DE2255821B2 - Adaptiver Transversalentzerrer - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen adaptiven Transversalentzerrer mit einer Verzögerungsleitung, die über ihre Länge in gleichmäßigen Abstand angeordnete Anzapfungen aufweist und Datensignale empfängt, mit einer ersten und einer zweiten Vielzahl von einstellbaren Dämplfungsgliedern, von denen jedes Dämpfungsglied mit einer ihm zugeordneten Anzapfung verbunden ist, und mit einer Kombinationseinrichtung zur Kombination der Ausgangssignale der ersten und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedem.

Die Entzerrung wird im folgenden definiert als die Kompensation der verzerrten Amplitude und Verzögerungscharakteristik eines Nachrichtenkanals mit Hilfe einer einstellbaren Vorrichtung, mit der die resultierenden zusammengesetzten Kenngrößen bezüglich der Amplitude und einer linearen Phase über ein gewähltes Frequenzband im wesentlichen konstant werden. Die Entzerrung von Nachrichtenkanälen bezüglich einseitiger oder Basisband-AmpIituden-modulierter Signale wurde bereits mit Hilfe von transversalen Zeitbereichsfiltern durchgeführt, wie es z. B. in der US-PS 3292 110 beschrieben ist. Diese Verfahren wurden auf die Entzerrung von zweikanaligen Signalen mit Amplitudenmodulation bezüglich verschobener Phasen einer einzigen Trägerwelle ausgedehnt, wie die US-PS 3 400 332 zeigt. In dieser Patentschrift wurde eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen benutzt, um die Kanalinterferenzen möglichst gering zu halten. Diese bekannten Entzerrer für Kanäle mit Amplitudenmodulation arbeiten so lange zufriedenstellend, als lineare Beziehungen in dem Modulationsprozeß jederzeit aufrechterhalten werden können.

Ein phasenmoduliertes Leitungssignal stellt eine nichtlineare Funktion des modulierten Basisbandsignals dar. Deshalb kann die Entzerrung von phasenmodulierten Basisbandsignalen nicht allein mit Hilfe einer Amplitudensteuerung bewirkt werden. Der zusätzliche Parameter der Phasenlage muß ebenfalls berücksichtigt werden. Eine echte Phasenmodulation unterscheidet sich von bekannten ämplitudenmodulierten phasenverschobenen Kanalsystemen, bei denen

eine gestaffelte Zeitsteuerung zwischen den Kanälen Verringerung einer gegebenenfalls vorhandenen Ab-

ausreichend war, um eine gegenseitige Kanalbeein- weichung zu liefern,

flussung zu vermeiden. Eine Dämpfungsinkremen- Die Erfindung ist also auf eine transversale Filter·

tierung gemäß den unabhängigen Operationen von struktur gerichtet, die eine Verzögerungsleitung mi*

Null-Pegel-Zeitabschnitten bezüglich der deroodu- 5 mehreren Anzapfungen aufweist, die entlang ihrer

lierten Ausgaagssignale der jeweiligen phasenyer- Längsausdehnung einen gleichen Abstand vonein«

schobenen Kanäle war möglich. Wegen der nichtline- ander besitzen. Ferner sind vorgesehen ein Paar von

aren Beziehung zwischen den demodulierten Daten einstellbaren Dämpfungsgliedern an jeder Anzapfung

und der Trägerphase bei achtphasenmodulierten Sy- der Verzögerungsleitung, eine Kombinationsschal-

stemen jedoch ist eine direkte Beziehung zwischen in tung für die Signale, die von jeder der beiden Dämp-

der Polarität der demodulierten Daten und der fungsgliedergruppen stammen und eine 90°-Breit-

Kanalverzerrung gegeben. bandphasenverschiebungsemrichtung, die die Signale

Es ist bereits eine Anordnung vorgeschlagen der einen Dämpfungsgliedergruppe von den übrigen

worden (DT-PS 2 143 615), die zwei Gruppen von trennt.

einstellbaren Dämpfungsgliedern, Steuerschaltungen 15 Die Signale, die den Entzerrer durchlaufen, sind und eine Kombinationsschaltung enthält. Diese An- Bandpaßleitungssignale, bei denen die übertragenen Ordnung soll geignet sein, phasendifferenzmodulierte Daten in der Phase der Trägerwelle entweder ko-Datensignale ohne Zusatz eines frequenz- und härent oder differentiell codiert sind. Eine im wesentphasenrichtigen Trägers auf der Trägerfrequenzseite liehen konstante Anlage wird während jedes Signalzu entzerren. Ferner ist in der DT-OS 2 020 805 ein *o Intervalls aufrechterhalten. Die Einstellung der entEntzerrer zur Entzerrung phasenmodulierter Daten- sprechenden Dämpfungsglieder vrrd gemäß einem signale in Vorschlag gebracht worden, der unter Nullerzwingungs-Aügorithmus über ;as Medium von anderem eine Verzögerungsleitung aufweist und so Steuersignalen bewirkt, die von den tptsächlich geausgebildet ist, daß er bei einer möglichst geringen messenen Phasenveränderungen zwischen den beAnzahl von Verzögerungsgliedern für die Entzerrung »5 nachbarten und auch nichtbenachbarten synchron abvon quadratur- als auch von phasenmodulierten getasteten empfangenen Signalen abgeleitet werden. Datensignalen geeignet ist. Der möglichst gering zu haltende Fehler wird als die

Aus der US-PS 3 617 948 ist ein adaptiver Trans- vorzeichenbehaftete Differenz zwischen der tatsächversalentzerrer bekannt mit einer Verzögerungslei- liehen Veränderung des Phasenwinkels zwischen betung, einer ersten und einer zweiten Vielzahl von 3° nachbarten Abtastwerten und der nächsten diskreten einstellbaren Dämpfungsgliedern sowie einer Korn- zugelassenen Änderung selektiert. Dieser Fehler ist binationseinrichtung zur Kombination der Ausgangs- seinerseits mit dem Sinus und Cosinus der Phasensignale der ersten und zweiten Vielzahl von Dämp- winkeldifferenz korreliert, die zu jedem Abtastzeitfungsgliedern. Damit soll erreicht werden, ein kon- punkt nicht nur zwischen benachbarten Signalinterventionelles Filter und einen Transversalentzerrer in 35 vallen, sondern auch zwischen nicht benachbarten Sider gleichen Anordnung zu verwirklichen. gnahntervallen gemessen werden, um jeweils phasen-

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein gleiche und um 90° verschobene Steuersignale für

transversales Filter an die Entzerrer von phasen- die Dämpfungsglieder an den Anzapfungen zu bilden,

modulierten Datenübertragungssystemen anzupassen Um aber Phasenwinkeldifferenzen zwischen nichtbe-

und gleichzeitig adaptiv von den Phasenunterschieden 40 nachbarten Abtastungen zu gewinnen und um sowohl

zu steuern, die zwischen aufeinanderfolgenden die voreilende wie auch nacheilende Verzerrung be-

phasenmodulierten Datensignalen bestehen züglich eines gegebenen Abtastzeitpunktes zu steu-

