DE1931992A1 - Verfahren zur Impulskorrektion - Google Patents

Description

DH. ING. E. HOFFMANN · DIPL. ING. W. EITLE · DK. RER. NAT. K. HOFFMANN PATENTANWÄLTE D-SOOO MÖNCHEN βθ ■ MARIA-THERESIA-STRASSEi · TELEFON (0811) 441061

North American Rockwell Corporation, El Segundo, Calif ./USA

Verfahren zur Impulskorrektion

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Feststellung der Impulsansprechcharakteristik von Nachrichtenubertragungskanälen, über weiche eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Datensymbolen geleitet sind.

In den letzten Jahren sind große Geld Investitionen für die Erweiterung von Telefonübertragungssystemen ausgegeben worden, welche für die Übertragung von in ge-

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sprochenen Worten vorliegenden Informationen gut geeignet sind. Wegen dem äußerst starken Ansteigen von digitalen Datenübertragungen war es jedoch in den letzten Jahren notwendig, Systeme zu entwickeln, um derartige Datenübertragungen auf bereits vorhandenen Sprechübertragungswegen durchführen zu können· Um diese Anpassung der Telefonleitungen an digitale Datenübertragung zu erreichen, muß eine Anzähl von Problemen gelöst werden. So führen beispielsweise Veränderungen r des Verstärkungsfaktors bei verschiedenen Frequenzen

- d.h. Amplitudenverzerrungen - und frequenzabhängige Veränderungen der Fortpflanzungsgeschwindigkeit entlang des Übertragungsweges - d.h. Laufzeitverzerrungen - sowie Veränderungen dieser Größen beim Durchschalten der Übertragungswege zu Verzerrungen der empfangenen Datenimpulse, während Amplituden - und LaufZeitverzerrungen die Verständlichkeit von über Leitungen übermittelten Sprechsignalen im wesentlichen beeinflussen, ergeben sich hingegen Verschmierungen der über die Telefonleitungen übermittelten digitalen Signale, wobei aufgrund leitungsabhängiger Echoeffekte Interferenzen zwischen den einzelnen digitalen Symbolen stattfinden. Die dadurch sich ergebende Vermischung bewirkt, daß die Übertragung von Daten mit hoher Geschwindigkeit ohne besondere Kompensationseinrichtungen nicht möglich ist*

Die Laufzeit- und Amplitudenverzerrung erhöht nicht nur die Anfälligkeit der Datenübertragung gegenüber Geräuschen, sondern führt auch oft selbst bei Abwesenheit von Rauschen zu Fehlern. Dies ist besonders der Fall, wenn die Datengeschwindigkeit in Richtung der Nyquistgeschwindigkeit - d.h. jener Geschwindigkeit, bei welcher die Anzahl von Bits gleich dem Doppelten der ver-

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fügbaren Bandbreite - erhöht wird. In der Praxis wird die Nyquistgeschwindigkeit nur in den seltensten Fäl- len angenähert bzw. kann nur unter idealen Laborbedingungen überschritten werden. Die Laufzeit- und Amplitudenverzerrungen müssen demzufolge nicht nur zur Verminderung "der i^?ehlerrate, sondern auch zur besseren Ausnutzung von eine vorgegebene Bandbreite aufweisenden Übertragungskanälen bei höheren Datengeschwindigkeiten kompensiert werden.

In der Vergangenheit sind eine Anzahl von Verfahren verwendet worden, um diese Übertragungsverzerrungen von digitalen Daten zu korrigieren. Solange die Charakteristik eines Übertragungsweges bekannt ist, besteht die Möglichkeit, durch eine Vorverzerrung diesen Ausgleich zu machen. Dies bedeutet, daß das zu übertragende Signal derart verzerrt wird,, daß die zusätzliche Leitungsverzerrung das vorverzerrte digitale Signal derart verändert, daß das empfangene Signal die gewünschte Impulsform aufweist. Es ist einleuchtend, daß dieses Verfahren auf jene Fälle beschränkt ist, in welchen die Wellencharakteristik eines Übertragungsgrades konstant und bekannt ist. , .

Ein anderes für Telefonübertragungswege bekanntes Verfahren besteht darin, innerhalb des Übertragungsweges zusätzliche Dämpfungsglieder und Phasenkorrekturkreise vorzusehen und für die Kompensation der Amplituden- und Lauf zeitverzögerung aus diesen Einrichtungen von Hand einzustellen. Diese Einstellungen sind jedoch äußerst zeitaufwenüg,wobei besonders trainiertes Personal und teuere Testgeräte zur Durchführung dieser Einstellungen notwendig sind. Für jede Übertragungsleitung müssen ferner getrennte Einstellungen gemacht werden, wobei

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zeitliche Änderungen der l'bertragungse ircnschaf ten einer leitung nicht kompensiert werden können.

Ein anderes Verfahren zur Korrektur der laufzeitverzögerunir auf tbertragungsleitungen besteht in der Verwendung von Querfiltern. Diese Querfilter weisen mit Anzapfungen\ersehene Verzögerungsleitungen und eine l-.ehrzahl von Vervielfachern auf, von welchen jede mit einer bestimmten Anzapfung der Verzögerungsleitung verbundenist. Die Vervielfacher stellen die Amplitude und die Polarität des an der bestimmten Anzapfung der Verzögerungsleitung übermittelten Signals ein» Die Ausgänge dieser Vervielfacher werden summiert, so daß ein Ausgangssignal gebildet wird.Durch geeignete Wahl der AnzapfungsIntervalle und der Multiplikationsfaktoren für jede Anzapfung können diese Querfilter dazu verwendet werden, um eine gegenseitige Auslöschung der einseinen Symbole zu verhindern. Dies erfolgt derart, daß die Amplitudeneigenschaften des Vervielfachers auf die ImpJLscharakteristik der Übertragungsleitung eingestellt werden, so daß das Querfilter die Auslöschung der über die Übertragungsleitung übermittelten digitalen Impulse eliminiert. Für.eine optimale Einstellung sollten jedoch die Querfilter so eingestellt sein, daß sie dem Inpulsansprechverhalten der Übertragungsieitungen entsprechen, was jedoch entweder eine sehr mühsame Handeinstellung oder einen sehr komplizierten elektrischen Steuerkreis be.rötigt. Während es durchaus möglich ist, eine Kompromißeinstellung ζμ finden, mit welcher die totale Verzerrung und Interferenz für die Übertragungsleitung mit einem gestreuten Bereich von Impulsansprecheigenschaften minimisiert werden kann, so ist dies trotzdem nicht ganz so zufriedenstellend als eine Einstellung, die im Hinblick auf einen ganz

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- "5 bestimmten Übertragungsweg vorgenommen wird.

Ein kürzlich gemachter Fortschritt auf diesem Gebiet besteht darin, die Impulsansprechverhalten eines Übertragungskanales durch Anpassung festzustellen, wobei ein Korrektursignal abgeleitet wird, das bei Kombination mit dem pfangenen Signal die wiedergewinnung der übertragenen Daten in einer im wesentlichen unverzerrten Form ermöglicht. Dies kann dadurch gemacht werden, daß zuvor erhaltene Datenbit gespeichert werden und diese gespeicherten Bit mit dem zu empfangenen Signal in Verbindung gebracht werden, wodurch das Impulsansprechverhalten des Übertragungskanales erhalten wird. Die Herstellung dieser Beziehung kann dadurch gemacht werden, indem digital jedes von η der sulatzt empfangenen Datenbit mit dem probenweise empfangenen Datensignal multipliziert wird und dieses Produkt über die Zeit integriert wird. Ein Korrektursignal wird dann dadurch abgeleitet, daß die gemessenen Impulsansprechwerte mit den gespeicherten Daten digital multipliziert und die entstehenden Produkte summiert werden. Dieses Korrektursignal ermöglicht in Kombination mit dem von über den Kanal empfangenen Signal die Wiedergewinnung des digitalen Signals im wesentlichen in unverzerrter Form.

Während dies oben beschriebene Verfahren in sehr wirksamer Weise die Verzerrung der auf dem Übertragungspfad übermittelten digitalen Daten korrigiert, so hat es doch den Nachteil, daß die Berechnung der Kompensationseinstellung bzw. die Impulsansprechverhalten durch analoge Schaltkreise bewirkt wird, in welchen lineare Integratoren, Kondensatoren usw. vorhanden sind. Aufgrund der Anwesenheit von analogen Stromkreisen ist das System wegen

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der Langzeitalterung der Schaltelemente und/der der Temperaturdrift nicht sehr stabil.Dies bewirkt in einem bestimmten Maße eine Begrenzung der Datenübertragungsgeschwindigkeit.

Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zu schaffen, das diesen oben genannten Nachteil nicht aufweist und das durch Vermeidung von analogen Schaltkreisen sowohl zeitlich wie auch temperaturmäßig äußerst stabil ist, so daß eine weit nach oben getriebene Datenübertragungsgeschwindigkeit möglich ist.

Erf indungsgeraäB wird dies dadurch erreicht, daß von den aufeinanderfolgend über den Übertragungskanal geleiteten Signalen erapfängerseitig ein Satz linearer Gleichungen abgeleitet wird, in welchen jedes aufeinanderfolgend empfangene Signal gleich Summe des zuletzt empfangenen Dätensymbols und der zuvor empfangenen, durch die Impulsansprechcharakteristik veränderten Datensymbole gemacht ist, und daß dieser Satz von linearen Gleichungen für die die Impulsansprechcharakteristik aufgelöst wirdt

Aufgrund der Tatsache, daß einzelne digitale Schaltelemente verwendet werden, können Einrichtungen zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mittels mikrominiaturisierte Bauelemente aufgebraut werden, wobei insbesondere MOS integrierte mikrominiaturisierte Schaltkreise geeignet sind.

Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren wird das Impulsansprechverhalten eines Übertragungskanales auf numerischem Wege durch Lösung eines Satzes linearer Gleichungen gewonnen. Das genossene Impulsansprechver-

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halten wird dann dazu verwendet, um ein Plorrektursienal abzuleiten, das in Kombination mit demempfangenen Signal die Wiedergewinnung der übertragenen Daten im wesentlichen in unverzerrter Form ermöglicht.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Lösung eines Satzes von linearen Gleichungen besteht in der Berechnung eines Hestwertes für jeden durch den Entzerrer zu verarbeitenden neuen Datenimpuls, wobei gleichzeitig eine Einstellung der gespeicherten Impulsansprechcharakteristik des Übertragungskanals gemacht wird, und der Restwert minimisiert wird.Sobald das Impulsansprechverhalten des Übertragungspfades korrekt festgestellt worden ist, und die zuvor einlaufenden Datenimpulse ebenfalls richtig sind, dann ist der Restwert Null, was jedoch im allgemeinen 'nicht der Fall fet. Demzufolge wird eine Einstellung des ImpulsansprechverhalterB durch wahlweises Addieren und Subtrahieren einer festen Größe ^u oder von dem gespeicherten Impulsansprechverhalten jedesmal dann gemacht, wenn ein Datenimpuls verarbeitet und der Restwert errechnet wird. Auf diese Weise wird die Impulsansprechverhalten kontinuierlich gemessen, so daß automatische Korrektureinstellungen selbst bei auftretenden Änderungen während der normalen Datenübertragung ohne besondere Ausgleichstests durchgeführt werden.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sollen im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert und beschrieben werden, wobei auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines typischen D^tenübertragungsweges mit einer gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitenden Einrichtung.

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Fig* 2a und 2b grafische Darstellungen typischer Laufzeiteigenschaften von zwei verschiedenen kommerziellen Telefonleitungen·

Fig. 3 ein Diagramm eines typischen Impulsansprechver-' halten auf einem in Fig· 1 dargestellten Übertragungsweg,

Fig. b ein Blockdiagramm einer vorteilhaften Ausführungsform einer Impulsansprechkorrektureinrichtung ge- v maß der Erfindung und

Fig. 5 eine Tabelle der Aufeinanderfolge von Verfahrensschritten auf einer in Fig. h dargestellten Einrichtung.

Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein Signal von dem Übertragungskanal abgeleitet, daß die digitalen Daten enthält, sowie sie ursprünglich ausgesendet, jedoch aufgrund der Impulsansprechcharakteristik des Übertragungskanals verzerrt worden sind. Das erfindungsgemäße System überprüft das empfangene Signal und ermittelt in digitaler Form die Impulsansprechcharakteristik des Übertragungskanals. Dabei wird ein Korrektursignal erzeugt, das in Kombination mit dem empfangenen Signal die Wiedergewinnung der übertragenen digitalen Daten im wesentlichen in unverzerrter Form ermöglicht. Das gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeitende System ist sehr anpassungsfähig, indem Änderungen der Impulsansprechcharakteristik des Übertragungskanals kontinuierlich festgestellt und kompensiert werden.

In dem folgenden soll auf die Zeichnung - insbesondere Fig 1 - Bezug genommen werden, in welcher ein

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di· gesamte Sender-Empfänger-Oruppe daretellendes Blockdiagramm wiedergegeben ist» Da Telefonleitungen im all· gemeintn nicht in dir Lage sind, Gltichstrominforsatione-BignaIe zu übertragen, enthält das für Standard-Übertragung auf Telefonlei tun*« η leseigte System irgendeine Modulationaeinriohtung. In dem vorliegenden Full enthält der Sender 10 einen Modulator 11, der an seinem ersten Eingang Signale von einam Kontrolltongenerator 12 erhält. Der Modulator 11 erxeugt be ia ρ ie le we ie β ein Audiofrequenteignal, das entweder im Hinblick auf seine Amplitude, Frequent oder Phase in Abhängigkeit von eine« von eine» Datenformer 13 hergeleitetes Steuersignal moduliert wird. Der Impulsformer 13 ist eingangeseitig mit dem Dateneingang verbunden, während »ein Auegang mit dem Steuereingang dee Modulators 11 verbunden ist* Der Datenformer 13 1st derart aagebildet, das er die Eingangsdaten formiert, sowie dies i» folgendenΦοη näher beschrieben sein soll» Genua der vorliegenden Erfindung ist ein* doppelte S#itenb*nd-Ämplltudenmödulation »it unterdrüoitten Träger verwindet» wobei Kontrolleignal» in dem übertragenen Signal eing*- sehlossen; iiii^* -damit dir_vfrMg»> witdergewonne» werden"' .-- !■ kmn und' auf 'dir Japfäi^ersei-it; "te Beaodulatioif- dl«-;" ■■"_'"',-;

p®j?tragtntn Signal» eint SfIi*. ■-.

Dar Ausgang Ä«e Modulator»; ti wird über eisen; Ü&er-1Ä einen «atfernten, ort-tugeführtf an welchem

oin Empfang*!? :15 angeorclnet ist,-Dieser Bropfäng«r 15 be- \ steht aus «inesi Demodiilatar 16, einem Uaktriofegöwinnungs-1?_? einesi der Beseitigung der Xntersymbolinteferens. den einslnon Symbölsn dienenden, die Singaitgftsig* nale sowohl des Demodulators 16 alg auoh des TaietrUckgewinnungskrsis©s 1? empfangefiden Entserrars 18 und einem das Sugsngssignal das Entzerrers 18 empfangenden Datenreformierars 19, d®r die von dem Entzerrer 18 empfangenen Daten zurück In jene Form bringt, in welcher sie von dem Sender 10 aussäe sangt worden, sind. _Λη

BAD ORIGINAL

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Der Ausgang des Demodulators 16 enthält dit Eingangsdaten in verierrter Fora« sowie ei» durch die gesamte ImpulsanspreoheJmrakteristik h. des innerhalb des durch gestrichelte Linien dargestellten tlbertrmgungskanalee 23 bedingt sind, üemfufol«e besteht dieter Ubertragun«skanal· 23 aus dea Modulator 11, de» Übertragung«- pfad 14 und dem Demodulator 16, Dieser Übertragungskanal 23 wird von dem Ent »errer 18 ent aerrt. Ee ergibt eich forait, daß der Übertrtgungspfad 14 selbst nur indirekt ia Hinblick auf seine Übertragungseigenachaften entitrrt wird.

