CH668874A5 - Verfahren zum betrieb einer datenuebertragungsanlage. - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb einer Datenübertragungsanlage gemäss dem Oberbegriff des ersten Anspruchs.

Das vorliegende Verfahren wird auf eine Datenübertragungsanlage angewendet, die in sehr vielen Punkten ähnlich jener ist, wie sie in GB-A 2 111 354 oder EP-A 0 096 048 beschrieben ist. Es wird jedoch im vorliegenden Fall ein anderes Verfahren für die Taktsignalentnahme und ein zusätzliches Initialisierungsverfahren beschrieben, das eine rasche Verkehrsaufnahme ermöglicht. Das Taktentnahmeverfahren ist mit nur geringen Modifikationen für irgend eine Basisband-PCM-Daten-übertragungsanlage anwendbar, ist jedoch besonders vorteilhaft, wenn es auf eine Vollduplex-Anlage angewendet wird. Dabei ergeben sich folgende Vorteile:

a) Die Taktinformation kann dem Übertragungscode ohne Erhöhung der Baud-Rate zugegeben werden, so dass der Übertragungscode keine Redundanz für die Taktentnahme benötigt.

b) Für die Übertragung des Pilotsignals ist Leistung nötig, jedoch höchstens ein Zwanzigstel der für die Datenübertragung verwendeten Leistung, wobei das Pilotsignal den Datendetek-tionsvorgang nicht nachteilig beeinflusst.

c) Die Einstellung der Taktphase, d.h. der Zeit, zu welcher die Datenbits abgetastet werden, basiert auf einem einzigen Abtastwert per Baud. Die Phasenbeziehung zwischen Datensignal und Pilotsignal ist so ausgelegt, dass derselbe Abtastwert für die Datendetektion verwendet wird. Die Abtastrate eines auf der Sendeseite vorhandenen Analog/Digital-Wandlers und überhaupt jede Signalverarbeitung bis und mit zum Empfänger muss nur mit einem Abtastwert per Baud betrieben werden.

d) Während der Initialisierung der Anlage erlaubt die Übertragung des Pilottons allein ein sehr rasches Erreichen der richtigen Taktphase, bevor Daten übermittelt werden. Diese Eigenschaft kann verwendet werden, um die führende Seite der Übertragungsanlage auf eine Abtastphase einzustellen, welche während der Dauer der Verbindung nicht verändert werden muss. In normalem Betriebszustand muss das Pilotsignal nur in Richtung von der führenden zur geführten Endstelle übertragen werden.

e) Für den Übungsbetrieb kann eine besonders vorteilhafte Arbeitsweise verwendet werden, bei welcher das geführte Ende in Synchronismus gehalten wird, indem das Pilotsignal in Richtung von der führenden zur geführten Endstelle übertragen wird, während Daten nur in Richtung führende zu geführter oder geführte zu führehder Endstelle übertragen werden.

f) Das Pilotsignal kann in der führenden Endstelle leicht von den Daten getrennt werden unter Verwendung einer einzelnen Anzapfung eines adaptiven Echolöschfilters.

g) Die Phase des Pilotsignals kann in der geführten Endstelle leicht abgeschätzt werden mit Hilfe eines einzelnen Abgriffes in einem adaptiven Entzerrerfilter mit quantisierter Rückkopplung.

In bezug auf die Taktsignalentnahme stellt das vorliegende Verfahren eine gewisse Weiterentwicklung des im GB-B 2 082 025 (oder CH-A 655 212) beschriebenen Verfahrens dar.

Die Hauptmerkmale des vorliegenden Verfahrens können dem kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 entnommen werden. In den abhängigen Ansprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen des vorliegenden Verfahrens zu entnehmen.

Ein Ausführungsbeispiel des vorliegenden Verfahrens wird nun anhand der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschema einer führenden oder geführten Endstelle einer Datenübertragungsanlage, wobei Einzelheiten eines analogen Verfahrens zur Pilotsignalbeigabe gezeigt sind;

Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschema der führenden oder geführten Endstelle einer Datenübertragungsanlage mit Einzelheiten über die Pilotsignalentnahme;

Fig. 3 Signalformen zur Darstellung der Beziehung zwischen

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dem Datensignal, dem Datentakt, dem Pilotsignaltakt und dem Pilotsignal;

Fig. 4 ein Blockschema einer in der Datenübertragungsanlage verwendeten Unterdrückungsschaltung, welche einen Koeffizienten für die Pilotsignalunterdrückung liefert;

Fig. 5A eine Signalform zur Erklärung der Pilotsignalüber-tragung;

Fig. 5B ein einfaches Blockschema eines Phasendiskrimina-tors, der verwendet wird, wenn nur das Pilotsignal übertragen wird; und

Fig. 6 schematisch eine Zusatzschaltung zu einem adaptiven Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung.