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst era, ist es notwendig, eine Anzahl von aufeinanderdurch eine Kombinationseinrichtung zur um 90° folgend gemessenen Phasenänderungen zu speichern phasenverschobenen Kombination der Ausgangs- 45 und eine bestimmte vergangene Phasjnänderung als signale der ersten Vielzahl von Dätnpfungsgliedern Zeitbezugspunkt zu wählen, wer als relativ für solche mit den Ausgangssignalen der zweiten Vielzahl von verzerrte Signalelemente dient, die als voreilend oder Dämpfungsgliedern zur Bildung eines entzerrten Si- nacheilend betrachtet werden,
gnals, eine Einrichtung zur Speicherung einer Viel- Obwohl die Erfindung als analoge Schaltung imzahl von ersten Datensij>nalen, die Phasenwinkel- 50 plementiert werden kann, wird eine digitale Realisieänderungen zwischen benachbarten Proben des rung bevorzugt, da sie präziser und flexibler bezügersten Signal" darstellen, eine Einrichung zur Erzeu- Hch der Baud-Geschwindigkeit und der Zahl der zugung einer Vielzahl von zweiten, Phasenwinkelände- lässigen Phasenverändeiungen ist. Daher verwendet rungen zwischen nicht benachbarten Proben des ent- das Ausführungsbeispiel einen digitalen Demodulazerrten Signals datstellenden Datensignalen unter 55 tor, einen Aufwärismodulator, um die Zahl der Null-Verwendung von Paaren der ersten Datensignale aus durchginge je Signalintervall zu vei vielfachen und der Speichereinrichtung, eine Einrichtung zur Um- um die Phasenwinkeländerungen und -differenzen Wandlung der ersten und zweiten Datensignale in an Stelle in analoge Werte in Multibit-Zahlen zu deSinus- und Cosinussignale, die den Sinus bzw. Co- modulieren. Auf diese Weise wird jedes Signal- oder sinus der Phasenwinkeländerungen zwischen benach- βο Baud-Intervall mit einem Nulldurchgang versehen, barten Proben des entzerrten Signals darstellen, und der sich in der Nähe seiner Mitte befindet, an Stelle eine Einrichtung zur Korrelierung der jeweiligen eines einzigen NuÜdUrchgangs im Basishandbereich Sinus- und Coslnussignale mit einem Fehlersignal, über dem gesamten Baudintervall. Ferner werde« das jede Abweichung von Phasenwinkeländerungen mögliche 360°-Phasenveränderungen in Hunderte zwischen benachbarten Proben des entzerrten Signals «5 von digitalen Zahle?, unterteilt, so daß Phasenändegegenüber vorbestimmten Phasenwinkeländerungen rungen und ihre Abweichung von zugelassenen Verdarstellt, um Steuersignal« zur Einstellung der ersten änderungen höchst genau identifiziert und in speicher- und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern zur barer Form codiert werden können.

Wenn eine Phasenänderung in der Form eines digitalen Wortes decodiert wird, dann ergeben die hocftstelligen Zahlerlpositionen oder Bits automatisch den zugelassenen Winkel selbst, ein anderes Bit enthalt codiert die Fehlerrichtung der Abweichung des gemessenen Winkels von dem zugelassenen, und die Übrigen Biu geben die FehlergföBe an, Darüber hin» aus ergeben relativ bekannt« logische Manipulationen der höchststelligen Bits eine Öuäfflisierong der Sinus* und Cosinusfunktiötien der Phasenwinkeläiidefuflgen und "dlffwenzen, Die Verfügbarkeit der Fehlergrößenbit» gestatten eine flexiblere Steuerung der DBmp» fungsglieder an den Anzapfengen durch eine Proportionaliskrung der Zuwachse der Dlmpfungsgliederelnstellung bezüglich der Oröße des Fehlen.

Es ist daher ein Vorteil der Erfindung, daß ein flichtlineare» Modulationssystem auf der Bandpaßebene entterrt wird, bevor eine Demodulation der Nathrichtendaten von der Steuerinfortnation in dem Dernodulationsprazeß durchgeführt wird.

Ein anderer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Entzerrersteuerinformaüon in einem Datenübertragungssystem mit Phasenmodulation aus einer differentiellen Phasenmessung allein gewonnen wird, ohne daß es notwendig ist, eine Demodulationsträger-Welle aus den abertragenen Pilottönen zu erzeugen.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist darin zu sehen, daß nur die Polarität des Fehlen für die Entzerrung eines nichtlinearen DatenUbertragungssystems mit Phasenmodulation notwendig ist.

Schließlich ist es vorteilhaft, daß bei der Erfindung ebenfalls die Größe des Fehlen für jede proportionale oder verschobene Steuerung der Dämpfungsgliedereinstellung verfügbar gemacht wird.

Im folgenden wird ein Ausfühningsbeispiel der Erfindung näher beschrieben, es zeigt

Fig. 1 eine Phasenvektordantellung der Signalcodierung, die in einem vierphasigen differentiell codierten Datenübertragungssystem mit Phasenmodulation verwendet wird,

Fig. 2 eine Phasenvektordantellung der Signalcodiening, die in einem achtphasigen differentiell codierten Datenübertragungssystem mit Phasenmodulation verwendet wird,

F i g. 3 das Diagramm eines Liniensignals für die Zeitsteuerung für die Erläuterung des Prinzips der Erfindung,

F i g. 4 das Blockdiagramm eines Empfängen für ein differentiell phasenmoduliertes Datenöbertragt einschließlich eines Entzerren gemäB der Erfindung,

Fig. S ea Bteea etea digitalen De-

Fig. 9 eine Logikdarstellung einer Rechenschaltung zu Näherung von Sinus* und Cosinusfunktionen des digitalen codierten Phi»enwittkds, die ungerade Vielfache von 22,5 elektrischen Graben öBtspreehefl,

s Fig. 10 eine Logikdarsu (llung eitler Recherisefialtung zur Näherung vdfl Sinus» und, CösinutfurikuO« nen von digitalcodiertett Phasenwinkel, die ganzzahüge Vielfache von 22,5 elektrischen Graden darstellen,

to Fig, 11 das Blocksöhaliibild eine? Schaltung tat Gewinnung der absoluten Größe düs differentieilen Phasenfehlen für die Verwundung bei der proportionalen Steuerung der eine Wichtwng bewirkenden Dämpfungsglieder des Entzerren

IS Bei der folgenden Erläuterung wird auf das Buch »Data Transmisston« von W. R. Bennett und J. R. De ve y, Kapitel 10 (McGraw-Hill Book Company, 1965) bezüglich der Einzelheiten der differen-(fellen Codierung von sei teilen binären Daten in

*· 2 Bitpaaren auf vier Phasen und auf drei Bit Dreiergruppen in acht Phasen (Fig. 10-2, S. 202) einer Trägerwelle fester Frequenz hingewiesen. Vierphasenmodulierte seriale Datenbits, die übertragen werden sollen, werden paarweise in Zweterbitgnippen zu-

*S sammengefaßt, und es werden über geeignete togische Schaltungen diskrete Phaienveränderungen in der Trägerwelle erzeugt, und twar in ungeraden Vielfachen von 45 elektrischen Grades gemäß dem in Flg. 1 dargestellten Schema. Die existierende Phase

3<J wird als Differenzphase in jedem Falle verwendet. Die Zweierbrts 00 und IC werden jeweils als plus und minus 45° codiert, wHtrend die Zweierbits 01 und 11 als plus und minus 135° codiert werden. Eine Phasenveränderung tritt für jedes Signal- oder Baud interval] ein, was die Rückgewinnung der Zeitlage vereinfacht. Wegen der diffnrentiellen Codierung sind Fehler nicht kumulativ, so daß auch keine Pilottöne übertragen werden müssen, um die Demodulation zu ermöglichen. Die gewählte Codierung ist so, daß das

4» erste oder /4-Bit eines Zwrierbits dadurch demoduliert wird, daß festgestellt wird, ob die letzte Phasenveränderung bezüglich der vorhergehenden Phasenlage vor- oder nacheilt und das zweite oder B-Bit des Zweierbits dadurch demodidiert wird, daß festgestellt wird, ob die letzte Phasemeränderung bezüglich der 90°-PhasenvcrschieDung drr vorhergehenden Phase vor- oder nacheilt

Es ist verständlich, da£ die Codierung auch so vorgenommen werden kann, daß die zulaßbaren

Se Phasenwinkel Vielfache vor 90° sind. In die"» Falle würden keine Phasenändcnmgen für die Wiederholung eine Cwfamttrihmfl, auftretea.

