretiert werden. Die tatsächlich emp-C₁TTi (r — r '\ = Sim ρ π RI fangenen Signale sind ebenfalls Vektoren. Ein Fehlerund ^si8^naI zwirne^{11 dem} tatsächlich empfangenen Vektor «ση(rl — rl'\ — ecm λ · Hen ^und dem nächsten zulaßbaren Vektor kann durch sgina„ a_n) sgn«„, U^ _{+5 die Pro}jektion des empfangenen Vektors [/(/tr),

Q(JcT)] auf einen dritten Vektor (— sinzf0_ft,

c) ist der Einstellungsalgorithmus, der zu den cos Λ &_k) dargestellt werden, der zu dem nächsten optimalen Anzapfungseinstellungen konver- zulaßbaren Vektor (cos A €)_k, sin A 0_ft) normal ist. giert, unabhängig von der Anfangseinstel- Das Fehlersignal hat daher folgende Beziehung:
lung, von der angenommen wird, daß der 50

g„-Abtastwert gleich dem Einheitswert ist: E_k = cos(©*-»* _t)Q(kT)

^₀=I-*/, (20) -Λι(β₄-^₁)Z(JKO, (27)

^{A c}i ⁼ i?/> für j ψ 0 (21) wobei k = Index der empfangenen Signale ist.

Adj = — A/für alle/. (22) 55 Das Vorzeichen des Fehlersignals wird dadurch

bestimmt, ob das empfangene Signal dem diskreten

In den Gleichungen (20), (21) und (22) geben die Signal, wie in Fig. 2 dargestellt ist, vor- oder nachgestrichenen Bezeichnungen Ausgangsimpuls-Abtast- eilt.

werte des Entzerrers für eine gegebene Einstellung Durch die Kombination der Gleichungen (25) bis

von Anzapfungszuständen und die Delta-Werte An- 60 (27) kann ein Satz von Korrelationen zwischen dem

derungen an, die bezüglich der Anzapfungseinstellun- Fehlersignal E_k und den Sinus- und Cosinus-Funktio-

gen vorgenommen werden müssen. nen der Differenzwinkel A &_k abgeleitet werden, die

Wenn nur die Polaritäten der Ausgangsabtastwerte zwischen den aufeinanderfolgend abgetasteten Si- gj und A/ zur Verfügung stehen, dann definieren die gnalen beobachtet werden. Daher kann für vorGleichungen (18) und (19) einen Algorithmus für die 65 eilende ( + )-Anzapfungen [es sei erinnert an die Einstellung der Dämpfungsglieder auf geeignete Werte Gleichungen (20) bis (22)] geeignete Einstellung von in diskreten Zuwachsschritten. Die tatsächlichen repräsentativen Anzapfungen c„ und d„ aus folgenden Werte von g/ und A/ liefern jedoch die Basis für eine Beziehungen gewonnen werden:

15 16

g_p = 2E{E_ksin(e_k_₁—e_k_₁_„)} (28) Eingangssignal ein Fehlerpolaritätssignal auf dei

Leitung 34 empfängt, aus einer festen Verzögerungs-

K = ^2£{-£*^cc<;(Ö*-i-0*-i-p)}· (29) einheit82 für die Ausrichtung des Fehlerpolaritätssignals bezüglich der Zeit und der Bezugsanzapfunj

Die Beziehungen für nacheilende (—)-Anzapfun- 5 71C, aus einem Sinus-Cosinus-Wandler 77 für jede

gen sind in ähnlicher Weise die folgenden: Anzapfung, um die jeweiligen In-Phasen- und 90 -

„ _ 2E{E sin(e — θ )\ (30) phasenverschobenen empfangenen Signalabtastungen

"" k-p k)i ) _zu q_uantisieren, aus Schieberegistern 80 für die

h-p ⁼ 2£{Efc cos(0_ft_p— 0_k)}, (31) Speicherung demodulierter Phasenänderungen, die

wobei ¹⁰ den empfangenen Signalen und den Addierschaltun-

_T . , . . , gen 81 für die Zählung nichtbenachbarter Phasen-

_γγ? ⁼ ?λ^Χ,· , ¹^ ^g _n ^U"u *..„- ^{winkel in den} empfangenen Signalen zugeordnet E{ } = der Mittelwert einer Reihe von zufälligen _{sind Dje ankommendei}f phasenJodulierten Daten-Ereignissen ist, die innerhalb der ge- _{si le im übertragenden} |_{and werden auf der Lei}. schweiften Klammern definiert sind. _{15 tl}f_{ng u empfangei}f _{und m dem Eingang einer ersten}