Bei der vorliegenden Datenübertragungsanlage sind zwei Endstellen vorhanden, nämlich eine führende Endstelle mit einem Hauptoszillator, welcher die PCM-Übertragungsrate steuert, und eine geführte Endstelle, welche durch die führende Endstelle mit Hilfe einer Taktsynchronisierschaltung synchronisiert wird. Es sind zwei Grund-Betriebsarten möglich, Initialisierung und stetiger Zustand. Die zweitgenannte Arbeitsweise ist einfacher und wird daher zuerst beschrieben.

Während der stetigen Arbeitsweise erfolgt eine Pilotsignalübertragung nur in Richtung von der führenden zur geführten Endstelle und die Abtastphase bei der führenden Endstelle ist fest. Der Signalfluss in dieser Richtung wird in Zusammenhang mit Fig. 1 und Fig. 2 beschrieben, welche schematisch den Sender auf der führenden Seite und den Empfänger auf der geführten Seite mit Teilen der Echounterdrückung zeigen. In der umgekehrten Richtung von der geführten zur führenden Endstelle wird das Pilotsignal nur während der Initialisierung übertragen, so dass die Pilotsignalübertragung bei der geführten Endstelle und die Schaltung zur Pilotsignalauswertung der führenden Endstelle nicht in Betrieb sind.

Die Sendeschaltung der führenden Endstelle ist in Fig. 1 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die übertragene Da-tenbaudrade f0 = 100 kHz und es werden ternäre Impulse ohne Rückkehr zur Grundlinie verwendet. Die Beziehung zwischen dem Datentakt der Frequenz f0 = 100 kHz und den Abtastda-ten ist in den Fig. 3A und 3B angegeben. Es wird wie bei der GB-A 2 111 354 beschriebenen Anlage ein 3B2T-Code verwendet, wobei das Synchronisationswort im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Länge von fünf Zeichen aufweist, alle 120 Datenzeichen auftritt und entweder 11110 oder 11112 ist, wobei die gleiche Symbolbezeichnung wie im eben erwähnten GB-Pa-tent verwendet wird.

Das Pilotsignal, Fig. 3D, ist ein Rechtecksignal mit einer Frequenz f0/2 = 50 kHz und die Phasenbeziehung zwischen dem Datensignal und dem Pilotsignal ist derart, dass die Übergänge des Pilotsignals in der Mitte zwischen den Übergängen des Datensignals erfolgen. Der Pilotsignaltakt ist in Fig. 3C gezeigt und das Pilotsignal selbst wird erhalten durch Teilung des Pilotsignaltaktes durch zwei. Im allgemeinen muss die Form des PCM-Datensignals eine gerade Symmetrie haben und im Punkt, bei welchem die Addition erfolgt, müssen die Nulldurchgänge des Pilotsignals der Frequenz f0/2 übereinstimmen mit der Mitte des übertragenen PCM-Signalbildes. Zusätzlich muss das Pilotsignal bezogen auf seinen Nulldurchgang eine ungerade Symmetrie haben und muss bei der Hälfte der Symbolrate Energie enthalten.

Die Addition des Pilotsignals zum PCM-Datensignal wird entweder in der analogen Domäne vorgenommen unter Verwendung eines Operationsverstärkers, wie in Fig. 1 gezeigt, oder in der digitalen Domäne, z.B. unter Verwendung der Zweierkomplement-Darstellung des Datensignals und der Amplitude des Pilotsignals.

Die Spitzenamplitude des Pilotsignals ist kalibriert auf einen Viertel der Spitzenamplitude des PCM-Signals im Additionspunkt im Fall einer Teilnehmerschleife mit 144 kB/s. Dieses Verhältnis ist nicht kritisch und ist gewählt, um den Parametern des Datenempfängers und des Datenkanals zu entsprechen.

Zwischen der Pilotsignal-Einfügeschaltung und dem Über-tragungs-TrennVerstärker ist ein Tiefpassfilter eingefügt, um das Spektrum der übertragenen Daten zu steuern, um so Interferenzen zu begrenzen. Dieses Tiefpassfilter kann entweder ein Filter mit linearer Phase oder mit minimaler Phasenabweichung sein und kann entweder analog oder digital realisiert sein. Im Falle einer digitalen Realisierung der Schaltung ist anschliessend ein Digital/Analog-Wandler notwendig, um das Übertragungssignal zu erzeugen.

Das zusammengesetzte Signal wird dann über eine lineare, resistive Gabelschaltung auf das Kabel angelegt.

Es soll nun die Fig. 1 im Detail betrachtet werden. Das ankommende Datensignal gelangt an eine Datencodier- und Ver-würfelungsschaltung 1, welche Autokorrelation in den übertragenen Daten und Kreuzkorrelation zwischen den beiden Übertragungsrichtungen eliminiert. Die Codierung erzeugt ein Ausgangssignal in ternärer Form mit 100 kBaud, was der 144 kB/s-Binärform entspricht. Dieses Ausgangssignal wird an zwei Da-tenhalteschaltungen Dl und D2 angelegt, Dl dient zur Speicherung des Datenvorzeichens und D2 zur Speicherung der Daten-grösse. Die Ausgangssignale dieser beiden Halteschaltungen steuern einen 3-Pegel-Digital/Analog-Wandler 2, dessen Ausgangssignal über einen Widerstand R1 an einen Eingang eines Operationsverstärkers 3 gelangt.