SS 9BBf IUUIUBB fit.

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aea gMdteu Quau*ßiitiQ a^eit tSoA und das dStfttt

C-BIt lediglich zu dem Vierphasencode addiert wird. Es ist offensichtlich, daß dieses Schema über mehrere Stufen erweitert werden kann, d. h., auf mehrere Bits je Phasenänderurtg erweitert werden kann. Bei der dargestellten achfphasigeti Codierung sind die A* und s fl'Blts bezüglich tief tfüllphäseti und 90^b-Phasenlagenachsen in der gleichen Weise decodiert, wie bei der vlerphasigen Codierung. Das C-BU ist von dem Plus' und Minus-45°-Be2!ugspunkt ableitbar, der bezüglich der vorhergehenden Phase bestimmt ist.

Fig, 2 zeigt Wiäkefi daß die Addition eines weiteren Bits zu der /iflOMüstercodiefung der zulaßbaren Phasenveränderungen dazu verwendet werden kann, die Fehlerrichtung anzugeben. Es sei beispielsweise eine tatsächlich beobachtete Phasenlage von

— 5(T betrachtet, wie sie im vierten Quadrant durch den als gestrichelte Linie dargestellten Vektor angegeben ist. Dieser empfangene Vektor (unter Berücksichtigung der konventionellen Vektordrehung gegen den Uhrzeigersinn) eilt dem dichtesten zulaßbaren ta Vektor 101 mit - 67,5 vor, und es kann ihm eine Fehlerrichtung von »Ic zugeteilt werden. In ähnlicher Weise kann daher einem beobachtetem Vektor

— 125° im dritten Quadranten, der dem nächsten zulaßbaren Vektor Ul, codiert als - 112,5°, nacheilt, mit einer Fehlerrichtung von »0« angegeben werden. Dieses Schema wird bei der Ausführung der Erfindung verwendet.

Es kann ferner festgestellt werden, daß das Fortschreiten gegen den Uhrzeigersinn der codierten Bits sich in Übereinstimmung mit dem zyklischen Graycode befindet, bei dem nur eine Bitänderung zwischen aufeinanderfolgenden Codierungen existiert. Diese Auswahl ist bekannt, um damit Entscheidungsfehler zu reduzieren und um ferner die Decodierung auf aufeinanderfolgende Abschnittsteilung- und Falteoperationen zu reduzieren.

F i g. 3 zeigt ein Lintendiagramm von Zeitsteuersignalen, die sich über sieben aufeinanderfolgende Baudintervalle erstrecken. Für die Dauer jedes derartigen Intervalls wird der absolute Phasenwinkel der Trägerwelle so konstant wie möglich gehalten. Zwischen den Baudintervallen wird die Phase um einen der zulaßbaren diskreten Beträge verändert. Für die Darstellung des Mittenintervalls, bei dem die Trägerphase θ_η übertragen wird, wird angenommen, daß es zur gegenwärtigen Zeit auftritt. Links davon liegt dann die vergangene Zeit mit den Phasenwinkeln Θ, ., S_{n t} und ©„.-. Rechts davon liegt die zukünftige Zeit mit den Phasenwinkeln θ_η.,, θ_Β4ί und so S_n. j. Die gegenwärtigen Phasenveränderungen, mit denen die gegenwärtige Signalgruppe codiert wird, zu gewinnen, wie im folgenden noch ausführlich erläutert wird. So wird beispielsweise die nichtbunach* harte Phasendifferenz ö_h - S_n., durch die Ad" dition der Phasenänderungen (Θ_Λ— ©„_,) tlnd,(e_ÄI, ~ ©„_₂) gewonnen.

F i g. 4 zeigt nun das Blockschaltbild eines Empfängers füf eine mehrphasige Datenübertragung, έίη^ schließlich eines automatischen Entzerrers gemäß* der Erfindung. Mehrphasigkeit wird hier verstände« als ein System mit mehr als zwei Phasen.

Der Empfänger nach f ig,4 besteht aus einem Empfangsfilter 11, einem automatischen Entzerrer 13, einer Zwischenfrequenzträgerquelle 16, einem Zwischenfrequenzmodulator 15, einem Zwischenfre· quenzfilter 17, einem digitalen Demodulator 19 und einem Datenverbraucher 22. Eine Rückkoppelverbindung 20 existiert zwischen dem Demodulator 19 und dem Entzerrer 13. Das auf der Eingangsleitung 10 empfangene Signal entspricht dem bereits im Zusammenhang mit den Fig. 1, 2 und 3 erläuterten Typ. Die zu modulierende Trägerwelle besitzt eine für Telefon-Sprachbandübertragung typische Frequenz von 1800Hz. Diese Frequenz liegt in der Nähe des Punktes für eine minimale Laufzeitverzerrung. Das Empfangsfllter 11 dient zur Definition des Signaldurchlaßbereiches und hält Störungen, die außerhalb des Ubertragungsbereiches liegen, von dem Rest des Empfängers fern. Sofern eine übliche Bandgeschwindigkeit von 1000, 1200 oder 1600 gewählt wird, ist sie mit der Trägerfrequenz vergleichbar, so daß weniger als zwei Zyklen je Baud für die Codierung zur Verfügung stehen. Um die Genauigkeit zu vergrößern, mit der Phasenveränderungen festgestellt werden können, wird eine Zwischenfrequenzträgerquelle 16 vorgesehen, um die empfangene Signalträgerwelle in der Frequenz aufwärts zu modulieren, um die Zyklenzahl je Signalintervall zu vergrößern.

In der Praxis ist eine Aufwärtsmodulation um den Faktor von 9 gewählt worden. Wenn daher eine örtliche Zwischenfrequenzwelle der Frequenz /_/( ~ 14,4 kHz eine empfangene Trägerwelle von /_c == 1800Hz moduliert, dann ergibt sich eine neue Frequenz f,_F = 16,2 kHz in dem IF-Modulator 15. Bei dem Transformationsprozeß wird das Sprachband-Nachrichtensignal wird das Nachrichtensignal in einem oberen und einem unteren Seitenband erzeugt, so daß ein Filter 17 notwendig ist, um das untere Seitenband, im vorliegenden Falle bei 12,6 kHz, zu unterdrücken. Es kann gezeigt werden, daß die Aufwärtsmodulation keine Änderung der relativen Phasenlage zwischen dem benachbarten Basisband und den transformierten Trägerwellen ver-

gesteift Andere Sfgraägflrßjxsff werfen ja Srräicaer ft BawBntervaS zur
Weise von benach&arteä PnaseoämJenmgeo deatodu- 55 tastung in der Nähe der Äfitte
Bert, wie beispielweise a« #_β.,~β^._β and β_βΜ vafls stattfinden kam
-B_n. Benachbarte Phasenänderangen sind durch Der digitale Detaodofatter If bestimmt die Pease» Bindeklammern dargestelt, die benachbarte Baud- veränderung von Baodietervafl ztt BaudtntervaO afc intervaSe unterhalb des Diagramms verbinden. Ober paraBete mehrstefltge Bjnasa&lea nad fietsrt diese dem Zehdiagramta iien zwei znsät2Sc!ie Paare 6» speicren Zahfea in dea Bnfzerrer ti. tfk voa BfadeklaanaefB, die die PhasendinetE«zea zwl· höcflststelflgen BHs werden ferner aach etneni Giaysehen der gärtien fba» Φ_Μ and nicfet benach- Code codiert und seriaHsiert, Uta se da» Oateaeira» ~- - — PnasendÜsenzen g des Demodofa^ts ze ^Meo. Wem Ober-