Be i Übertragungeeye teisen inΐ d ie S ignalverterrunge charakteriatik de· Modul«tori 11 und dea Demodulators im allgemeinen bekannt, so dafl eine direkt« Kompensation möglich wäre. Die Über tragungse ige na chaf ten eines typ!·* achen Übertragungspfadee 14 igt jedoch unbekannt und kann VerÄndiirunfen üu»g*i»ttt «ei«· wenn der 0ber 14 eine Telefonleitun« einschlieöt, treten nennen»werte Amplituden und Lauf«eitverzögerungeπ inner-

Kojrj»er*ielle Telefonütwrtragung*leitungen der

b% nnä ti®.,.■'$it-' insbesondere für Sp«öhÜliirtr»> -gun« konatruiert sind, hab«n Laufwitcharmkteriätiken eowie «ie grafieoh in Fig. 2a und 2b dargestellt sind. Sowie die» durch die schraffierten Bereiche 20 von Pig» 2a dargestellt ist; we lit eine Übertragung«leitung der Klasse 48 bis zu 3 Millisekunden Laufleitveraögerung für Signalkomponenten unterhalb von 500 Hi und oberhalb von, 2800 Hz auf» während im Bereich «wischen 1000 H* und 2600 Hz die Lauf zeitverzögerung auf derselben Leitung weniger als Mikrosekunden betragen kann» sowie dies durch den

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schraffierten Bereich 21 dargestellt ist, In gleicher Weise weist eine Übertragungsleitung der Klasse kc zwischen 1000 Hz und 2600 Hz Laufzeitverzögerungen von weniger als 300 Mikrosekunden auf, sowie dies durch den schraffierten Bereich 22 dargestellt ist, während wesentlich größere Laufze itVerzögerungen außer diesem Frequenzbereich auftreten. Diese Laufzeitverzögerungen bewirken eine nennenswerte Verzerrung der auf derartigen Telefonleitungen übertragenen, modulierten digitalen Signale. Aufgrund dieser Laufzeitverzögerung ergaben sich in der Vergangenheit die größten Schwierigkeiten zur Erzielung von Datenübertragungen mit hoher Geschwindigkeit«

Innerhalb der vorliegenden Beschreibung wird nur der Entzerrer 18 des kompletten Systems zur Übertragung von digitalen Signalen über Telefonleitungen beschrieben. Die Modulations- und Demodulationsverfahren und die Verfahren der Träger- und Zeitzählungs-Wiedergewinnung auf der Empfängerseite sind jedoch nicht beschrieben, da derartige Aspekte zum Stande der Technik gehören. (Siehe beispielsweise die US-Patentanmeldung Nr. 6^3 51?)»

In dem folgenden seil auf Fig. 3 Bezug genommen werden, in welcher die gesamte Impulsansprechcharakteristik h. eines typischen Übertragungspfades 14 in Form einer Kurve 2k dargestellt ist. Für eine korrekte Funktionsweise des erfindungsgemäßen Verfahrens der Intersymbolinterferenz-Auslöschung erscheint es wesentlich, daß durch geeignete Vorfilter und durch die Verwendung von doppelter Seiteriband-modulation bei Telefonleitungen der giffite Teil der Impulsenergie der Kurve Ik innerhalb des Hauptimpulses und der folgenden Nachschwingimpulse enthalten ist und daß ein v&rnachlässigbarer Energie-

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bestandteil in den Vorschwingimpulsen enthalten ist. Dieses Merkmal der Impulsansprechcterakteristik wurde durch Messungen an verschiedenen Telefonkanälen - einschließlich Telefonleitungen mit oder ohne Verzögerungsund den Amplituden gegen Frequenzverzerrungsbegrenzungen bei Beil-Systemen 4B Spezifikationen - überprüft und festgestellt. Es sei noch hervorgehoben, daß die Kurve ?Λ ein positives Maximum h bei t aufweist und daß

^c oo

die Nachschwingimpulse negative und positive Werte aufweisen· Die Maxima der Nachschwingimpulse der Kurve ?Λ zu späteren Zeitpunkten t. , tp sind durch die Werte Ji₁, hg usw· festgelegt.

Solange aufeinanderfolgende Daten dem Übertragungskanal 23 mit genügend langsamer Geschwindigkeit übertragen werden, bestehen die empfangenen Signale aus aufeinanderfolgenden Impulsstößen, die eine der Kurve 24· ähnliche Form a.ufweisen.Dabei tritt eine sehr geringe Vermischung mit den zuvor übertragenen Impulsen auf. Bei, einem derartigen System wird somit eine im wesentlichen fehlerfreie Datenübertragung erzielt, wobei jedoch äußerst nachteilig ist, daß die Minimalzeit zwischen aufeinanderfolgenden Datenbit in etwa der gesamten Periode des Ausschwingens der Impulskurve 24· ist. Dies ist jedoch im allgemeinen mit den heutzutage erforderlichen Datenübertragungsgeschwindigkeiten nicht vereinbar.

Im allgemeinen ist die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Datenbit wesentlich geringer als die gesamte Ausschwingzeit der Impulskurve 24. Wenn derartige kurz aufeinanderfolgende Datenbit über den Übertragungskanal 23 gesandt werden, entspricht das resultierende empfangene Signal der Superposition der einzelnen Impulsansprech-

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charakteristikkurven, der einzelnen Datenbit. Es ist einleuchtend, daß die empfangenen Datensignale eine nennenswerte Verzerrung aufgrund des Ausschwingimpulses der zuvor über den Übertragungskanal 23 geleiteten Dateimpulse. Da sich der größte Teil.der übertragenen Impulsenergie innerhalb des Hauptimpulses und der AuEBChwingimpulse befindet, ergibt sich, daß die hauptsächliche Interimpulsinterferenz durch die zuvor übersandten Datensymbole bewirkt wird. Das Rückkopplungsprinzip gemäß der Erfindung eliminiert von jeder Probe das demodulierten Signals alle Intersymbolinterferenz, die durch das direkt zuvor ausgesandte Datensymbol ausgelöst wird.Demzufolge ist das erfindungsgemäße Verfahren für alle Telefonübertragungspfade Ik anwendbar, die für die Übertragung von digitalen Daten mit hoher Geschwindigkeit verwendet werden sollen.

Das erfindungsgemäße Verfahren besteht im wesentlichen darin, daß von einem Datenimpuls der Schwanzteil des zuvor übermittelten Datenimpulses subtrahiert wird. Dieser Verfahrensschritt kann am einfachsten durch eine mathematische Ableitung verstanden werden, bei welcher von dem Demodulator 16 entnommene, die das Intersymbolinterf erenz enthaltende Meßwertprobe des demodulierten Signals wie folgt darstellbar ist:

wobei x. der momentan entnommene Probenwert des demodulierten Signals, h , h^ und hp Werte der Kanalimpulsansprechcharakteristik gemäß Fig. 3, d^, d. ₁, d. ₂ usw. Mengenwerte entsprechend den zuletzt übertragenen Datensymbol bzw. den zuvor übertragenen Datensymbolen sind. Bei einer vorteilhaften Ausführungsform erfolgt die Ent-

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nähme des Probenwertes χ. synchron mit der Erzeugung von Datensymbolen am Sender 10, so daß an dem Empfänger 15 für jedes neue Datensymbol ein neuer Probenwert χ. auftritt. Die Probenzeit für x. wird dabei derart eingestellt, daß der Probenwert x. im Bereich des Maximums des'Hauptimpulses entnommen wird, so daß h dem Maximalwert entspricht. Die Wege zur Durchführung dieses Verfahrensschrittes sind bekannt.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Annulierung der Intersymbolindifferenz ergibt sich anhand von Gleichung i.'Für jedei Probenwert x. wird ein entsprechender Wert x. durch die folgende Gleichung berechnet!

^Xic * ^Xi - ^di-1^h1 -■ ^di-2^h2 - ^di-3^h3 - '·· ⁽²⁾

wobei h^, h₂, h~festgestellte und in dem Entzerrer 18 gespeicherte Werte der Kanalimpuifc-Ansprechcharakteristik sind und el. .j, d^_₂» ^di 3 ^d^^e zuvor übersandten und von den zuvor durchgeführten Berechnungen von x. festge-

legte Datensymbole sind. Die oberhalb des h uhd d. _

a 1—a

auftretenden Striche in Gleichung (2) zeigen an, daß dies geschätzte Werte sind, die von Geräuschen und Verzerrungen des Übertragurigsgrades 14 beeinflußt sind. Anhand der Kurve Zk von Fig. 3 ergibt sich, daß es notwendig ist, nur 5 oder 6 Glieder zu subtrahieren, da bei der Mehrzahl von Telefonkanälen die weiteren Glieder der Impulscharakteristik auf einen vernachlässigbaren Wert abgesunken sind..