Das Pilotsignal wird vom Pilottakt abgeleitet, welcher eine Frequenz von 200 kHz aufweist und mit dem Datentakt in der Phase verriegelt ist, und zwar über eine durch zwei teilende Schaltung 4, deren Ausgangssignal an einen 2pegeligen Digital/ Analog-Wandler 5 gelangt. Das Ausgangssignal dieses Wandlers 5 wird über einen anderen Widerstand R2 an den Verstärker 3 angelegt, so dass das Pilotsignal zum Datensignal hinzuaddiert wird. Das kombinierte Signal wird über ein Tiefpassfilter 6 an eine resistive. Gabelschaltung 7 angelegt und gelangt von da an auf die Leitung.

In der Empfangsrichtung wird das von der Leitung erhaltene Signal über die Gabelschaltung 7 an einen Empfängerblock 8 angelegt. Dieser umfasst Eingangsfilterung, Analog/Digital-Wandlung mit baudabhängiger Abtastung, deren Steuerung später beschrieben wird.

Das Ausgangssignal der Schaltung 8 gelangt an eine Echo-und Pilotsignalsimulations- und Löschungsschaltung 9, welche einen zweiten Eingang vom Sendepfad her besitzt. Dies dient zur Echounterdrückung, was in Praxis notwendig ist, weil die Gabelschaltung nicht perfekt ist und einen gewissen Signalrest vom Sende- zum Empfangspfad durchlässt. Dieser zweite Eingang ermöglicht, dass dieses Signal gelöscht wird.

Der Ausgang der Schaltung 9 ist mit dem Block 10 verbunden, welcher eine Entzerrung und eine Detektion der Zeit erzeugt, bei welcher die Abtastung durchgeführt werden sollte. Das Ergebnis dieser Detektion steuert die Schaltung 8 über eine als Abtastzeit-Steuerschlaufe bezeichnete Verbindung. Der Ausgang von Block 10 ist mit einem Block 11 zur Datendecodierung und -entwürfelung verbunden, deren Ausgangssignal das Datensignal mit 144 kB/s ist.

Die Arbeitsweise der Echounterdrückung im Block 9 zur Entfernung der lokalen Signalkomponente im empfangenen abgetasteten Datensignal folgt den Prinzipien, wie sie im bereits erwähnten GB-A 2 111 354 beschrieben ist. In der vorliegenden Ausführungsform ist jedoch die Beziehung zwischen dem Übertragungstakt und dem Empfängertakt bei der führenden Endstelle fixiert, bevor die Echounterdrückung aktiv ist. Dies vermeidet die Notwendigkeit, eine Schaltung einzuführen, die sich mit den Diskontinuitäten in der Unterdrückung beschäftigt, welche auftreten, wenn der Takt der Eingangsdaten und der Abtasttakt im Empfänger aneinander vorbeilaufen. Die dabei verwendete, in Fig. 4 gezeigte Schaltung ist so modifiziert, dass s

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sie einen adaptiven Koeffizienten erzeugt, um das lokal erzeugte Pilotsignal zu eliminieren. Die Adaptionsmethode und -rate dieses Koeffizienten ist die gleiche wie für alle andern Koeffizienten und der Koeffizient wird durch eine proportionale Zuordnung des erwarteten Gradienten des Ko'effizientenfehlers adaptiert.

Der Echosimulator erzeugt ein Signal, das vom empfangenen Signal subtrahiert werden muss und das dem übertragenen Signal entspricht. Der Simulator ist ein adaptives Transversalfilter mit einer Anzahl von Koeffizienten 1 bis n und weist Verzögerungselemente Z_I, Z-2, ... Z~n auf, und zwar je eines für eine Anzahl von vorausgegangenen Bits. Jedes Element speist ein System, das aus einem ersten Vervielfacher, z.B. mia,

einem Sammler, z.B. ko und einem zweiten Vervielfacher z.B. m2a besteht. Der Sammler hat eine Vorwärtsverzögerung Z-1.

Die Koeffizientenwerte werden in den Verzögerungselementen als Zweierkomplementzahl gespeichert und werden mit den verzögerten Datenzeichen unter Verwendung des zweiten Vervielfachers multipliziert und in einer Summierschaltung 20 summiert, deren Ausgang an die Subtraktionsschaltung 21 gelangt. Das Ausgangssignal der Subtraktionsschaltung 21 bildet das Löschausgangssignal für den Entzerrer. Dieses Ausgangssignal wird durch die Schaltung 1/C kalibriert und in den ersten Vervielfachern mit den entsprechenden Symbolwerten korreliert und dazu verwendet, die in den Verzögerungselementen gespeicherten Koeffizientenwerte schrittweise zu verändern. Es ist ersichtlich, dass die Verzögerungselemente in den Koeffizientengeneratoren im Vorwärtspfad angeordnet sind.