Fig.5 2

Einzelheiten, der aas einen*

g FeMeräigiial TCrw
füx <fie Bimtelhmg der Pimp-

det, mn Steuer _w _

er an am Anzapfangea in dem Entzerrer einem UND-Tor 3i, ein«B meagtCangat es;

5B2

l·

Ieiler32, einer Taktimpulsquelle 40, einem Über-■angsdetektor 39, einem Ringzähler 37 und den ichieberegistern 38 und 44 besteht. Der Präzisionsoszillator 30 erzeugt eine stabile Frequenz, die gleich 2^m-mal f_LC ist, wobei m die Zahl der binären Zähler* rtuferi des Frequenzteilers 32 ist. Bei dem gewählten Aüsführüngsbtiispiel ist hl *= 9, l^m = 512» f_ic *== 16,2 kHz, und die Frequenz des Oszillators 30 ist 16,2 kHz rnftl BtI =* 8,2944 M£b. Bin Signal dieser Frequenz, das den Frequenzzähler betätigt, liefert «ine Serie von synchronisierten Rechteckwellen, die «ine gegenseitige Beziehung von Exponent 2 atifweiien. Die niedrigstfrequente Rechteckwelle ist als Wellenform50 in Fig. 7a mit einer Frequenz f_LC dargestellt. Das binäre Auslesen aller Teilerstufen kann als ein treppenförmiges Signal 51, wie es Fig. 7b zeigt, dargestellt werden, wenn alle Teileritufen von der negativen Flanke des Ausgangssignals der jeweils vorhergehenden Stufe getriggert wird. Der Im weitesten rechts stehende Zählwert stellt das nöchststellige Bit (MSB) dar. Da die niedrigste Frequenz in der Zählerkette die gleiche ist wie die Zwifchenfrequenz, wird in Wirklichkeit jeder Zyklus der Zwischenfrequenz in 212 gleiche Teile eingeteilt. Darüber hinaus wechselt in der Hälfte der volle Zahl-Wert MSB sich von »0« auf »1«, was einer 180°- Phasenveränderung äquivalent ist. An den 90°-Inter-Vallen ändert der zweite MSB seinen Zustand und an den 45°-Intervallen das dritte MSB seinen Zustand. Daher können die drei höchststelligen Bits in vorteilhafter Weise als ein MaB des Phasenwinkels verwendet werden, und zwar in einem binären Format, das iich auf das Vektordiagramm der beiden Fig. 1 und 2 bezieht. Darüber hinaus können die nächste Stelle des Vorzeichens des Winkelfehlers und die übrigen Bits die Größe des Fehlers darstellen.

Um jedoch die Schaltung nach F i g. 5 als einen Demodulator für phasenmodulierte Signale verwenden zu können, ist die Taktquelle 40 auf konventionelle Weise mit der Baudgeschwindigkeit synchronisiert und steuert den Übergangsdetektor 39, damit dieser einen Teil der Zwischenfrequenzwelle zu der Eingangsleitung 18 überträgt und den Ausgang des Oszillators 30 mit Hilfe des UND-Tores31 sperrt. Beim ersten Übergang in der empfangenen Welle wird danach ein Abtastimpuls auf der Abtastleitung erzeugt, und es werden die drei höchststelligen Bits fiber die Leitungen 46 in den Stufen/1', B' und C des Binärregisters 38 gespeichert. Der Abtastimpuls stellt nach einer vorgegebenen Zählung des Ringzählers 37 alle Stufen des Teilen 32 mit Hilfe der Rückstell-Leitung 36 auf eine geeignete Zählstellung zu-UBd zwar wegen #es Anfeeteos eines Dates- stellige Bit das Fehlervorzeichen angeben, tffi übrigen erläutert sich aber die F i g. 6 selbst,

Die ufsptünglichen Daten wurden in einem zyklischen Gfäy-Code codiert. Die ausgelesenen binä-

ren Werte A', B' und C ta Register 38, F i g, 5, werden in bekannter Weise in einen zyklischen Cödö umgewandelt, da jedes Gray-Blt, mit Ausnahme des höchststelligen, die Mödul-zwei-Suninie der binären Bits der gleichen und nächstniedrigen Ordnung ist,

ίο Die höchststelligen Bits sind iff beiden Codes die gleichen. Daher koppln die- lxklüⁱsiV"ÖDßR-'Töre4i und 42 die niedfigstelligeit Stufen des binären Registers 38 an das Gray-Register 44. Das Tor 42 führt eine Modulo-zwei-Addition bezüglich der A'- und

ß'-Bits durch, um das B-BH des Gray-Codes zu bilden. In ähnlicherweise addiert das Tor 41 die Bits B' und C" in Modul-zwei-Form, um das Gray-Bit C zu bilden. Das Gray-Codewort im Register 44 kanu dann serial vom Register 44 über die Leitung 21 zn dem

*« Datenverbraucher 22 übertragen werden.

Eine kurze Analyse des phasenmodulierten Datensignals hilft beim Verständnis des Prinzip der Erfindung. Ein einziger Datenimpuls, der als ein pha-Senumgetastetes Signal übertragen wird, hat die Form

wobei

p. = Impulsamplitude, /(O = Impulsformfaktor, ω₍ = Träger-Kreisfrequenz und f?„ = Phasenwinkel, mit dem das Signal codiert wird,

ist.

40 Durch die trigonometrische Identität, mit der sich der Cosinus der Winkelsumme auf die Differenz zwischen den Produkten von Cosinus und Sinus der einzelnen Winkel bezieht, kann die Gleichung (1) transformiert werden in

wobei und

(') = ^flo / (0 cos w_f / - 6₀ / f/. sin m_ct, (2) o₀ = p₀ cos O₀ b₀ = p₀ sin θ₀

ist.

Die Terme O₀/(O cos β, und b_gf(t) sin O₀ in Gleichung (2) sind jeweils Komponenten des übertragest) nen Impulses, die einmal in Phase und einmal 90°- phasenverschoben sind.

Es kann gezeigt werden, daß die Übertragung eines impulses fa der Fora der Gte§dmng(2) Sfcer etaec

ttffi mit dem Naß-Ehtfcsgang des gegenwärtigen S5 bezüglich der Frequenz nfcht Ösen ist and dessen

BandnMervaiis zn koinzkBereö, so daß der Zahlwert, der zur Zeit eines PfnH-DnreBganges in dem darauffolgenden BandintervaB festgestellt wird, ein MaB für die Phasenindernng wich benachbarten Baudiatervaöes ist. &>

Fig. 6zeigt mmden binäreöCodefördie PhasenindefHög atisfSitrfich. Die Binärzahfen wachsen nach enten in der Baken Spate an, ma positive Winkel zn codieren and wachsen in der rechten Spalte aufsteigend weiter an, um negative Winkel ze codieren. Dtc ■-Nnßee-Stennng wird der Nn%#iaseBwinkelrdnet Wette vierpfaa^ge Daten über-

q sea

PbasenbeemftessuBg rdc&i liaem· ist, za eiaeia empfangenen StgeaJ der folgendeo Form ist:

VW

(O Φ(0

Utniräöende des empfaageaen Signals, PbasenverscMetmag dareh den Kanal

Ti^erbessigspaasealage

ist.

soffen, äaam wird am dritte höchst- Die Gleichung (3) fcaon weiterlüfi

583

werden, indem trigonometrische Identitäten verwendel werden:

ä„h_k__n+

b_ngk-n- (9)

V (0 = K f (0 -

cos (ω, t+0_e)

(4)

= Ä(0 cos

= R (t)cos Φ (t)

Die Funktionen g(0 und A(O in der Gleichung (4) sind Komponenten der Systemreaktion auf den Impuls, die in Phase und 90°-phasenverschoben sind.