Verzögerungseii:heit70/4 übertragen. Die Fehler-Gemäß Gleichung (28) wird der Beitrag der ersten polaritätssignale aus der sechsten Zelle des Frequenz-Anzapfung, die der Referenzanzapfung des Ent- Zählers 32 in F i g. 5 werden zu der festen Verzögezerics bezüglich der In-Phasen-Signale voreilt, so rungseinheit 82 über die Leitung 34 übertragen. Die eingestellt, daß sie gleich dem mittleren Produkt des 20 Verzögerungseinheit 82 liefert eine Verzögerung, die Fehlersignals E_k und dem Sinus der Differenz des In- das N-fache des Baud-Intervalls T ist, wobei N die Phasen-Winkels zwischen dem zweiten und ersten Zahl der Verzögerungseinheiten zwischen dem Einvorangehenden Phasenwinkel ist. Die übrigen gang der Verzögerungsleitung 70 und der Bezugs-Gleichungen sind von ähnlicher Bedeutung. anzapfung ist. Be? dem in F i g. 8 gewählten Ausfüh-Soweit die Gleichungen (27) bis (29) an jeder An- 25 rungsbeispiel entspricht N dem Wert 3. Das entzerrte zapfung eine analoge Multiplikation erfordern, die Ausgangssignal erscheint dann am Ausgang der Sumrelativ schwer zu realisieren ist, werden bei dem vor- mierschaltung 87 auf der Leitung 14, die ebenfalls in liegenden Ausführungsbeispiel quantisierte Werte für F i g. 4 zu finden ist.

das Fehlersignal und die Sinus- und Cosinus-Aus- Die Operation der Anordnung nach F i g. 8 ist so, drücke verwendet. Eine Quantisierung ist wegen der 30 daß eine Anordnung von zeitdistanten Abtastwerten Konvergenz-Eigenschaften des Entzerrungsalgorith- des empfangenen Signals an den Anzapfungen 71A mus erlaubt. Das Fehlersignal E_k wird daher in zwei bis 71E erscheint. Die Signalabtastwerte an jedem Polaritätsstufen quantisiert, positiv und negativ, wie dieser Anzapfungen werden bearbeitet von einer es im Vectordiagramm der Fig.2 vorgeschlagen ist. ersten Gruppe von Faktoren, die durch die einstell-Die empfangenen Symbole werden andererseits in 35 baren Dämpfungsglieder 73 A bis 73 E realisiert sind, drei Stufen quantisiert: positiv, Null und negativ. um eine zusammengesetzte, normierte Hauptantwort Winkel, deren Sinus oder Cosinus Null ist, werden und entzerrte In-Phase-liegende Echokomponenten mit Null quantisiert, ansonsten wird das tatsächliche auf der Sammelleitung 85 zu bilden. In ähnlicher Vorzeichen benutzt, das von dem Quadranten ab- Weise werden die gleichen Signalabtastwerte von hängt. Mit diesen quantisierten Werten wird die 40 einer zweiten Gruppe von Faktoren bearbeitet, die Multiplikation auf eine Modulo-Zwei-Addition redu- durch die einstellbaren Dämpfungsglieder 72 A bis ziert, die mit Exklusiv-ODER-Toren implementiert 72£ gebildet werden, um entzerrte, zusammenwerden kann. Das Auftreten des Null-Zustandes wird gesetzte, 90 -phasenverschobene Echokomponenten jedoch dazu verwendet, die Exklusiv-ODER-Funk- auf der Sammelleitung 84 zu bilden. Die Signale an tion zu sperren. 45 der Bezugsanzapfung 71C werden direkt zu der Sam-Fig. 8 zeigt das schematische Blockschaltbild melleitung 85 übertragen. Die zusammengesetzten eines Entzerrers mit fünf Anzapfungen gemäß der Signale auf den Sammelleitungen 85 und 84 werden Erfindung im Rahmen eines Phasenmodulations- weiterhin mit einer gegenseitigen 90°-Phasen-Datenübertragungssystems der in F i g. 4 dargestellten beziehung kombiniert, um ein gesamtentzerrtes Band-Art. Fig. 8 implementiert speziell den Block 13, der 5° paß-Signal zu bilden.