Während der stetigen Arbeitsweise wird die Löschschaltung nur verwendet, um keine Änderungen in der zeitlich nicht variablen Impulsantwort über die Gabelschaltung zu korrigieren. In diesem Fall ist die festgestellte Variante des Auf-den-neue-sten-Stand-Bringens des Vorzeichens im Adaptionsalgorithmus geeignet, wobei der Koeffizientenwert durch das am wenigsten bedeutsame Bit einzig in Abhängigkeit vom Vorzeichen des Produktes des ersten Vervielfachers schrittweise erhöht oder herabgesetzt wird. Dies reduziert den Koeffizientensammler zu einem Auf/Ab-Zähler.

Um das lokal erzeugte Pilotsignal zu unterdrücken, wird eine andere Koeffizientenschaltung mit einem ersten Vervielfacher mpl, einem Sammler kp und einem zweiten Vervielfacher mp2 verwendet. Der erste Vervielfacher dieser Schaltung wird durch das Ausgangssignal der Subtraktionsschaltung angesteuert, wie bei den andern Koeffizienten-Erzeugungsschaltungen, doch sein anderes Eingangssignal an die beiden Vervielfacher stammt vom lokalen Pilotsignal. Der Unterschied zwischen dieser Schaltung und den andern Koeffizienten-Erzeugungsschal-tungen besteht darin, dass der Eingang mit den verzögerten übertragenen Daten an den Vervielfacher durch ein Eingangssignal ersetzt wird, das mit der Pilotsignalfrequenz von 50 kHz umgeschaltet wird. Es ist ein Erfordernis der Anlage, dass die Daten in beiden Übertragungsrichtungen verwürfelt werden, damit die Daten in jeder Richtung als Zufallsdaten erscheinen, um so eine unrichtige Adaption irgendeines Koeffizienten zu vermeiden. Die einzige nicht zufällige Komponente bei der Pilotsignalfrequenz von f0/2 muss daher von der lokal gesendeten Pilotfrequenz stammen.

Fig. 2 enthält Details der Empfangsschaltung, welche sowohl bei der führenden als auch bei der geführten Endstelle verwendet werden. Hier ist ein lokaler Sender 21, von welchem die zur Fernstation zu sendenden Datensignale kommen mit einer Gabelschaltung 22 und zum Zwecke der Echodämpfung mit einem adaptiven Echosimulator 23 verbunden. Das Ausgangssignal des letzteren geht an eine Subtraktionsschaltung 36, welche die simulierte Version der abgehenden Daten vom von der Leitung ankommenden Signal subtrahiert.

Das ankommende Signal geht von der Gabelschaltung 22 über ein Tiefpassfilter 24 zu einer Abtast- und Halteschaltung

25, welche jedes ankommende Datenbit unter der Steuerung einer Abtastzeitsteuerung 26 abtastet. Das Ausgangssignal der Abtast- und Halteschaltung 25 geht über einen Analog/Digital-Wandler 27 und ein Hochpassfilter 28 an die Subtraktionsschaltung 36. Der Ausgang der letzteren geht an eine automatische Verstärkungsgradsteuerung 35. Das Ausgangssignal der letzteren Schaltung geht über einen adaptiven Entzerrerblock 29 an einen Block 30.

Block 30 ist ein adaptiver Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung und eine Schaltung zur Elimination des Pilotsignals, welches ähnlich sein kann wie die in Fig. 3 gezeigte Schaltung. Sein Betrieb erfolgt unter Steuerung einer Pilotsignal-Phasenre-ferenzschaltung 32. Das Ausgangssignal der Schaltung 30 bildet ein Eingang eines Modusselektors 31, wobei dieses Eingangssignal beim Normalbetrieb der Anlage verwendet wird. Während des Normalbetriebs in der geführten Station verbindet der elektronische Schalter, welcher den Modusselektor 31 bildet, den Ausgang von Block 30 an die Abtastzeit-Steuerschaltung 26. Der Entzerrer von Block 30 steuert also die Abtastzeiten auf der Empfangsseite bei der geführten Endstelle.

Der Empfänger weist auch eine Weckersignal-Detektions-schaltung 33 auf, welche auf ankommende Signale anspricht und eine analoge Aufgabe wie der Wecker bei der konventionellen Telephonteilnehmerstation besitzt.

Der Empfänger weist auch einen sogenannten Trainings-Pi-lotphasendetektor 34 auf, welcher die Phase des ankommenden Pilotsignals aus dem Signal bestimmt, das die geführte Endstelle empfängt. Dieser Detektor tut dies unter Bezug auf die lokale Pilotphasenfrequenzschaltung 32 und das Resultat der Detektion wird, wenn der Modusselektor im Trainingsmodus ist, an die Steuerschaltung 26 angelegt. Dies ist wirksam, wenn die Schlaufe initialisiert ist.