Bin zu jedem anderen synchronen Zeitpunkt nT erzeugter ImpuJs, wobei η jede beliebige positive oder negative ganze Zahl und T das Baud-Intervall ist, kann in einer Form angegeben werden, die den Gleichungen (1) und (2) ähnlich ist:

(0 «- P„f{t-nT) cos (ω, t + θ_η) = a„f(t-nT) costOf/ —b„f(t-nT) sin o)_et.

(5)

Die Zwischensymbolbeeinflussung wird eliminiert, wenn

und

Ä.„=.O für k^ti (10)

h_h._n = 0 für alle Werte Von k. (II)

IO ασ

In äquivalenter Weise kann ein isolierter n-ter co- as dierter Impuls in einer Form empfangen werden, die (es sei angenommen w₂«7~ = Inn) den Gleichungen (3) und (4) ähnlich ist:

S_n'(O=⁵ P„R(t-nT) cos [io_c i + Θ, + Θ«

+ Φ(ι-ηΤ)]

= ia_ug{t-nT)-b„h{t-nT)\

COS («Ο, I

35

(6)

Wenn die Impulse nacheinander zu synchronen Zeitpunkten übertragen werden, dann ist das voll·* ständig empfangene Signal die Summe einer Anzahl von Termen der Form der Gleichung (6). Also ergibt sich

Ein Entzerrer* der so arbeitet, daß sr die Gleichungen (10) und (11) befriedigt, wird im wesemlichen die Zwischensyntbol-Beeinflussung eliminieren. Wie im Falle des Basisbandes kann die Entzerrung dadurch bewirkt werden, daß zu dem empfangenen und durch die Gleichung (7) repräsentierten Signal Echosignale hinzugefügt werden, die einen Abstand von Vielfachen des Baud-Interval Is T aufweisen. Wie es bei dem Basisband jedoch nicht der Fall ist, müssen die Echosignale sowohl in ihrer Phase wie in ihrer Amplitude gesteuert werden. Die konventionellen Verzögerungsleitungen erzeugen, wenn sie als Bandpaß verwendet werden, Echos mit einer festen Phase, die durch die Phasenverschiebung bestimmt ist, die von dem Übertragungskanal bei der Trägerfrequenz verursacht wird. Im Prinzip ist ein Breitband-Phasentrenner an jeder Anzapfung der Verzögerungsleitung erforderlich, so daß ein variables Widerstandsdämpfungsglied an jedem Phasentrenner-Ausgang sowohl die Phasen und Amplituden der Echos steuern kann. In der Praxis hat sich aber gezeigt, daß ein einziger Phasentrenner ausreicht, Wenn er an die kombinierten Ausgänge der Dämpfungsglieder angeschattet ist, die von den 90°-Phasenverschiebungsfehlern gesteuert werden.

Die Gleichungen (8) und (9) können in anderer Form geschrieben werden, so daß sie die Beeinflussungskomponenten getrennt zeigen:

k - -oc

10

= Σ p„R(t-nT)cos[m_et+e_n
" +e(t-nT)+e_c]

„' = *„+

(¹³)

()(_ee b'(t)sin(o)_et+ e_f),

* - - cc

wobei a„ und b_n die übertragenen Signalkomponenten und die Summenterme der Beeinflus,.ingskom- ponenten sind.

Ein bequemes Maß für Gesamtverzerrung D ist folgendermaßen definiert:

^{so 0}^?.¹*¹"¹",?.¹*¹¹- ⁽¹⁴⁾

b_agiß-nT)

Jede der empfangenen Sigaalkomponenten, die hi Phase und 9O°-phaseöverscnoben äaa, enthalten Ü&ersprecheleraetrte der anderes K.

Weiterhin kötmea dass, letter der Voraussetzte]

a, imt des Vier-Pliasen-Systeai

(13) so mampaJiert wenfeR, daß sich

dtrrcfa wiedgeoBB, daß m symsfa tea kT äbgifßistet wferä, wobei h d Zahl isl g

Qnd9e°-pbaseHverseIiobettsiBHä:

- J ^a._s- 2

Zeilpuük- Die Verzerrung Z> ist eta MaS Bk blSiS di i dea

60

in Phase anftritt EHe GrOBe(I-O) wird dafia

6s gegeaibet a. Oähst vmtägft empfangenen SytotiSfo oder Zei£iieft 5&ia

wie

der Eßheitsweit. Das Κθιε^Λ def V

13 14

in gleicher Weise anwendbar, sowohl auch Mehr* proportionale Anzapfungseinstellung gemäß dei

phasen- wie auch auf Vier-Pbasen-Datensysteme, Gleichungen (2Q) bis (22). Diese Polaritäten um

Die In*Pbasen<- und 90^Q-phasenverschobenen An- Werte können dazu dienen, die Anzapfungseinstellun

zapfungskoefftzienten seien c„ und d„. Dann sind für gen des Entzerrers, basierend auf der Übertraguni

einen empfangenen Impuls mit den Abtastwenen g/ S isolierter Prüfimpulse, voranzustellen.

und H₁, abgegriffen am Eingang des Entzerrers, die Eine adaptierende Entzerrung eines Phasenmodu

Abtastwerte g{ und Λ/ am Ausgang des Entzerrers lations-Datenübertragungssystems kann ebenfalls in

folgende: Rahmen der obigen Gleichunfsn während des Laufe

n ν einer Datenübertragung vorgenommen werden, wöbe

g{ — 2 ^cnSi-n~ Σ d„hi„„ (16) ίο nur die inkohärente Information, d.h. die Informa

" =— ^N a = -N _tj_oni die von dem Signal selbst abgeleitet wird, ohm

iv JV Hilfe von örtlichen Bezugssignalen, verwendet wird

h{ — 2 d„gj_„+ 2 ^cnhj-„. (17) Bei dem Decodierungsprozeß im Empfänger wer

« - - w « ~ - jv den aufeinanderfolgende Abtastwerte mit der Phasen

Jeder Anzapfungskoeffizient (c„, d„) erscheint in 15 lage Null und einer !^-Phasenverschiebung des ii

jeder der Gleichungen (16) und (17). den Gleichungen (8) und (9) definierten Typs kor

Die folgenden Eigenschaften wurden für den Band- reliert, um eine In-Phasen-Funktion

pass-Entzerrer für phasenmodulierte Datensysteme KkT) = a(kT)a(kT—T)

als inhärent gefunden: +b(fcT)b(kT-T) (23)

1. Die Verzerrung D ist eine konvexe Funktion der ^ao , . „„. , , , _ , .
einstellbaren Anzapfungsverstärkun-en C_n und ^{und eme} ^phasenverschoben Funkt.on
d„, d.h., daß nur ein absolutes Minimum exi- O(kT) = b(kT)adcT—T)

stißrt und jede Anzapfungseinstellung unabhängig — a(kT)b(kT—T) (24)
auf dieses Minimum hin konvergiert.