Anhand von Fig. 2 ergibt sich ferner, daß - wenn h Faktoren genau festgestellt und die zuvor Übermittelten Datensymbole d. korrekt gemessen worden sind - die

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Zwischensymbolinterferenzen entsprechend Gleichung (1) genau annuliert sind und daß nur der Ausdruck d-h übrigbleibt, von welchem das zu dem Zeitpunkt auftretende Datensymbol abgeleitet werden kann. Wegen den auf dem Übertragungskanal 23_vorhandenen Geräusche und der Unfähigkeit, den Fpktor h genau festzulegen, ergibt sich eine Fehlerkomponente 5, so daß χ. geschrieben werden kann:

= ^di^ho

Gemäß der vorliegenden Erfindung kann der Faktor h als

et

Lösung eines Satzes linearer Gleichungen erhalten werden. Der Satz von Gleichungen kann von den aufeinanderfolgenden Datenproben wie folgt abgeleitet werden, wobei der dem zuletzt auftretenden Datensignal entnommene Probenwert durch Gleichung (1) festgelegt ist. Aufeinanderfolgend entnommene Probenwerte können wie folgt ausgedrückt v/erden:

= ^di₊1^ho ^{+ d}i^h1 ^{+ d}i-1^h2 ^{+ d}i-2^h3

^xi₊2 = ^di+2^ho- ^{+ d}U1^h1 ^{+ d}iV ^{+ d}i-1^h3

_o + d.₊₂h₂ + d_i+1h₁ + _dih₃ + .. (6)

Wenn in dem Empfänger 15 aufeinanderfolgende Hoben werte des demodulierten Signals x., X^₊-J* ^xi+2 '*' ^au^~ treten und wenn aufeinanderfolgende Datensymbole d· ,... dp ... d^_+a ebenfalls zur Verfügung stehen, dann kann ein Satz linearer Gleichungen aufgestellt werden, bei welchem die h Faktoren als Unbekannte auftreten. Durch Lo-

Sl ^

sung dieser Gleichungen können die h Faktoren bestimmt

Q.

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- 16 und in Verbindung mit Gleichung (2) verwendet werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zur schrittweisen Lösung des Satzes der linearen Gleichungen für die Feststellung der h Faktoren verwendet. Dieses Verfahren besteht prinzipiell in der Berechnung je eines Restwertes für jeden durch den Entzerrer verarbeiteten neuen Probenwert von x·, wobei gleichzeitig eine Einstellung von einem der h_ Faktoren gemacht wird, um diesen Restwert zu minimisieren. Ein Restwert R. wird durch die folgende Gleichung bestimmt:

^Ri = ^xic - *l\

Durch Substitution für x. ergibt sich dann folgender Ausdruck:

R₁ =X₁ - d.h_o - d_i_₁h₁ - d_i-2h₂ - ... (8)

Anhand von Gleichung (H-) kann man erkennen, daß wenn die h Faktoren richtig eingestellt werden, um die ent-

el ^β

sprechenden h Faktoren für den Übertragungskanal 23 zu

el ·■

duplizieren und wenn die d. Faktoren ebenfalls korrekt sind - dann die Restwerte R, Null sind, was jedoch im allgemeinen nicht der Fall ist.

Die Einstellung der h Faktoren zur Minimisierung der Restwerte R^ wird dadurch erreicht, daß entweder ein vorgegebener Wert4h zu einem der h_o Faktoren entweder addiert oder subtrahiert wird, Sobald innerhalb des Entzerrers 18 ein neuer Datenimpuls verarbeitet wird. Der Einstellzyklus kann mit h beginnen und anschließend durch alle h Faktoren fortgesetzt werden. Der Ah Wert wird zu einem bestimmten h_ Faktor wahlweise addiert oder

3.

subtrahiert, und zwar nach einer logisch-n Beziehung, die

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durch die folgende Wahrheitstabelle 1 wiedergegeben ist, aufgrund welcher eine Verminderung der Restwerte möglich

Wahrheitstabelle 1

	Vorzeichen des Restwertes	Vorzeichen von d. in Ver bindung mit dem einzustel lenden h-Faktor
Addition des A h-Wertes	+	+
Subtraktion 3es 4h-Wertes	+	+

Da während der normalen Datenübertragung der Einstellzyklus für jeden h Faktor kontinuierlich wiederholt

et

wird, stellt der Entzerrer 18 kontinuierlich auf der Telefonleitung auftretende Veränderungen fest, so daß es nicht notwendig ist, die Datenübertragung für die Übertragung bestimmter Testimpulse zu unterbrechen.

Der Entzerrer 18 soll nun in dem folgenden in bezug auf ein Einkanalsystem Doppelseitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger beschrieben werden. Es ist jedoch für den Fach-mann einleuchtend, daß der Entzerrer 18 ebenfalls für eine gleichzeitige Übertragung auf zwei Kanälen gebaut werden kann, wobei die zu übatragenden Daten geteilt und diese Datengruppen phasengleioh oder in Phasenquadratur

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zur Erzielung einer maximalen Datenübertragungsgeschwindigkeit moduliert werden. Die Art, in welcher dies getan werden kann, und die Art und Weise, in welcher der Entzerrer 18 zu diesem Zweck modifiziert werden muß, um nicht nur die normale Zwischensymbolinterferenz,sondern auch die Kreuzkanalinterferenz zu eliminieren, ergibt sich anhand von der erwähnten US-Patentanmeldung Nr. ShJ 517.

In der einfachsten Form können die Eingangsdaten wahlweise als nicht nach Null "gehende Signale oder als Impulssignale über den Übertragungskanal 23 gesendet werden. Um jedoch die Datenübertragungsgeschwindigkeit zu erhöhen, kann eine Kodierung der übertragenen Daten mit Hilfe mehrerer Amplitudenwerte erreicht werden. Beispielsweise kann bei einer gleichmäßigen Symbolübertragung mit 1200 Symbolen pro Sekunde die Übertragungsgeschwindigkeit durch Veränderung der Anzahl der Amplitudenwerte eines mehrere Amplitudenwerte verwendenden Kodiersystems verändert wird. Bei einem Einkanalsystem mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 1200 Bit pro Sekunde können beispielsweise 2 Amplitudenwerte pro Symbol verwendet werden. Um mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von 2^00 Bit pro Sekunde zu übertragen sind dagegen vier Amplitudenwerte pro Symbol notwendig, während bei 36OO Bit pro Sekunde 8 Amplitudenwerte pro Symbol und bei 4800 Bit pro Sekunde 16 Amplitudenwerte pro Symbol notwendig sind. In anderen Worten werden bei 4800 Bit pro Sekunde beispielsweise 4 aufeinanderfolgende Datenbit zusammen gruppiert und durch einen Datenformer I3 in ein Signal verwandelt, das eines von 16 Amplitudenwerten aufweist, wodurch die 4 Datenbit genau festgelegt sind. Dieses 16-Amplituden-Wertsignal wird dann mittels des Modulators 11 auf einem Träger moduliert und über den Übertragungspfad 16 geleitet. Die Eigenschaften einer Mehrfachamplitudenkodierung sind in Tabelle 2 dargestellt.

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- 19 Tabelle 2

Oatenge- 3chwindig- keit	Bit pro Symbol	Anzahl von Amplituden- werte	gleichmäßige Symboldar stellung
4800 36OO 2^-00 1200	3 2 1	16 8 2	Sd.^d^-^d.^+d^ (H) (2) 8di^j+ Ud1

Je nach dem verwendeten Datenfluß werden wahlweise 16, 8, h oder 2 Amplitudenwerte pro Symbol verwendet. Die Beziehung zwischen der Datengeschwindigkeit, dem Datenbit pro Symbol und der Anzahl der Symbolamplitudenwerte sind in den ersten drei Spalten der Tabelle 2 wiedergegeben. Die vierte Spalte der Tabelle 2 enthält für jede Datenges chwindigke it eine Gleichung, welche die Symbolamplituden mit der Sequenz bzw. dem kodierten"Muster jedes Symbols verbindet. In diesen Gleichungen entsprechen die Werte

(h.) f3) /ο) M)
d.^v , d.^v-, d-^v ' und dj^v ' Datenbit und weisen numerische Werte von plus oder minus eins auf.

In dem folgenden soll auf Fig. h Bezug genommen werden. Da die Ausgangssignale des Entzerrers 18 digitalisiert sind, müssen die Eingangs signale zu diesem Entzerrer 18 ebenfalls digitalisiert sein. Demzufolge wird das Ausgangssignal des Demodulators 16 einem Probenspeicherkreis ho zur Festhaltung der Probenwerte der demodulier-

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ten Datensignale während des Prozesses der Umwandlung in eine digitale Form zugeführt. Zu diesem Zweck ist am Ausgang des Frobenspeicherkreises 4o ein Analog-Dig italkonverter 41 angeschlossen, wodurch die entnommenen und gespeicherten Probenwerte des demodulierten Datensignals in eine digitale Form gebracht v/erden. Dem zifolge ist das Ausgangssignal des Analogdigitalkonverters 41 ein Kehrfach-Digitalsignal entsprechend dem Wert x. von Gleichung (1).