Der Zweck der Taktextraktionsschaltung besteht darin, die Zeit einzustellen, bei welcher das zusammengesetzte empfangene Signal durch die Abtast- und Halteschaltung 25 abzutasten ist, welche Schaltung im Signalpfad vor dem Analog/Digital-Wandler 27 sitzt. Irgendein linearer Signallwandlungsprozess, der der Kombination eines Tiefpassfilters gefolgt von einer idealen Abtast- und Halteschaltung und einem Analog/Digital-Wandler entspricht, kann verwendet werden.

Beim normalen Betriebsmodus ist die Datenübertragung und die Taktextraktion in beiden Richtungen aufgebaut. Daten plus Pilotsignal werden von der führenden zur geführten Endstelle und Daten allein von der geführten zur führenden Endstelle übermittelt. Die Abtastphase bei der geführten Endstelle wird bestimmt durch Teilung der durch einen nichtgezeigten Quarzoszillator an der geführten Endstelle erzeugten Frequenz, welche bei der vorliegenden Anlage 12,8 MHz ist, durch 128, um 100 kHz zu erhalten. Der Empfänger-Abtasttakt bei der geführten Endstelle stimmt immer mit dem Übertragungstakt der geführten Endstelle überein.

Da die Quarzoszillatorfrequenz bei der geführten Endstelle eine gewisse Drift gegenüber dem Oszillator an der führenden Endstelle aufweist, muss, um die 100 kHz-Taktfrequenzen in Synchronismus zu halten, periodisch die Zeit zwischen den ansteigenden Flanken des 100 kHz-Taktes verlängert oder verkürzt werden. Wenn also gefunden wird, dass die Abtastphase gegenüber den ankommenden Daten voreilt, wird der Abstand zwischen den nominellen 100 kHz-Taktimpulsen auf 129 Zyklen des 12,8 MHz-Taktes verlängert. Umgekehrt wird, wenn der 100 kHz-Abtasttakt nacheilt, der Abstand zwischen zwei Taktimpulsen auf 127 Zyklen des 12,8 MHz-Taktes reduziert.

Diese Verlängerung oder Verkürzung der Zeit zwischen den Abtasttaktimpulsen erfolgt in Abhängigkeit des abgetasteten Eingangs-Signals, welches, wenn es auf der geführten Seite durch die Echounterdrückung verarbeitet wird, die erste bedeutsame, von Null abweichende Komponente der Impulsantwort über die Gabelschaltung gegenüber dem letzten Zeichen s

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des Rahmensynchronisationswortes mit Amplitude Null. Das Synchronisationswort ist so ausgelegt, dass es einzigartig ist und mehrere aufeinanderfolgende Zeichen mit Amplitude Null aufweist.

Für jene Abtastwerte, welche unmittelbar einer gleichzeitigen Drift der Sende- und Abtastzeit bei der geführten Endstelle folgen, ist der durch die Echounterdrückungsschaltung geschätzte Echowert falsch um die Summe der Faltung der übermittelten Daten mit dem Differential der Impulsantwort über die Gabelschaltung in bezug auf die Phasenänderung. Die ersten vier Ausdrücke im Differential der Impulsantwort über die Gabelschaltung haben einen grossen Anteil am Fehler. Diese ersten Ausdrücke können entfernt werden durch Stoppen der Übertragung während einer kurzen Periode, indem während dieser Periode Symbole mit Amplitude Null gesendet werden. Ein Synchronisationswort, das vier aufeinanderfolgende Zeichen mit Amplitude Null enthält, welche alle 125 Zeichen auftreten, wurde als gut geeignet für die Verwendung mit einer 144 kB/s-Teilnehmerschleife mit Phasenverschiebungen um 1/128 Zeichenperioden gewählt. Anlagen mit anderer Übertragungsrate können natürlich das gleiche Konzept aber mit unterschiedlicher Länge oder Frequenz des Synchronisationswortes ebenfalls verwenden.

Die Richtung der Einstellung der Abtastphase wird dadurch bestimmt, ob im Abtastpunkt der Nulldurchgang des Pilotsi-gnals vor oder nach dem Abtastpunkt erfolgt. Der Zweck der Taktextraktion besteht darin, die Stelle, bei welcher das Signal abgetastet wird, auf den Punkt einzustellen, bei welchem das Pilotsignal durch Null geht.

Es soll nun der Phasendiskriminator für die Verwendung beim normalen Betrieb betrachtet werden. In diesem Fall werden Daten plus Pilotsignal von der führenden zur geführten Endstelle übertragen, während in der umgekehrten Richtung lediglich Daten übertragen werden.

Es ist erwünscht, das Pilotsignal mit einem geringeren Pegel als die zu übermittelnden Daten zu übertragen. Daher ist, weil der Abtastpunktfehler bezogen auf den Nulldurchgang des Pilotsignals unter Verwendung von Démodulation und Filtertechniken der beschriebenen Art geschätzt wird, dieser Schätzwert mit Geräusch behaftet wegen des grösseren Anteils von Signal bei der Pilotfrequenz, welcher Anteil durch die Daten bewirkt wird.