2. Wenn die Verzerrung D kleiner als der Einheits- ²⁵

wert ist, d. h., wenn die Spitzenamplitude eines ^ZU_L . ¹¹L _, ,, , , .

isolierten empfangenen Impulses die Summen- ^Beim ^*¹™ ^v°ⁿ Veraerrungen und unter der An

werte seiner voreilenden und nacheilenden Echo- "^ahme' ^daß ™ ^den übertragenen Symbolen kein«

werte ist dann Amplitudenmodulation auftrat, haben dann die obi

30 gen Gleichungen folgende Form:

a) kann D dadurch minimiert werden, daß

diejenigen Abtastwerte der Systemimpuls- H^kT) = COs[O(AT)-θ(kT— T)]

antwort auf Null gezwungen werden, die ^{= cos Λ ö}* (25)

den einstellbaren Anzapfungsverstärkungen

C_n und d_n entsprechen; 35 ß(^kT) = ⁵^ I» ^T)-θ (kT- T)]

b) ist das Vorzeichen der Differenz zwischen — ^{sm A} ®* ·
der tatsächlichen Anzapfungseinstellung (c„,

d„) und die optimale Anzapfungseinstellung Die zulaßbaren Phasenwinkel Δ 6_k sind diskret

(c„', d„) gleich dem Vorzeichen des ent- d. h. in typir.!°r Weise Vielfache von 22,5 oder 45°

sprechenden empfangenen Abtastwertes, 40 Die Gleichungen (25) und (26) können daher al

d. h. Vektoren interpretiert werden. Die tatsächlich emp

( _ /^ _ _riRi fangenen Signale sind ebenfalls Vektoren. Ein Fehler

und signal zwischen dem tatsächlich empfangenen Vekto

mm (A —A'\ — con /1 · (\ cn ^und dem nächsten zulaßbaren Vektor kann durcl

sgrua_n a_n) sgn«„, u*J _{4g die Projektion des} empfangenen Vektors [I(kT)

Q(kT)] auf einen dritten Vektor (— sindö^

c) ist der Einstellungsalgorithmus, der zu den cos Δ &_k) dargestellt werden, der zu dem nächstei optimalen Anzapfungseinstellungen konver- zulaßbaren Vektor (cos Δ Q_k, sin Δ 0_ft) normal ist giert, unabhängig von der Anfangseinstel- Das Fehlersignal hat daher folgende Beziehung:
lung, von der angenommen wird, daß der 50

g_o-Abtastwert gleich dem Einheitswert ist: E_k = cos(0_A- 0_{k l})Q(kT)

Jc₁-I-,,'. (20) -ΛΚθ.-β..,)/^, (27)

ÄC} — g{, für ίφΟ (21) wobei k — Index der empfangenen Signale ist.

Δ d, — — h{ für alle /'. (22) 55 Das Vorzeichen des Fehlersignals wird dadurcl

bestimmt, ob das empfangene Signal dem diskretei

In den Gleichungen (20), (21) und (22) geben die Signal, wie in Fig. 2 dargestellt ist, vor- oder nach

gestrichenen Bezeichnungen Ausgangsimpuls-Abtäst- eilt.

werte des Entzerrers für eine gegebene Einstellung Durch die Kombination der Gleichungen (25) bi

von Anzapfungszuständen und die Delta-Werte An- 60 (27) kann ein Satz von Korrelationen zwischen den

derungen an, die bezüglich der Anzapfungseiflstellun- Fehlersignal E_k und den Sinus- und Gosinus-Funktio

gen vorgenommen werden müssen. nen der Differenzwinkel Δ θ_κ abgeleitet werden, di

Wenn nur die Polaritäten der Ausgangsabtastwerte zwischen den aufeinanderfolgend abgetasteten Si

g{ und hf tat Verfügung stehen, dann definieren die gnalen beobachtet werden. Daher kann für Vor

Gleichungen (18) und (19) einen Algorithmus fUi die 65 eilende (+)-Anzapfungen [es sei erinnert an di

Einstellung der Dämpfungsglieder auf geeignete Werte Gleichungen (20) bis (22)] geeignete Einstellung voi

in diskreten Zuwachsschritten. Die tatsächlichen repräsentativen Anzapfungen c_f, und d„ aus folgende]

Werte von g,' und A/ liefern jedoch die Basis für eine Beziehungen gewönne« werdet!!

15 U

^₁-O* .,.„)} (Ä8) Eingangssignal ein Fehlerpolaritiitssigqal auf der ., .„„. Leitung 34 empfängt, aus einer festen Verzögerungs- K = 2E{-E_k cas(0*.>-©*_,.,,)}, (29) einheit82 für die Ausrichtung des FeWerpolaritSts-

signals bezüglich der Zeit und der Bezugsanzapfung

Die Beziehungen für nacheilende (—)-Anzapfuu- 5 71C, aus einem Smus-Cosinus-Wandler 77 für jede gen sind in ähnlicher Weise die folgenden: Anzapfung, um die jeweiligen In-Phasen- und 90 -

pbasenverschobenen empfangenen Signalabtastungen _fa| Sh

_ — ο pp <i\n(f» αΛ\ C\G\ pg gg

g__p £z_x£._ksm(o_k_, a_k)i vuf _{su quBntfa|erwlt aus} Schieberegistern 80 für die

h-p — 2£{£_ftcos(ö_fc.p-0_A)}, (31) Speicherung dejnodulierter Phasenänderungen, die

wobei ^{xo den} empfangenen Signalen und den Addierschaltun-

. .... . gen 81 für die Zählung nichtbenachbarter Phasen-

^r?^? \^Χ _Λ· , Γ^Ρ· ⁸R^ vnn.„Rir „ ^{winkel in den} empfangenen Signalen zugeordnet

E{ } = der Mittelwert e.ner Re,he von zufalhgen _{sind Die ankomme}£_de|f phasenmodulierten Daten-

Ereigrussen ist, die inrierhalb der ge- ^ _{im üb}e_rtragenden Band werden auf der Lei-

schweiften Klammern definiert s.nd. ^ _{tung 12 eropfangei}f _{und m dem Eingang einer ersten}

Verzögerungseinheit 70A übertragen. Die Fehler-Gemäß Gleichung (28) wird der Beitrag der ersten polaritätssignale aus der sechsten Zelle des Frequenz-Anzapfung, die der Referenzanzapfung des Ent- Zählers 32 in F i g. 5 werden zu der festen Verzögezerrers bezüglich der In-Phasen-Signale voreilt, so rungseinheit 82 über die Leitung 34 übertragen. Die eingestellt, daß sie gleich dem mittleren Produkt des 20 Verzögerungseinheit 82 liefert eine Verzögerung, die Fehlersignals E_k und dem Sinus der Differenz des In- das JV-fache des Baud-Intervalls T ist, wobei N die Phasen-Winkels zwischen dem zweiten und ersten Zahl der Verzögerungseinheiten zwischen dem Einvorangehenden Phasenwinkel ist. Die übrigen gang der Verzögerungsleitung 70 und der Bezugs-Gleichungen sind von ähnlicher Bedeutung. anzapfung ist. Bei dem in F i g. 8 gewählten Ausf üh-Soweit die Gleichungen (27) bis (29) an jeder An- 25 rungsbeispiel entspricht N dem Wert 3. Das entzerrte zapfung eine analoge Multiplikation erfordern, die Ausgangssignal erscheint dann am Ausgang der Sumrelativ schwer zu realisieren ist, werden bei dem vor- mirrschaltung 87 auf der Leitung 14, die ebenfalls in liegenden Ausführungsbeispiel quantisierte Werte für F i g. 4 zu finden ist.