Fig. 4 zeigt in Form eines Blockdiagramms die weiteren Bestandteile des Entzerrers 18. Entsprechend dieser Figur ist ein Paar von in Serie angeordneten Schieberegistern 42, 43 vorgesehen, um die Werte von h und d zu speichern. Das h-Schieberegister 42 weist eine Mehrzahl r von Abschnitten zur Speicherung der einzelnen h Faktoren auf, wobei r gleich der Anzahl

el

der von dem x-'Wert zu subtrahierenden Glieder ist, um gemäß Gleichung (2) die Werte x. zu halten. Gemäß einer

IC ^β

vorteilhaften Ausführungsform weist das h Schieberegister 42 sechs mit den Buchstaben A-F bezeichnete Abschnitte auf. Jeder dieser Abschnitte A-F ist in der Lage η Bits von Informationen zu speichern. Da aus in dem folgenden noch zu beschreibenden Gründen die h Faktoren fluktieren, ist der Wert η so gewählt, daß die Fluktation klein gegenüber den Werten der h Faktoren ist.Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist demzufolge η = 11.

Das d-Schieberegister 43 weist r = 6 mit H-M bezeichnete Abschnitte auf, um die d. Faktoren zu speiehern und die Verschiebungen dufchzufuhren. Jeder Abschnitt H-M innerhalb des d-Schieberezj-sters 43 ist in der Lage ρ Bit von Informationen zu speichern, wobei ρ gleich der maximalen Anzahl der in jedem Datensymbol ko-

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dierten Bit ist.Gemäß dem vorliegenden Beispiel ist ρ = 4 gewhält, so daß entsprechend der Anzahl von kodierten Datenbit in jedem Datensymbol sich'eine Datenübertragungsgeschwindigkeit von 4800 Bit pro Sekunde ergibt. Zusätzlich ist ein n+3 Bit Schieberegister 44 vorgesehen, um die h Faktoren zu speichern, wobei dieses Scheiberegister 44 durch den Abschnitt G des h Schieberegisters 42 dargestellt ist. Ferner ist ein ρ Bit Schieberegister 45 vorgesehen, um die d Faktoren zu speichern, wobei dieses Schieberegister 45 durch den Abschnitt N des d Schieberegisters 4-3 dargestellt ist.

Das Ausgangssignal des Analogdigitalkonverters 41 wird über ein Eingangsgatter 47 einem'Akkumulator 46 zugeführt. Das ebenfalls in Form eines Mehrfachbitsignals auftretende Ausgangssignal des Akkumulators

46 wird einem Kurzzeitspeicherregister 48 zugeführt, dessen Ausgangssignal zurück über das Eingangsgatter

47 dem Akkumulator 46 zugeleitet wird. Der Ausgang des Abschnittes F des Schieberegisters 42 ist ein Auf- und Abzähler 49, dessen Ausgang dem Schieberegisters 44 zugeführt ist. Die ersten η Stufen des Schieberegisters 44 sind mit dem Eingang eines Multiplizierlogikkreises 50 verbunden, dessen Ausgang über das Eingangsgatter 47 mit dem Akkumulator 46 verbunden ist. Die η Stufe des Schieberegisters 44 ist mit dem Abschnitt A des Schieberegisters 42 und dem Auf- und Abzähler 49 verbunden. Der Ausgang des Abschnittes M des Schieberegisters 43 ist hingegen über ein Rückführgatter 51 mit einem Doppelbegrenzungslogikkreis 52 verbunden,dessen Ausgang dem Abschnitt N zugeführt ist. Der Ausgang des Abschnittes N wird zurück

K "Slicer logic circuit" In dem folgenden wird der Ausdruck "to slice" mehrfach verwendet, was mit "Abtrennen" übersetzt worden ist. Es ist nicht ganz klar, was darunter gemeint ist. Anmerkung des Übersetzers

-22-

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zu dem Doppelbegrenzungslogikkreis 52 sowie an den Abschnitt H und das Rückführgatter 5I geführt. Ein weitererAusgang des Doppelbegrenzungslogikkreises 52 ist mit dem Multiplizierlogikkreis 50 und über eine Leitung 5^ mit dem Auf- und Abzähler 49 verbunden. Das Vorzeichenbit des Akkumulators 46 wird über eine Leitung 53 dem Doppelbegrenzungslogikkreis 52 sowie dem Auf- und Abzähler 49 zugeführt. Der Datenausgang selbst wird von dem Schieberegister 45 abgeleitet.

Fig. 5 zeigt die innerhalb des Entzerrers 13 auftretenden seitliche Folge der Vorgänge, In diesem Zusammenhang sei erneut darauf hingewiesen - daß jedesmal wenn ein neuer x. Datenimpuls bearbeitet wird - der Entzerrer 18 folgende Schritte durchführt!

1) Berechnung des Wertes x._,

IC

2) Abtrennung des χ. Wertes zur Gewinnung des Datenwertes

3) Berechnung des R. Wertes,

4) Erhöhung oder Verminderung desselben um einen h_ Faktor.

Zur Durchführung dieser Schritte wird der Entzerrungs-Zyklus in acht Stufen unterteilt, Fig. 5 zeigt an, welche Schritte während jeder Stufe durchgeführt werden. Jede Stufe ist wiederum in n=11 Zeitimpuüee zur Verschiebung der 11 bit h_ Faktoren unterteilt. Der Beginn des

CL

Entzerrungszyklus wird durch einen Impuls des Analog-Dig italkonverters 41 ausgelöst, indem angezeigt wird, daß der x. Probewert digitalisiert und dem Akkumulator zugeführt worden ist. Bei Beginn des Entzerrungszyklus werden die h und d Faktoren in ihre entsprechenden Register 42, 43 gebracht, sowie dies anhand von Tabelle 3 ersichtlich ist.

H engl. "frame" Anmerkung des Übersetzers»

-23-909882/1311

- 23 Tabelle 3

Abschnitt

e ingespe icherte Daten

Abschnitt

eingespeicherte Daten

C D

h,.

H I

J K

T.

M N

^di-7 ^di-6

ii-5 -^di-4

^di-3 ^di2

Während jeder Stufe werden entweder die gesamten h und d Schieberegister 42, 43 oder Abschnitt derselben um eine h oder d Faktor-Position weitergeschaltet, wobei Bitpositionen für das h Schieberegister 42 und 4 Bitpositionen für das d Schieberegister 43 zur Verfügung stehen. Sowie dies anhand von Fig. 5 ersichtlich ist, wird dann entweder ein Zwischensymbolinterferenzglied subtrahiert oder eine Abtrennung vorgenommen.

Aus Fig. 5 kann man erkennen, daS während der Stufen 0 bis 5 alle Zwischensymbolinterferenzglieder von der zuvor in den Akkumulator 46 eingespeicherten x. Datenimpuls subtrahiert werden, und daß während der Stufe 6 der Wert ^xic ^getrennt wird, um den Wert von d. zu bestimmen. Da während des Abtrennvorgangs der Wert x. innerhalb des

Akkumulators 46 vernichtet wird, ist es notwendig, diesen Wert während des Abtrennvorgangs in einem Kurzzeitspeicherregister 38 zu speichern und denselben für die Berechnung des Wertes R_i zuruckzutransferieren. Demzufolge wird der

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χ. Wert während des letzten Zeitimpulses der Stufe 5 von dem Akkumulator 46 dem Kurzzeitspeicherregister 48 zugeführt und während des letzten Zeitimpulses der Stufe 6 nach Durchführung des Abtrennvorgangs zurücktransferiert· Nach Vollendung der Stufe 7 sind alle d. „h Gliederen dem

JL "»fl, et

Akkumulator 46 subtrahiert, so daß innerhalb desselben der Restwert R. enthalten ist. Während das letzten Zeitimpulses der Stufe 7 wird der wichtigste Bit des Akkumulators 46 - nämlich das Vorzeichen des Restwertes R^ - dem Auf- und Abzähler 49 zugeführt, in welchem eine Speicherung zur Erhöhung oder Erniedrigung eines der h_ Paktoren während des nächsten Entzerrungszyklus vorgenommen wird*

Ein Beispiel soll illustrieren, wie die 3. h"

Χ·* EL gl

Glieder subtrahiert werden und wie die Verschiebungs- und .Addiervorgänge zeitlich hintereinander erfolgen. Dieses Beispiel bezieht sich auf die Glieder, die während der Stufe Null bei einer Übertragungsgeschwindigkeit von 4800

Bit pro Sekunde so subtrahiert werden. Die zeitliche Reihenfolge der Vorgänge für die Sbutraktionen während der anderen Stufen ist identisch der Zeitfolge der während der Stufe Null auftretenden Vorgänge.Die Subtraktion bei anderen Datengeschwindigkeiten soll am Ende dieses Beispiels erläutert werden.