Eine wirksame Lösung für dieses Problem besteht darin, den Phasendiskriminator mit einem konventionellen Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung zu kombinieren, wobei ein zusätzlicher Koeffizient in ähnlicher Art verwendet wird, wie dies bereits in Zusammenhang mit der Echounterdrückung erwähnt wurde.

Im Fall von Fig. 6 wird ein Koeffizient im Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung verwendet, um die abgetastete Amplitude des Pilotsignals unter Verwendung des Fehler/Koeffizientengradienten-Schätzalgorithmus, wie er durch das Signalflussdiagramm definiert ist. Der verwendete Koeffizient unterscheidet sich von den normalen Koeffizienten des Entzerrers mit quantisierter Rückkopplung darin, dass der verzögerte Dateneingang für den Koeffizienten ersetzt ist durch ein Eingangssignal, das durch den Empfangsabtasttakt umgeschaltet wird, was eine Rechteckwelle von 50 kHz ergibt. Wenn der Entzerrer mit quantisierter Rückkopplung Daten fehlerfrei empfängt,

dann gibt es keinen Geräuscheinfluss bei der Abschätzung der Phase des Pilotsignals wegen des überlagerten Datensignals. In ähnlicher Weise wird irgendein geringer Phasenfehler, der aus einem Restpegel des Pilotsignals, das den Datenabtastwerten überlagert ist, durch die Pilotsignal-Anzapfung im Entzerrer eliminiert.

Die Arbeitsweise des Entzerrers für ein abgetastetes Ein-gangssignal ist in GB-A 2 111 354 beschrieben. Unter Verwendung der gleichen Bezeichnung wie zuvor trägt der zusätzliche

Pilotsignal-Koeffizient Cpt zum Wert unmittelbar vor der Entscheidung derart bei, dass m

di = Si - S Di_„ C„ - (-1)' CpT n= 1

Die Pilotsignal-Anzapfung wird auf den neuesten Stand gebracht

CpT = Cpt + Î (-1)'

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Das Vorzeichen des Koeffizienten wird dann verwendet zur Steuerung der Richtung der Phaseneinstellung.

Jedem der oben beschriebenen Phasendiskriminatoren kann irgend ein digitales Filter vorgeschaltet sein, das auf in ein Baud-Abstand vorhandene Abtastwerte ohne Beeinflussung des resultierenden Abtastpunktes einwirkt, vorausgesetzt, diese Filter haben keinen Nullpunkt bei halber Baud-Rate.

Obwohl eine digital realisierte Phasenschleife beschrieben wurde, ist das analoge Äquivalent ebenfalls ausführbar unter Verwendung desselben Steuersignavorzeichens (Cpt). In diesem Fall wird der Wert des Phasendiskriminator-Ausgangs, d.h. das Vorzeichen von Cpt verwendet zur Steuerung der an einen spannungsgesteuerten Oszillator angelegten Spannung, um damit direkt die Frequenz zu ziehen, um die Phasenverriegelung aufrecht zu erhalten.

Es soll nun das Verfahren der Abtastzeiteinstellung im Trainingsmodus unter Bezug auf Fig. 5A beschrieben werden. Zum Empfänger-Abtastzeitpunkt erscheint die kontinuierliche Pilot-signal-Komponente des empfangenen Signals wie in Fig. 5A dargestellt, in welcher der Abtastzeitpunkt einen Fehler im Betrag x bezogen auf die Nulldurchgänge des Pilotsignals aufweist. Das Signal ähnelt einer Sinuskurve, verursacht durch die Tiefpasskennlinien des Empfängers, des Übertragungskanals und des Empfängertiefpassfilters. Wenn angenommen wird, dass die Abtastperiode und das Pilotsignal eine ähnliche Frequenz aufweisen, dann sind die mit einer Verschiebung x gewonnenen Abtastwerte abwechselnd positiv und negativ mit der gleichen absoluten Amplitude. Bei diesem Beispiel erscheinen Abtastwerte mit ungerader Nummer kurz nach den Nulldurchgängen mit einem positiven Gradienten und geradzahlige Abtastwerte erscheinen kurz nach den Nulldurchgängen mit negativen Gradienten.

Fig. 5B zeigt schematisch das Verfahren zur Einstellung des Taktes, wenn nur das Pilotsignal übertragen und folglich empfangen wird. Die Eingangssignal-Abtastwerte Ai = Ai, 2, ... Ai« werden demóduliert durch abwechselnde Multiplikation der Abtast werte mit +1 und —1. An einen Eingang eines Multiplikators 40 wird der Zustand (—) und ( + ), an den andern, mit Aj bezeichneten, Eingang werden dann die Eingangsabtastwerte angelegt.

Die Ausgangssignale gelangen an eine Schaltung 41, in welcher die resultierenden Werte über 16 Abtastwerte summiert werden, wobei das Vorzeichen dieser Summe das Phasendiskri-minator-Signal ist. Das Vorzeichen des Ausgangssignals wird bei jedem 16. Zeichen abgetastet und die Summierschaltung 41 wird dann auf Null zurückgestellt.