in F i g. 4 dargestellt ist. Der in F i g. 8 wiedergege- Die jeweiligen phasengleichen und 90°-phasen-

bene Entzerrer besteht aus tandemverbundenen Ver- verschobenen Steuersignale für die Dämpfungsglieder

zögerungseinheiten 70 mit den dazwischenliegenden 73 und 72 werden in den Korrelatoren 75 und 74 mit

Anzapfungen 71, aus einem gleichphasigen einstell- Hilfe einer Modulo-zwei-Addition der verzögerten

.-·,., baren Dämpfungsglied 73, das jede Anzapfung 71 55 Polaritätssignale auf den Sammelleitungen 76 A und

_in mit einer ersten Summierungssammelleitung 85 ver- 76B abgeleitet, um die quantisierten Sinus- und Co-

,,.^^-. bindet, einem 90'-phasenverschobenen einstellbaren sinus-Komponenten der Phasenwinkeldifferenzen zu

Dämpfungsglied 72, das jede Anzapfung 71 mit Aus- bilden. Die Korrelatoren 74 und 75 enthalten in vor-

!,J₁. nähme der Bezugsanzapfung 71C mit einer zweiten teilhafter Weise Integratoren (die nicht dargestellt

,..,,, Summierungssammelleitung 84 verbindet, aus einem 6° sind), um die Gleichungen (28) bis (31) voll zu im-

,■_o. breitbandigen 90°-Phasenverschieber86 für die Si- plementieren.

,i;₍. ' gnale auf der Sammelleitung84, einem Summierungs- Die Eingänge der Sinus-Cosinus-Wandler 71A bis

;; verstärker oder Summenverstärker 87, der die Signale 77 E werden von den Kabeln 83/1 bis 83E gebildet.

..'.,' auf der Sammelleitung 85 direkt mit den Signalen auf Kabel 83 bestehen aus einer genügend großen Zahl

der Leitung 84, die in dem Schieber 86 um 90° ⁶S von Leitungen, um die zwei oder mehr Zahlen par-

,., phasenverschoben wurden, kombiniert, einem Exklu- alle! zu übertragen, die erforderlich sind, um die

siv-ODER-Tor als Korrelator 74, 75, das jedem Phasenwinkeldifferenzen zu codieren. Die Ausgangs-

Dämpfungsglied 72 und 73 und das als gemeinsames signale des Wandlers 77 erscheinen als quantisierte

Sinus- und Cosinus-Werte der Phasenwinkeldifferenzen auf den jeweiligen Leitungen 79 und 78. Die Sinuskomponenten auf den Leitungen 79 A bis 79 £ werden mit dem Fehlerpolaritätssignal auf der Sammelleitung 765 in den Korrelatoren ISA bis 75£ korreliert, um die In-Phasen-DämpfungsgIieder73/4 bis 73 E zu steuern. Die Cosinus-Komponenten auf den Leitungen 78/4 bis 78£ werden in ähnlicher Weise mit dem Fehlerpolaritätssignal auf der Sammelleitung 76/4 in den Korrelatoren 74 Λ bis 74 E korreliert, um die 90°-phasenverschobenen Dämpfungsglieder 72/4 bis 72 £ zu steuern.