Die Gleichungen für die während der Stufe Null zu subtrahierendenGlieder bei 4800 Bit pro Sekunde und 16 Amplitudenwert-Symbolen kann entsprechend Tabelle 2 durch folgende Gleichungen wiedergegeben sein«

i1M 41V ii i-1<V (9)

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9 0 9 8 8 2/13 11

wobei die d^ ^Ji Glieder festgestellte Datenbit sind, deren Werte plua oder minus 1 sind· Die Verschiebungs- und Addiervorgänge erzeugen Glieder entsprechend dieser Gleichung, die von dem Akkumulator 46 wie folgt subtrahiert werden. Während der Stufe Null ist der R₁ Wert innerhalb des mit der Multiplizierlogikkreis 50 verbundenen Schieberegisters 44 enthalten«Während des ersten ZeitIntervalls der Stufe 0 sind alle 11 Bit von U₁ in den wichtigsten 11 Bitpositionen des Schieberegisters 44 enthalten. Da für die Verschiebungs- und Addiervorgänge die Positionierung der h Paktoren innerhalb dieser Abschnitte die Maßstabfaktoren in Verbindung mit diesen Gliedern festlegt» wobei eine Verschiebung um eine Bitposition nach rechts den Maßstab um einen Faktor zwei dividiert, ist ein Maßstabfaktor 8 vorhanden, solange sie sich in den 11 wichtigsten Bitpositionen des Schieberegisters 44 befinden. Während des ersten Zeitimpulses der Stufe Null ist der Wert d. . in dem Schieberegister 44 enthalten, wobei sich der Wert d. : in der letzten Bitposition dieses Abschnittes befindet. Es ist diese Bitposition des Registers 45, die über den DoppeIbegrenzungslogikkreis 52 mit der Multiplizierlogikkreis 50 verbunden ist, so daß Datensymhol-bits für die Berechnung der d. h Glieder zur Verfügung stehen.

X™81 et

Während des ersten Zeitimpulses der Stufe Null wird

je nachdem, ob der Wert ά\_^ plus oder minus ist, der Wert Kvon dem in dem Akkumulator 46 gespeicherten Wert subtrahiert oder zu demselben addiert· Zwischen dem ersten und zweiten Zeitimpuls der Stufe 0 werden die h Schieberegisterabschnitte A - G um je eine Bitposition nach

-26-

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rechts geschoben, wodurch eine Maßstabsverschiebung von 8h. nach kh* stattfind6t.Die d Schieberegisterabschnitte H-N werden ebenfalls um je eine Bitposition nach rechts geschoben, so daß der Wert %\_\ zur Verfügung steht. Während des weiten Zeitimpulses wird je nach dem, ob der Wert 3PI plus oder minus ist, der Wert ^h₁ wahlweise dem in dem Akkumulator 46 gespeicherten Wert addiert oder von demselben subtrahiert. Anschließend daran werden die h und d Registerabschnitte A-G und H - N bei jedem Aufeinanderfolgenden Zeitimpuls um eine Bitposition nach rechts geschoben. Während des dritten Ze itimpulses der Stufe 0 wird somit der Wert 2h^ wahlweise addiert oder von dem innerhalb des Akkumulators 46 gespeicherten Wert subtrahiert, wogegen während des vierten Ze itimpulses der Wert h. wahlweise addiert oder von den» innerhalb des Akkumulators 46 gespeicherten Wert subtrahiert wird. Während den verbleibenden 7 ZeMmpulsen der Stufe 0 werden die h Schieberegisterabschnitte A - G um eine Bitposition nach Rechts geschoben, so daß während des ersten ^eitimpulses

^:" . am

der nächsten Stufe der Wert 8hginnerhalb des Abschnittes G des h Schieberegisters positioniert und bereit für eine Auslöschung des Außengliedes d.«hgist.Der h^ Paktor ist somit innerhalb des Abschnittes A enthalten. Die vier Verschiebungen des d Registerabschnittes H bis N, die während der ersten vier Zeitimpulse der Stufe 0 eintreten, haben den V/ert d. ₂ in den Abschnitt N geschoben, so daß derselbe zur Auslöschung bereit ist.Demzufolge ist keine weitere Verschiebung der d Registerabschnitte bis zur nächsten Stufe notwendig. Der d, .. wert ist nun innerhalb des Abschnittes H enthalten.

Während der Schiebe- und Addiervorgänge steuert, der Multiplizierlogikkreis 50, ob die innerhalb des

• ' ■ ■ -27-

Schieberegisters 44 vorhandenen h_ Faktoren addiert oder von dem innerhalb des Akkumulators 46 gespeicherten Wert subtrahiert werden, indem das Zeichen der h_ Faktoren vor der Addierung zu dem Akkumulator 46 invertiert oder nicht invertiert wird· Die letzte Bitposition des Schieberregisters 45 ist durch ein Tor des Doppelbegrenzungslogikkreises 53 mit dem Multiplizier logikkreis 50 zur Steuerung der Vorzeicheninversion verbunden· Es ergibt sich demzufolge, dass das Register 44 m+3 - .d.h-. 14 Stufen aufweist - um die 11 Bit h-Faktoren aufzunehmen, die dreimal während der Schiebe- und Addiervorgänge verschoben werden.

Bei Datengeschwindigkeit von weniger als 4800 Bit pro Sekunde werden weniger Additionen und/oder Subtraktionen von dem Akkumulator 46 in jeder Stufe vorgenommen, da bei niedrigeren Datengeschwindigkeiten weniger Bit innerhalb der Batenspabole vorhanden sind. Bei 36OO Bit pro Sekunde warden clr^i Additionen sia dem Akkumulator 46 gemacht «, wobei die H₁^»Faktoren maßstabmässig auf 8, 4 und 2 festgelegt werden0 Bsi 2400 Bit pro Sekunde werden hingea gen zwei Additionen mit den h^-Paktorsη gemacht, die auf 8 und 4 festgelagt sindo BqI 1200 Bit .pro Sekunde wird eine Addition mit dan h «Faktoren gemacht_f dis dann einzig und allein auf dsn Maßstab 8 festgelegt sind,,

Für die niedrigeren Datengesehwindigkeiten ergeben sich die Abläufe von der SyrabolamplituelQn-Darstellung der Gleichungen von Tabelle 2. Bei 4800 pro Sekunde werden innerhalb jeder Stufe 11 Verschiebungen der ΐϊ-Registerabschnitte A bis G und vier Verschiebungen der d-Registerabschnitte H bis N gemacht, während bei 36ΟΟ Bit pro Sekunde nur die ersten drei wichtigsten Bit der d-Faktoren für die Multiplikation verwendet werden» Bei 2400 Bit pro Sekunde werden hingegen nur die ersten zwei Bit und bei 1200 Bit pro Sekunde nur der erste Bit verwendet.