Der i'te Abtastwert in einer Gruppe von 16 soll Ai sein, wobei die Abtastwerte in regelmässigen Intervallen t = iT entnommen werden und das Intervall T die Inversion der Übertragungs-Baudrate ist. Dann ist das Vorzeichen des Phasendiskri-minator-Ausgangs PSign jedes 16. Zeichen:

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Der Gradient des Pilotsignals kann für geradzahlige bzw. ungeradzahlige Abtastwerte entweder positiv bzw. negativ gewählt werden unter der Voraussetzung, dass die Bedeutung gleich ist beim Phasendiskriminator für die Initialisierung und beim Diskriminator für den normalen Betriebszustand. Dies ist abhängig vom ändernden Phasenbezugssignal und der pichtung für die Einstellung der Abtastphase, wenn der Phasendiskrimi-natorwert positiv ist.

Beim gegebenen Ausführungsbeispiel ist zu beachten, dass die Phasensteuerung auf Vorversetzen des Abtastzeitpunktes eingestellt wird, wenn das Phasendiskriminator-Ausgangssignal nach dem 16. Abtastwert positiv ist. Abtastwerte mit ungerader Ordnungszahl werden durch den demodulierenden Vervielfacher invertiert. Dann wird der Abtastzeitpunkt in Schritten vorverlegt, um x auf Null zu reduzieren. Das Vorzeichen des Pha-sendiskriminator-Ausgangssignals wird negativ, sobald der Abtastpunkt dem Nulldurchgang des Pilotsignals vorteilt, wodurch sich ein Zustand des dynamischen Gleichgewichtes einstellt, wobei der Abtastzeitpunkt vorwärt und rückwärts um den Nulldurchgang verschoben wird und so eine Synchronisation mit der Phase des ankommenden Pilotsignals aufrecht erhält.

Bei einer Duplexanlage kann dieses Verfahren während einer Initialisierungsperiode verwendet werden, um sehr rasch Bitsynchronisation zu erreichen. Dies ist inbegriffen in einem Gesamtschema für den Start und die Initialisierung, wie nachfolgend angegeben. Es ist zuerst notwendig, die Anlage zu wecken und die beiden Endstellen zu synchronisieren, so, dass ein bekanntes Programam von Simplexübertragungspaketen verwendet werden kann, wie nachfolgend beschrieben, wobei jede Endstelle weiss, wann sie zu senden und wann sie zu empfangen hat.

Die für diesen Zweck verwendete Wecksignalisierung kann aus einfachen übertragenen Tonfrequenzen bestehen und kann durch abgestimmten Schwellwertvergleich detektiert werden. Eine zufriedenstellend arbeitende Ausführungsform verwendet ein Wecksignal, das erzeugt wird durch Wiederholung der Zeichenfolge + H . Die Detektion dieser Folge wird erhalten durch

Anlegen des Ausgangssignals des Analog/Digital-Wandlers über ein Filter mit der Kennlinie (1—Z)~2 und anschliessendes Summieren des resultierenden Ausgangssignals über acht Eingangssignal-Abtastwerte, wonach die Summe mit einem vorbestimmten Schwellwert verglichen wird. Das Wecksignal ist gültig, wenn vier aufeinanderfolgende Summierungen den vorbestimmten Schwellwert überschreiten. Die beiden Verzögerungen im Filter können realisiert werden durch Verwendung von zwei Speicherelementen der Breite 12 Bits, um das Zweierkomplement der Wandlerausgänge zu speichern und durch Verwendung eines 15-Bit-Summierers, um die Summierung über acht Zeichenperioden durchführen zu können. Diese Summierschaltung kann in Zeitvielfachbetrieb mit andern Abläufen der Schaltung verwendet werden.

Die Startsequenzsteuerung am geführten Ende wird zum Zeitpunkt gestartet, bei welchem die Summierung des Wecksignals unter den Weckschwellwert fällt. Im Falle eines Starts der Verbindungsaufnahme von der geführten Endstelle aus wird ein identisches Wecksignal von der geführten zur führenden Endstelle gesendet und es wird die gleiche Detektionstechnik verwendet. Die geführte Endstelle wartet dann auf ein Rückwärts-Wecksignal von der führenden zur geführten Endstelle in der oben beschriebenen Art, um die Synchronisation durchzuführen. Nach dem Weckvorgang wird ein Pilotsignal von der führenden zur geführten Endstelle während einer Dauer von 512 Zeichenperioden übermittelt. Bei der geführten Endstelle wird eine Einstellung der Abtastphase in der oben beschriebenen Weise durchgeführt, indem bei jeder 16. Zeichenperiode ein Phasenschritt von der Grösse 1/32 ausgeführt wird. In der Annahme des grössten Phasenfehlers von einer ganzen Symbolperiode und keiner nennenswerten Beeinflussung durch Geräusch ist die Abtastphase am Ende dieses Vorganges auf 1/32-Sym-bolperioden genau. Das Pilotsignal wird dann für die gleiche Dauer von der geführten Endstelle zur führenden Endstelle übertragen. Die führende Endstelle stellt dann ihren Abtastzeitpunkt in einer ähnlichen Weise auf die geführte Endstelle ein und verriegelt dann diesen Phasenwert in bezug auf seine Sendephase. Es ist zu bemerken, dass während dieser Periode eine gewisse Phasendrift im Sender der geführten Endstelle bezogen auf den Sender der führenden Endstelle aufgetreten sein kann wegen Drift des Quarzoszillators; mit einem typischen Quarzoszillator von einer Frequenzgenauigkeit besser als 1 • IO"4 gibt dies aber höchstens einen Fehler von 5,12%.