das Fehlersignal und die Sinus- und Cosinus-Aus- Die Operation der Anordnung nach Fig. 8 ist so, drücke verwendet. Eine Quantisierung ist wegen der 30 daß eine Anordnung von zeitdistanten Abtastwerten Konvergenz-Eigenschaften des Entzerrungsalgorith- des empfangenen Signals an den Anzapfungen 71A mus erlaubt. Das Fehlersignal E_k wird daher in zwei bis 71E erscheint. Die Signalabtastwerte an jedem Polaritctsstufen quantisiert, positiv und negativ, wie dieser Anzapfungen werden bearbeitet von einei es im Vectordiagramm der f i g. 2 vorgeschlagen ist. ersten Gruppe von Faktoren, die durch die einstell-Die empfangenen Symbole werden andererseits in 35 baren Dämpfungsglieder 73 A bis 73 E realisiert sind, drei Stufen quantisiert: positiv, Null und negativ. um eine zusammengesetzte, normierte Hauptantwori Winkel, deren Sinus oder Cosinus Null ist, werden und entzerrte In-Phase-liegende Echokomponenten mit Null quantisiert, ansonsten wird das tatsächliche auf der Sammelleitung 85 zu bilden. In ähnlichei Vorzeichen benutzt, das von dem Quadranten ab- Weise werden die gleichen Signalabtastwerte vor hängt. Mit diesen quantisierten Werten wird die 40 einer zweiten Gruppe von Faktoren bearbeitet, die Multiplikation auf eine Modulo-Zwei-Addition redu- durch die einstellbaren Dämpfungsglieder 72/1 bis ziert, die mit Exklusiv-ODER-Toren implementiert 72£ gebildet werden, um entzerrte, zusammenwerdui kann. Das Auftreten des Null-Zustandes wird gesetzte, 90' -phasenverschobene Echokomponenter jedoch dazu verwendet, die Exklusiv-ODER-Funk- auf der Sammelleitung 84 zu bilden. Die Signale ar tion zu sperren. 45 der Bezugsanzapfung 71C werden direkt zu der Sam-Fig. 8 zeigt das schematische Blockschaltbild melleitung 85 übertragen. Die zusammengesetzter eines Entzerrers mit fünf Anzapfungen gemäß der Signale auf den Sammelleitungen 85 und 84 werdet! Erfindung im Rahmen eines Phasenmodulations- weiterhin mit einer gegenseitigen 90°-Phasen-Datenübertragungssystems der in F i g. 4 dargestellten beziehung kombiniert, um ein gesamtentzerrtes Band-Art. F i g. 8 implementiert speziell den Block 13, der 50 paß Signal zu bilden.

in F i g. 4 dargestellt ist. Der in F i g. 8 wiedergege- Die jeweiligen phasengleichen und 90°-phasen-

bene Entzerrer besteht aus tandemverbundenen Ver- verschobenen Steuersignale für die Dämpfungsglied^

zögerungseinheiten 70 mit den dazwischenliegenden 73 und 72 werden in den Korrelatoren 75 und 74 mii

Anzapfungen 71, aus einem gleichphasigen einstell- Hilfe einer Modulo-zwei-Addition der verzögerter baren Dämpfungsglied 73, das jede Anzapfung 71 55 Polaritätssignale auf den Sammelleitungen 76 A unc

mit einer ersten Summierungssammelleilung 85 ver- 76 B abgeleitet, um die quantisierten Sinus- und Co-

bindet, einem 90 -phasenverschobenen einstellbaren sinus-Komponenten der Phasenwinkeldifferenzen zi

Dämpfungsglied 72, das jede Anzapfung 71 mit Aus- bilden. Die Korrelatoren 74 und 75 enthalten in vor

nähme der Bezugsanzapfung 71C mit einer zweiten teilhafter Weise Integratoren (die nicht dargestell

Summierungssammelleitung 84 verbindet, aus einem 60 sind), um die Gleichungen (28) bis (31) voll zu im

breitbandigen 90°-Phasenverschieber 86 für die Si- plementieren.

gnale auf der Sammelleitung 84, einem Summierungs- Die Eingänge der Sinus-Cosinus-Wandler IfA bii

verstärker oder Summenverstärker 87, der die Signale 77 £ werden von den Kabeln S3 A bis 83£ gebildet

auf der Sammelleitung 85 direkt mit den Signalen auf Kabel 83 bestehen aus einer genügend großen Zah der Leitung 84, die in dem Schieber 86 um 90° ⁶5 von Leitungen, um die zwei oder mehr Zahlen par

phasenverschoben wurden, kombiniert, einem Exklu- allel zu übertragen, die erforderlich sind, um di<

siv-ODER-Tor als Korrelator 74, 75, das jedem Phasenwinkeldifferenzen zu codieren. Die Ausgangs

Dämpfungsglied 72 und 73 und das als gemeinsames signale des Wandlers 77 erscheinen als quantisiert»

17

Sinus- und Cosinus-Werte der Phasenwinkeldifferen- notwendig, die dritthöchste BitsteUe C in Betrach

zen auf den jeweiligen Leitungen 79 und 78. Die Si- zu ziehen. Daher besteht die notwendige schaltung*·

nuskomponenten auf den Leitungen 19 A bis 79 E maßige Realisierung aus einem Exklusiv-ODER-Toi

werden mit dem Fehlerpolaritätssignal auf der Sam- 104, das die Bits A' und B' verarbeitet. Die Anord·

melleitung Ί6Β in den Korrelatoren ISA bis 75E 5 nung enthält ferner UND-TorelOö, 108, 112 unc

korreliert, um die In-Phasen-Dampfungsglieder 73 A 114, die von dem invertierten C'-Bit gesteuert wer-

bis 73 E zu steuern. Die Cosinus-Komponenten auf den. Ferner enthält die Schaltung inverter 105, 107

den Leitungen IBA bis 78E werden in ähnlicher 110 und 111. Der Cosinus der Phasenwinieldifferenj

Weise mit dem Fehlerpolaritätssignal auf der Sam- wird aus der Modulo-zwei-Addition der A'- und B'-

melleitung 76A in den Korrelatoren 14A bis 74E ia Bits auf den Eingangsleitungen 101 und 102 in derx

korreliert, um die 90°-phasenverschobenen Dämp- Exklusiv-ODER-Tor 104 und in dem Inverter 1Of

fungsglieder 72A bis 72E zu steuern. gewonnen. Das Auftreten des 90°- oder 270°-Win-