Das Schieberegister 80 besteht aus einer ausreichend hohen Zahl von tandemgeschalteten Zellen, um in den Zellen 80/4 bis 8OF einen binärcodierten benachbarten Phasenwinkel mehr speichern zu können, als Entzerrer-Anzapfungen vorgesehen sind. Die Addierer 81A bis 81E dienen zur Addition der Zahlen, die benachbarte Phasenwinkeldifferenzen darstellen, um nichtbenachbarte Phasenwinkeldifferenzen zu bilden und dadurch zur Implementierung der Gleichungen (28) bis (31) beizutragen. Fig.9 zeigt ein logisches Diagramm, das eine praktische Verwirklichung eines Sinus-Cosinus-Wandlers und einen Ouantisierer darstellt, der für die Implementierung der Blöcke 77 in Fig. 8 verwendet werden kann, bei dem nur ungradzahlige Vielfache von 22,5° beteiligt sind, wie bei den ungradzahligen Anzapfungen, wie beispielsweise 71/4 und 71E. Die erforderliche Information wird von den zwei höchststelligen Bits/T und B' der binärcodierten Phasenwinkeldifferenzen gewonnen. Daher besteht der Wandler in Fig.9 aus einem F.xklusiv-ODER-Tor 92 und den beiden Invertem93/l und 93 B. Die codierten Bits auf den Eingangsleitungen 90 und 91 werden nach Modulozwei in der Torschaltung 92 kombiniert und invertiert, um ein quantisiertes Ausgangssignal auf der Leitung 78 zu bilden. Dieses Ausgangssignal stellt das Vorzeichen des Cosinus der Phasendifferenz .1» dar. Da die 0^c- und 90°-WinkeI nicht als ungradzahlige Vielfache von 22,5° auftreten, ist hier eine Sperrfunktion nicht erforderlich. Eine Betrachtung der binären Phasenwinkeltabelle in F i g. 6 wird dieses bestätigen.

Fig. 10 zeigt ein Logikdiagramm, das eine praktische Ausführungsform eines Sinus-Cosinus-Wandlers und eines Quantisierers zeigt, der für Winkel benutzt werden kann, die gradzahlige Vielfache von 22,5' sind und an den gradzahligen Anzapfungen wie z. B. 71B und 71 D in F i g. 8 erscheinen. Für diese Winkel wird eine Sperrfunktion benötigt, wenn ein (T- oder 90 -Winkel auftritt. Es wird deshalb notwendig, die dritthöchste Bitstelle C in Betrach zu ziehen. Daher besteht die notwendige schaltungs mäßige Realisierung aus einem Exklusiv-ODER-Toi 104, das die Bits A' und B' verarbeitet. Die Anord nung enthält ferner UND-Tore 106, 108, 112 unc 114, die von dem invertierten C'-Bit gesteuert werden. Ferner enthält die Schaltung Inverter 105, 107

110 und 111. Der Cosinus der Phasenwinkeldiffereni wird aus der Modulo-zwei-Addition der A'- und B'· Bits auf den Eingangsleitungen 101 und 102 in denr Exklusiv-ODER-Tor 104 und in dem Inverter 105 gewonnen. Das Auftreten des 90°- oder 270°-Winkels jedoch erfordert, wie F i g. 6 zeigt, wenn B' dem Einheitswert und C Null entspricht, daß die Ausgangssignale gegen tine Übertragung auf die Leitung 78 gesperrt werden. Daher wird das C'-Bit im Inverter 107 invertiert und mit dem S'-Bit in dem UND-Tor 108 kombiniert und nach einer weiteren Invertierung 109 zur Sperrung des UND-Tores 106 verwendet. In ähnlicher Weise wird die Sinus-Quantisierung auf der Leitung 79 gesperrt, wenn die B'- und die C'-Bits Null sind, was Winkeln von 0 und 180^r entspricht, wie Fig.6 zeigt. Die Inverter 107, 110,

111 und 113 und die UND-Tore 112 und 114 dienen in bekanntes Weise, so wie Fig. 10 zeigt, zur Realisierung der Sinus-Sperrfunktion.

Soweit der automatisch adaptierende Entzerrer der F i g. 8 digital arbeitet, ist es vorteilhaft, die Dämpfungsglieder 72 und 73 in F i g. 8 schrittweise einstellbar zu machen, wobei die Größe der Zuwachsschritte so gewählt wird, daß die gewünschte Empfindlichkeit erzielt wird. Als Merkmal der vorliegenden Erfindung ist es jedoch relativ leicht, die Größe der Zuwachsschritte in Abhängigkeit von der Fehlergröße zu variieren. Wie F i g. 5 zeigt, wird die Fehlergröße in den 5'uständen einer geringeren Signifikanz des Frequenzzählers 32 codiert. Daher können die Fehlergrößenbits in binärer Weise gewichtet werden, wie F i g. 11 zeigt, um eine analoge Größe zu bilden, die einer (nicht dargestellten) Schwellwertschaltung zugeführt wird, die dann mehreren Dämpfungsgliedern zugeordnet ist, um einen Bereich von Stufengrößen auszuvrählen, der von der Größe des Fehlers abhängt. In F i g. 11 bestehen die Digital-Analog-Wandler aus einem Summierverstärker 122, der mindestens ein kennzeichnendes Fehlerbit als Eingangssignal auf der Leitung 120 und nacheinander folgende höhere Bits, die mit Hilfe von binären Teilern, wie beispielsweise 121/1 bis 121N, gewichtet wurden, empfängt. Die entsprechende analoge Summenbildung wird von dem Verstärker 122 auf der Ausgangsleitung 123 vorgenommen.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

t; Patentansprüche:

1. Adaptiver Transversalentzerrer mit einer Verzögerungsleitung, die über ihre Länge in gleichmäßigem Abstand angeordnete Anzapfungen aufweist und Datensignale empfängt, mit einer ersten und zweiten Vielzahl von einstellbaren Dämpfungsgliedern, von denen jedes Dämpfungsglied mit einer ihm zugeordneten Anzapfung verbunden ist, und mit einer Kombinationseinrichtung zur Kombination der Ausgangssignale der ersten und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern, gekennzeichnet durch die Kombinationseinrichtung(84 bis 37) zur um 90° phasenverschobenen Kombination der Ausgangssignale der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedern mit den Ausgangssignalen der zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern zur Bildung eines entzerrten Signals, einer Einrichtung (80) zur Speicherung einer Vielzahl von ersten Datensignalen, die Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des ersten Signals darstellen, eine Einrichtung (81) zur Erzeugung einer Vielzahl von zweiten Phasenwinkeländerungen zwischen nicht benachbarten Proben des entzerrten Signals darstellenden Datensignalen unter Verwendung von Paaren der ersten Datensignale aus der Speichereinrichtung, eine Einrichtung (77) zur Umwandlung der ersten und zweiten Datensignale in Sinus- und Cosinussignale, die den Sinus bzw. Cosinus der Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des entzerrten Signals darstellen, und eine Einrichtung (74, 75) zur Korrelierung der jeweiligen Sinus- und Cosinussignale mit einem Fehlersignal, das jede Abweichung von Phasenwinkelä»iderungen zwischen benachbarten Proben des entzerrten Signals gegenüber vorbestimmten Phasenwinkeländerungen darstellt, um Steuersignale zur Einsteilung der ersten und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern zur Verrringerung einer gegebenenfalls vorhandenen Abweichung zu liefern.

2. Adaptiver Transversalentzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kombinationseinrichtung (84 bis 87) eine erste Sammelleitung (84) zur Aufnahme der Ausgangssignale der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedern (72) aufweist, ferner eine zweite Sammelleitung (85) zur Aufnahme der Ausgangsignale der zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern (73) und eine in Reihe mit der ersten oder zweiten Sammelleitung geschalteten breitbandigen Quadratur · Phasenschiebeeinrichtung (86).

3. Adaptiver Transversilentzerrer nach An-■pruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Komfeinationseinrichtung (84 bis 87) eine direkt an die Ausgänge der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedern (72) angeschaltete Sammelleitung (84), eine an jeden Ausgang der zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern (73) angeschaltete Quadratur-Pasenschiebeeinrichtung (86) und eine Einrichtung aufweist, die die Amsgangssiignale der Phasenschiebeeinrichtung an eine Sammelleitung (14) anlegt.

4. Adaptiver Transversalentzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Datensignal ein Digitalsignal ist und die Umwandlungseinrichtung (77) eine Ein richtung (104) zur Modulo-Zwei-Addition dei beiden höchststelligen Bits des zweiten Daten signals zur Bildung eines ersten Steuersignals auf weist, das das algebraische Vorzeichen für der Cosinus des Winkels der Phasenänderung darstellt, ferner eine Einrichtung (108, 109) zui Kombination der Bits der zweiten und dritter Ziffernstelle zwecks Erzeugung eines ersten Sperrsignals, das dem Null-Wert für den Cosinus des Winkels der Phasenänderung äquivalent ist, eine Einrichtung (110) zur Invertierung des höchststelligen Datensignalbits zur Bildung eines zweiten Steuersignals, das das algebraische Vorzeichen für den Sinus des Winkels der Phasenänderung darstellt, und eine zweite Einrichtung (112) zur Kombination der invertierten Bits der zweiten und dritten ZiffernstelJe zur Erzeugung eines zweiten Sperrsignals, das dem Null-Wert für den Sinus des Winkels der Ph äsen änderung entspricht.