909882/1311 ^BAD

Das oben beschriebene Verfahren wird bis zu den Stufen 5 durchgeführt, so daß am Ende der fünften Stufe sowie dies anhand von Fig. 5 ersichtlich ist, alle Glieder ^i-1* *H k*^s ^i-O⁷¹O ^{von den über} ^^en Analogdigitalkonverter 41 in dem Akkumulator 46 eingeleiteten Wert χ ^ subtrahiert worden sind. Am Ende der fünften Stufe hat somit der Akkumulator 46 den korrigierten Wert χ. gespeichert. Während der Stufe 6 wird der Wert x, (Jurch'einen Betrag proportional zu h geteilt, welcher nunmehr für die Ableitung des Wertes d". innerhalb des Abschnittes G gespeichert ist« Für die Abtrennung wird ein Verfahren analog einer sukzessiven Annäherung mit einer Analogdigital-Konvertion durchgeführt, wobei dieselben Verschiebungs- und Addiervorgänge für die Berechnung und Subtraktion der cü. h-Glieder verwendet werden. Sowie dies bereits erwähnt worden ist, werden die Abtrenn-Vergleichswerte von K₀ abgeleitet, so daß sich eine automatische Verstärkungsfaktorsteuerung ergibt» . ·

Während der Stufe 6 werden die Bit des Abschnittes G zurück in diesen Abschnitt durch die Rückführgatter des Auf- und Abzähler 49 geleitet, wobei die in den Abschnitten A bis F vorhandenen Bit nicht verschoben werden» Da jeder Bit der neuen Datensymbole ebenfalls während der Stufe 6 erzeugt wird, werden dieselben in den Abschnitt N des d-Schie· beregisters kj geschoben, wodurch die zuvor eingespeicherten Bit ersetzt werden. Die in den Abschnitten H bis M vorhandenen Bit werden hingegen aufrechterhalten« Es zeigt sich somit - sowie dies in Fig. 5 gezeigt ist -, daß am Beginn der sechsten stufe der Zi „-Wert innerhalb des Abschnittes N des df-S c hie beregisters 4-3 gespeichert ist, während der H_Q-Wert innerhalb des Abschnittes G des H-Schie-

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beregisters 42 eingespeichert ist. Da jedoch der d, „-Wert nicht für die Berechnung des x. -Wertes verwendet wird, wird derselbe während der Stufe 6 bei der Berechnung des cL-Wertes in den Abschnitt N geschoben, so daß der df, „-Wert vernichtet wird.

Um die Reihenfolge der Vorgänge anzuzeigen, die während des Abtrennens auftreten, soll der während der Stufe 6 stattfindende Abtrennvorgang bei 4800 Bit pro Sekunde nunmehr beschrieben sein· Die Abtrennung bei niedrigeren Datengeschwindigkeiten soll hingegen am Ende dieser Beschreibung vorgenommen werden*

Während des ersten Zeitimpulses der Stufe 6 ist der h\-Wert mit einem Mäßstabfaktor von 8 in dem Abschnitt G und der d^«*Wert in dem Abschnitt N enthalten. Bei 4800 Bit pro Sekunde werden die vier Bit des neuen Datensymbols d^ während der ersten vier Zeitimpulse der Stufe 6 erzeugt« Die während dieser vier Zeitimpulse und den verbleibenden Zeitimpulsen der Stufe 6 auftretenden Abläufe sind wie folgtt Während des ersten Zeitimpulses wird ein Vergleich mit 0 gemacht, indem das Vorzeichen von x*_c» d.h. der wichtigste Bit des Akkumulators 46, untersucht wird. Aus diesem Grunde wird dieser wichtigste Bit des Akkumulators 46 über die Leitung 53 dem Doppelbegrensungslogkkreis 52 zugeführt. Solange das Vorzeichen x^_Q positiv ist, wird der Binärwert O des wichtigsten Bit von d» von dem Doppelbegrensungslogikkreis 52 in den Abschnitt N geschoben und der 8h_Q-Wert innerhalb des Akkumulators 46

von dem x. -Wert subtrahiert. Wenn das Vorzeichen von x, ic · ic

jedoch negativ ist, wird der Binärwert 1 in den Abschnitt N geschoben und der 8h -Wert innerhalb des Akkumulators 46 zu dem x. -Wert addiortt Zusätzlich wird der Abschnitt G um ©insn Bit nach rechts geschoben, wodurich dar Inhalt

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■ - jo -

desselben maßstabmässig von 8 auf k reduziert wird. Anstelle einer Verschiebung des Ausgangssignals des Abschnittes G in den Abschnitt A wird jedoch in diesem Fall eine Verschiebung über den Auf- und Abzähler 49 zurück in den Abschnitt G vorgenommen.

Während des zweiten Zeitimpulses der Stufe 6 wird der Vorgang der ersten Zeitimpulse wiederholt. Der Zeichenbit des nunmehr den χ * +8H -Wert enthaltenden Akkumulators 46wird somit untersucht und entsprechend dem vorhandenen Zeichenbit entweder ein Binärwert 0 oder 1 für das zweitwichtigste Bit von <L in den Abschnitt N geschoben und der 4h"_Q-Wert wahlweise addiert oder von dem x*_c- ⁺8n Wert des Akkumulators 46 subtrahiert. Anschließend daran wird der Abschnitt G erneut um ein Bit nach rechts geschoben, wobei diesmal eine Maßstabsveränderung von 4 auf 2 vorgenommen wird. Während des dritten und vierten ZUitimpulses erneut wiederholt« Demzufolge wird während des dritten Zeitimpulses die Vergleichsgröße 4h"₀ des drittwichtigsten Bit von d^ erzeugt und der 2h -Wert wahlweise addiert oder von dem in dem Akkumulator 46 vorhandenen Wert subtrahiert. Während des vierten Zeitimpulses hingegen» während welchem die Vergleichsgröße 2h beträgt, wird der viertwichtigete Bit erzeugt» und der H_o-Wert wahlweise addiert oder von dem Akkumulator 46 subtrahiert« Während der verbleibenden sieben &-eitimpuls« der Stufe 6 tritt keine weitere Verschiebung der Abschnitte N ein, jedoch werden der Inhalt de» Abeohnittes G um 7 Bit naeh rechts geschoben, so daß am Ende der Stufe 6 das Signal sich in dem ursprünglichen Zustand befindet, in welchem es sich am Anfang der Stufe befunden hat. Demzufolge ist am Ende der Stufe 6 der n"_o-Wert erneut innerhalb des Abschnittes G mit einem Maßstabsfaktor 8 und somit bereit; für die Abschnitte innerhalb der Stufe 7, Zusätzlich ist der cf.-Wert nunmehr innerhalb des Abschnittes N des (!-Schieberegisters 43 eingespeichert.

909882/1311 "^"

Die Abtrennvorgänge bei niederen Datengeschwindigkeiten sind dieselben wie die oben beschriebenen für 4800 Bit pro Sekunde. Während weiterhin vier Verschiebungs- und Addiervorgänge während jeder Abtrennstufe durchgeführt werden, so haben jedoch trotzdem nicht alle diese Verschiebungen und damit nicht alle dabei erzeugten Bit eine Bedeutung.

Da der Abtrennvorgang den innerhalb des Akkumulators 46 den χ, -Wert zerstört, ist es notwendig* denselben während des Abtrennvorgangs innerhalb des Kurzzeitspeicherregisters 48 zu speichern und anschließend für die Berechnung des R.-Wertes zurück zu dem Akkumulator 46 zu transferieren. Im Falle des x_ic-Wertes wird derselbe während des letzten Zeitimpulses der Stufe 5 kurz vor der Abtrennung von dem Akkumulator 46 zu dem Kurzzeitspeicherregister 48 geleitet. Während des letzten Zeitimpulses der Stufe 6 nach Vollendung des Abtrennvorganges wird der x. -Wert erneut über- das Eingangsgatter 47 dem Akkumulator 46 zugeführt. Zu Beginn der siebten Stufe ist demzufolge der x. -Wert innerhalb des Akkumulators 46 enthalten, während sich der n*_Q-Wert innerhalb des Abschnittes

G und der d.-Wert innerhalb des Abschnittes N befinden, ι ·

Während der ersten vier Zeitimpulse de» Stufe 7 wird der h -Wert wahlweise subtrahiert oder zu dem inhalt des Akkumulators 46 addiert, und zwar je nach dem Vorzeichen des di-Datenbit, das wie oben beschrieben, in analoger Weise mit den Gliedern as -h^ bis d. /hs gewonnen wird. Diese Subtraktion des Wertes d,h von dem x. -Wert innerhalb des Akkumulators 46 während der Stufe 6, ergibt eine Berechnung des Restwertes R. in Übereinstimmung mit Gleichung 4. Bei Vollendung der Stufe 7 sind alle ά. _K -Glieder von dem Akkumulator 46 subtrahiert, so daß der Rest-

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Wert R^ innerhalb desselben vorhanden ist. Während des letzten Zeitimpulses der Stufe 7 wird das Vorzeichen des Rest-Wertes R. - d.h. das wichtigste Bit des Akkumulators 46 - über die Leitung 53 einem Speicher-element des Auf- und Abzählers 49 zugeführt, damit während des nächsten Entzerrungszyklus eine Erhöhung bzw. Erniedrigung des H -Wertes vorgenommen werden kann.