Das Schieberegister 80 besteht aus einer aus- kels jedoch erfordert, wie F i g. 6 zeigt, wenn B' derr reichend hohen Zahl von tandemgeschalteten Zellen, Einheitswert und C Null entspricht, daß die Ausum in den Zellen 8OW bis 8OF einen binärcodierten 15 ^angssignale gegen eine Übertragung auf die Leitung benachbarten Phasenwinkel mehr speichern zu kön- 78 gesperrt werden. Daher wird das C'-Bit im Invernen, als Entzerrer-Anzapfungen vorgesehen sind. Die ter 107 invertiert und mit dem B'-Bit in dem UND-Addierer 81/1 bis 81E dienen zur Addition der Zah- Tor 108 kombiniert und nach einer weiteren Inverlen, die benachbarte Phasenwinkeldifferenzen dar- tierung 109 zur Sperrung des UND-Toits 106 verstellen, um nichtbenachbarte Phasenwinkeldifferenzen 20 wendet. In ähnlicher Weise wird die Sinus-Quantisiezu bilden und dadurch zur Implementierung der rung auf der Leitung 79 gesperrt, wenn die B'- und Gleichungen (28) bis (31) beizutragen. Fig.9 zeigt die C'-Bits Null sind, was Winkeln von 0° und 180" ein logisches Diagramm, das eine praktische Ver- entspricht, wie Fig. 6 zeigt. Die Inverter 107, 110. wirklichung eines Sinus-Cosinus-Wandiers und einen 1Π und 113 und die UND-Tore 112 und 114 diener Quantisierer darstellt, der für die Implementierung 25 in bekannter Weise, so wie Fig. 10 zeigt, zur Realider Blöcke77 in Fig.8 verwendet werden kann, bei sierungder Sinr.s-Sperrfunktion.
dem nur ungradzahlige Vielfache von 22,5 beteiligt Soweit der automatisch adaptierende Entzerrer dei sind, wie bei den ungradzahligen Anzapfungen, wie F i g. 8 digital arbeitet, ist es vorteilhaft, die Dämpbeispielsweise HA und 71E. Die erforderliche In- fungsglieder 72 und 73 in Fig. 8 schrittweise einstellformation wird von den zwei höchststelligen Bits/1' 30 bar zu machen, wobei die Größe der Zuwachsschritte und B' der binäi codierten Phasenwinkeldifferenzen so gewählt wird, daß die gewünschte Empfindlichkeil gewonnen. Daher besteht der Wandler in Fi g. 9 aus erzielt wird. Als Merkmal der vorliegenden Erfindung einem Exklusiv-ODER-Tor 92 und den beiden In- ist es jedoch relativ leicht, die Größe der Zuwachsvertern93/l und 93 B. Die codieren Bits auf den schritte in Abhängigkeit von der Fehlergröße zu va-Eingangsleitungen 90 und 91 werden nach Modulo- 35 rühren. Wie F i g. 5 zeigt, wird die Fehlergröße in den zwei in der Torschaltung 92 kombiniert und inver- Zuständen einer geringeren Signifikanz des Frequenztiert, um ein quantisiertes Ausgangssignal auf der zählers 32 codiert. Daher können die Fehlergrößen-Leitung 78 zu bilden. Dieses Ausgangssignal stellt bits in binärer Weise gewichtet werden, wie Fig. 11 das Vorzeichen des Cosinus der Phasendifferenz.U-) zeigt, um eine analoge Größe zu bilden, die einer dar. Da die 0°- und 90°-WinkeI nicht als ungrad- 4° (nicht dargestellten) Schwellweitschaltung zugeführt zahlige Vielfache von 22,5° auftreten, ist hier eine wird, die dann mehreren Dämpfungsgliedern zugeord-Sperrfunktion nicht erforderlich. Eine Betrachtung net ist, um einen Bereich von Stufengrößen auszuder binären Phasenwinkeltabelle in F i g. 6 wird dieses wählen, der von der Größe des Fehlers abhängt. In bestätigen. F i g. 11 bestehen die Digital-Analog-Wandler aus

Fig. 10 zeigt ein Logikdiagramm, das eine prak- 45 einem Summierverstärker 122, der mindestens ein tische Ausführungsform eines Sinus-Cosinus-Wand- kennzeichnendes Fehlerbit als Eingangssignal auf lers und eines Quantisierers zeigt, der für Winkel be- der Leitung 120 und nacheinander folgende höhere nutzt werden kann, die gradzahlige Vielfache von Bits, die mit Hilfe von binären Teilern, wie beispiels-22,5 sind und an den gradzahligen Anzapfungen weise 121/1 bis 121N, gewichtet wurden, empfängt, wie z. B. 71 fl und 71D in Fig. 8 erscheinen. Für 50 Die entsprechende analoge Summenbildung wird von diese Winkel wird eine Sperrfunktion benötigt, wenn dem Verstärker 122 auf der Ausgangsleitung 123 vorein 0°- oder 90°-Winkel auftritt. Es wird deshalb genommen.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

22 55 Patentansprüche:

1. Adaptiver Transversalentzerrer mit einer Verzögerungsleitung, die über ihre Länge in gleichmäßigem Abstand angeordnete Anzapfungen aufweist und Patensignale empfängt, mit einer ersten und zweiten Vielzahl von einstellbaren Dämpfungsgliedern, von denen jedes Dämpfungsglied mit einer ihm zugeordneten Auzapfung verbunden ist, und mit einer Kombinationseinrichtung zur Kombination der Ausgangssignale der ersten und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedem, gekennzeichnet durch die Kombinationseinrichtung (84 bis 87) ^J? zur um 90° phasenverschobenen Kombination der Ausgangssignale der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedem mit den Ausgangssignalen der zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedem zur Bildung eines entzerrten Signals, einer Einrichtung "o (80) zur Speicherung einer Vielzahl von ersten Datensignaien, die Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des ersten Signals darstellen, eine Einrichtung (81) zur Erzeugung einer Vielzahl von zweiten Phasenwinkelände- '5 rungen zwischen nicht benachbarten Proben des entzerrten Signals darstellenden Datensignalen unter Verwendung von Paaren der ersten Datensignale aus der Speichereinrichtung, eine Einrichtung (77) zur Umwandlung der ersten und zweiten Daten:.gnale in Sinus- und Cosinussignale, die den Sinus bzw. Cosinus der Phasenwinkeländerungen zwischei« bena^nbarten Proben des entzerrten Signals darstellen und eine Einrichtung (74, 75) zur Korrelierung der jeweiligen Sinus- und Cosinussignale mit einem Fehlersignal, das jede Abweichung von Phasenwinkeländerungen zwischen benachbarten Proben des entzerrten Signals gegenüber vorbestimmten Phasenwinkeländerungen darstellt, um Steuersignale zur Ein-Stellung der erstea und zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedern zur Verringerung einer gegebenenfalls vorhandenen Abweichung zu liefern.

2. Adaptiver Transversalentzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kornbinationsein richtung (84 bis 87) eine erste Sammelleitung (84) zur Aufnahme der Ausgangssignale der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedem (72) aufweist, femer eine zweite Sammelleitung (85) zur Aufnahme der Ausgangsignale der zweifen Vielzahl von Dämpfungsgliedem (73) und eine in Reihe mit der ersten oder zweiten Sammelleitung geschalteten breitbandigen Quadratur-Phasenschiebeeinrichtung (86).

3. Adaptiver Transversalentzerrer nach An-Ipruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korn· linationseinrichtung (84 bis 87) eine direkt an die Ausgänge der ersten Vielzahl von Dämpfungsgliedern (72) angeschaltete Sammelleitung (84), eine an jeden Ausgang der zweiten Vielzahl von Dämpfungsgliedem (73) angeschaltete Quadratur-Pasenschiebeeinrichtung (86) und eine Einrichtung aufweist, die die Ausgangssignale der Phasenschiebeeinrichtung an eine Sammelleitung (14) anlegt. 6$

4. Adaptiver Transversalentzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Datensignal ein Digitalsignal ist und die Umwandlungseinrichfting (77) eine Einrichtung (X04) *ur Modulo-Zwei-Addition der beiden höchststelligen Bits des zweiten Datensignals zur Bildung eines ersten Steuersignals aufweist, das das algebraische Vorzeichen für den Cosinus des Winkels der Phasenänderung darstellt, femer eine Einrichtung (108, 109) zur Kombination der Bits der zweiten und dritten Ziffernstelle zwecks Erzeugung eines ersten Sperrsignals, das dem Null-Wert für den Cosinus des Winkels der Phasenänderung äquivalent ist, eine Einrichtung (110) zur Invertierung des höchststelligen Datensignalbits zur Bildung eines zweiten Steuersignals, das das algebraische Vorzeichen für den Sinus des Winkels der Phasenänderung darstellt, und eine zweite Einrichtung (112) zur Kombination der invertierten Bits der zweiten und dritten Zifferastelle zur Erzeugung eines zweiten Sperrsignals, das item N'uil-Wert für den Sinus des Winkels der Phasenänderung entspricht.