Das Prinzip der Erhöhung und der Erniedrigung des h -Faktors macht erforderlich, daß während jedes

et

Entzerrungszyklus jeweils ein h -Faktor erhöht oder erniedrigt wird und daß in zwei aufeinanderfolgenden Entzerrungszyklen jeweils verschiedene h -Faktoren erhöht

Si

bzw. erniedrigt werden. Während jedes Entzerr*ungszyklus bewirken demzufolge von den einen Teil der Entzerrungszeitlogikschaltung bildenden Zählern abgeleitete logische Funktionen, eine Erhöhung oder Erniedrigung eines h -Faktors, wenn derselbe durch den Auf- und Abzähler

geschoben wird, während die verbleibenden h -Faktoren ohne

S. ·

Veränderungen durchgeschoben werden. Während jedes aufeinanderfolgenden Z err ungs zyklus bewirken die logischen Funktionen eine Erhöhung oder Erniedrigung des nächsten H -Faktors, bis alle sieben h -Faktoren eingestellt worden sind. Anschließend daran wird der Zyklus wiederholt.

Die Vorzeichen der Datensymbole und der Restwerte zur Erhöhung oder Erniedrigung eine · h -Faktors werden jeweils während jenes Entzerrungszyklus erzeugt, der direkt vor dem Zyklus abläuft, bei welchem die Erhöhungoder Erniedrigung selbst vorgenommen wird. Es ist bereits erwähnt worden, daß das Vorzeichen des Restwertes dem Auf- und Abzähler 49 am Ende des Entzerrungszyklus übermittelt wird. .In gleicher Weise „wird zu einem geeigneten Zeitpunkt wäh-

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rend des EntzerrungsZyklus das Vorzeichen jenes Datensymbols, welches in Beziehung mit dem während des nächsten Entzerrungszyklus einzustellenden h -Faktor steht, über die Leitung 54 dem Speicherelement des Auf- und Abzählers 49 zugeführt. Das Vorzeichen wird dabei von der letzten Bitposition des Schieberegisters 45 hergeleitet» Sobald beide Vorzeichen des Restwertes und des Datensymbolzeichens übermittelt worden sind, können sie mit Hilfe eines aussschließenden ODER-Gattera des Auf- und Abzählers 49 auf einfache Weise kombiniert werden, wodurch in Übereinstimmung mit Tabelle 1 das Vorzeichen für die Einstellung des H -Faktors für jeden Kanal festgelegt ist.

Aufgrund der Tatsache, daß eine hintereinanderfolgende Einstellung der h -Faktoren vorgenommen wird,

a -

ergibt sich eine Konvergenz, wobei die h -Faktoren um ihre tatsächlichen Werte bis zu Werten von + 4Ah flukturieren. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Zunahme und Abnahme in Binäreinheiten von 1 durchgeführt. Bei einem 11 Bit-Binärformat für die h_a-Faktoren - d.h. einem Bitvorzeiöhen und 10 Bit arößenwerten - beträgt der Ah-Wert nur 1/1024· des Maximalwertes der h-Faktoren.

Demzufolge stellen Flutationen in der Größenordnung von +4Ah keine nennenswerten Probleme dar.

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Claims (11)

1. Patentansprüche

   Verfahren zur Feststellung der Impulsansprechcharakteristik von Nachrichtenübertragungskanälen, über welche eine Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Datensymbolen geleitet sind, dadurch gekennzeich net, daß von fen aufeinanderfolgend über den Übertragungskanal (23) geleiteten Signalen empfängerseltig ein Satz linearer Gleichungen abgeleitet wird, in welchen , jedes aufeinanderfolgend empfangene Signal gleich Summe des zuletzt empfangenen Datensymbols und der zuvor empfangenen, durch die Impulsansprechcharakteristik veränderten Datensymbole gemacht ist, und daß dieser Satz von linearen Gleichungen für die die Impulsanspruchscharakteristik aufgelöst wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η ze i c h η e t , daß zusätzlich von jedem empfangenen Signal die errechneten Werte des zuvor empfangenen, durch den geschätzten Wert der Irapulsansprechcharakttrlstik modifizierten Datensymbole subtrahiert wird, und daß von dem dadurch ermittelten korrigierten Signal der Wert des zuletzt empfangenen Datensymbols errechnet wird,
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß von dem korrigierten Signal der berechnete Wert des zuletzt empfangenen, durch den geschätzten Wert der Impulsansprechcharakteristik modifizierten Dptensymbols für die Ableitung eines eine Punktion der Differenz zwischen dem tatsächlichen und geschätzten Wert der Impulgansprechcharakteristik bildenden Restwertes subtrahiert wird, und daß selektiv der geschätzte Wert der Impulsansprechcharakteristik so verändert wird, daß der Rest-wert einem Minimum zugeführt wird,

   909882/131 1 ~³⁵~
4. 4. Verfahren nach Anspruch 2o-der 3» dadurch gekennzeichnet, daß das korrigierte Signal mit einem geschätzten Wert im Bereich der Maximalamplitude der ipulsansprechcharakteristik verglichen wird.
5. 5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennze ich η et , daß die gleichzeitig linearen Gleichungen wie folgt ausgebildet sind

   = d_i+1h_o + d^. + U_1-1Ji₂ + d_i-2h₃ + ^xi+2 ^{= d}i+2^ho ^{+ d}i+1^h1 ^{+ d}i^h2 ^{+ d}i-1^h3 ⁺

   x., Xi₊-|» ^xi+2 ^aufei^nancierf olgende Werte der empfangenen Signale,

   d. t ...... d·, .... d., aufeinanderfolgende Datensym-

   1^9. X X «el

   bole und

   h , h>, h₉ «... aufeinanderfolgende Werte der Impulscharak-

   teristik zu Zeitinervallen zwischen aufeinanderfolgenden Datensymbolen sind.
6. 6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

   dadurch gekennze i c h η e t , daß von jedem der über den Übertragungskanal (23) empfangenen Signale die berechneten Werte der zuvor empfangenen, um den geschätzten Wert der Irapulsansprechcharakteristik modifizierten Datensymbole für die Ableitung eines Korrektursigüals subtrahiert werden, daß von dem dadurch ermittelten korrigierten Signal der Wert des zuletzt empfangenen Datensymbols be-

   -36- ' 909882/1311

   rechnet wird, daß von dem korrigierten Signal der berechnete Wert des zuletzt empfangenen, um den geschätzten Wert der Impulscharakteristik modifizierten Datensymbol zur.Ableitung eines eine Funktion der Differenz zwiatien dem tatsächlichen und dem geschätzten Wert der Impulscharakteristik bildenden Restwertes subtrahiert wird, und daß der geschätzte Wert der Impulscharakteristik selektiv zur Erzielung eines Minimalwertes das Restwertes modifiziert wird.
7. 7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das korrigierte Signal mit dem geschätzten Wert im Bereich der Maximalamplitude der Impulscharakteristik verglichen wird.
8. 8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7» dadurch gekennzeichnet, daß bei d. ₂ aufeinanderfolgenden Datensymbolen und aufeinanderfolgenden Werten h·, h.. , h_ .... der Impulscharakteristik von jedem empfangenen Signal x. die berechneten Werte d~, _Λ d\ _o, d". ~> · · · der zuvor empfangenen Datensymbole subtrahiert werden, welche Datensymbole und die geschätzten Werte TL , h_?,h,, ...» der Impulsansprechscharakteristik entsprechend der Gleichung

   ^xic ^{= x}i - ^di-1^h1 * ^di-2^h2 - ^di-3^h3 "

   modifiziert sind, wobei

   x. gleich d.h" +S » und c5 eire Fehlerkomponente auf

   XC X O

   Grund von Geräusch und der Differenz zwischen den tatsächlichen und geschätzten Werten der Impulscharakteristik, daß ferner der Wert χ, durch den Wert h für die Ableitung des Wertes d^ gespalten wird, daß der Wert d^ von

   " -37-

   909882/1311

   dem χ. für die Ableitung des Restwertes R. subtrahiert wird und daß selektiv der geschätzte Wert der Impuslcharakteristik zur Miniinisierung des Restwertes R. verändert wird.
9. 9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß selektiv ein Wert Ah zu den h -Fak-

   EL

   toren addiert bzw. subtrahiert wird, jedesmal, wenn ein Datensymbol verarbeitet wird.
10. 10. Verfahren nach Anspruch 9» dadurch g e k e η η ze i c h η e t , daß bei jeder Verarbeitung eines Datensymbols jedesmal ein verschiedener h -Faktor eingestellt wird.
11. 11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennze ichnet , daß der Wert x» mit dem geschätzten Wert h_Q für die Abteilung des Wertes d"^ verglichen wird.

    30988271311