Es kann ein zweiter Einstellzyklus verwendet werden, bei welchem das Pilotsignal während einer Periode von 256 Zeichen aufeinanderfolgend in jeder Richtung übertragen wird mit Phasenschritten von 1/128, um die Zeitlage fein abzustimmen. Es kann also eine sehr rasche Phaseneinstellung realisiert werden, welche bei einer synchronen Vollduplexanlage keine weitere Einstellung während der restlichen Verbindungsdauer benötigt.

Es folgt dann eine Trainingsperiode, während welcher ein Datenpaket im Simplexbetrieb in jeder Richtung abgeschickt wird. Trainingsdaten plus Pilotsignal werden in Richtung führende zu geführter Endstelle übertragen und während dieser Periode wird die Echounterdrückung der führenden Endstelle eingestellt, wobei der Entzerrer und die Taktextraktion der geführten Endstelle arbeiten. Ohne das Signal von der andern Endstelle ist die Beeinflussung der Koeffizienten der Echounterdrük-kung reduziert und der Massstab zur Bestimmung der Adaptionsrate (1/C) der Echounterdrückung kann auf einen hohen Wert von 1/256 gebracht werden. Gleichzeitig erhält der Entzerrer der geführten Endstelle das Datensignal und das Pilotsignal und die Einstellung der Entzerrerkoeffizienten ist nach einer Periode für die automatische Verstärkungsgrad-Einstellung möglich. Während dieser Periode ist es vorteilhaft, sowohl vom Standpunkt der Einstellung der Echounterdrückung der führenden Endstelle als auch der Einstellung des Entzerrers der geführten Endstelle, pseudozufällige binäre Daten zu verwenden, die z.B. durch das bekannte Verfahren eines seriellen Schieberegisters erzeugt werden, dessen Eingang aus der Modulo-2-Sum-mierung von geschobenen Datenelementen angesteuert wird. Eine Sequenz einer Länge von 511 Bits ist in der vorliegenden Anwendung geeignet und eine Periode von 8C ist hinreichend, um die Echounterdrückung der führenden Endstelle in die Entzerrereinstellung der geführten Endstelle genau zu machen, wobei 1/C der Massstabfaktor des Echounterdrückers ist.

Die Übertragungsrichtung für binäre Daten wird dann umgekehrt, wobei jedoch die Pilotsignalübertragung in Richtung von der führenden zur geführten Endstelle bleibt, um dem Entzerrer der geführten Endstelle weiterhin die Einstellung seiner Pilotsignal-Abzweigung zu ermöglichen während er dauernd Entscheide mit Wert Null macht, was seine andern Koeffizienten unwirksam macht. Daher wird die Taktextraktion in der Richtung führende zu geführter Endstelle unter Kontrolle des Vorzeichens des Pilotsignal-Koeffizienten, wie oben erwähnt, aufrecht erhalten. Die Einstellung der Echounterdrückung der geführten Endstelle und des Entzerrers der führenden Endstelle wird dann für dieselbe Dauer wie beim vorausgegangenen Trainingspaket ermöglicht. Störungen der Echounterdrückungskoeffizienten an der geführten Endstelle wegen des Vorhandenseins des von der andern Endstelle kommenden, aber einen geringen Pegel aufweisenden Pilotsignals haben keinen wesentlichen Einfluss auf die Genauigkeit.

Nach diesen zwei Perioden mit Simplexbetrieb der Anlage kann der volle Duplexbetrieb mit mehrpegeligen Codes beginnen, wie dies vorher beschrieben wurde. Die adaptive Echounterdrückung wird mit einer weit geringeren Rate wieder freigegeben, indem z.B. nur der Algorithmus mit dem Vorzeichen verwendet werdet wird.

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Die Trainungsfolge weist wenige Schritte auf und die Steuerung kann leicht realisiert werden. Zum Beispiel können die Sende- und Empfangssteuersignale einzelne Bits sein, die in Speicherplätzen abgelegt sind und durch einen Zähler ausgelesen werden, der am Ende der Wecksignalisierung gestartet wird.

Die Schaltung der führenden Endstelle und jene der geführten Endstelle können als integrierte Schaltung ausgeführt sein. In einem solchen Fall kann es wünschenswert sein, für beide Stationen einen gemeinsamen Chip zu verwenden, der Schaltungselemente, welche beiden Stationen gemeinsam sind, ent-5 hält. In einem solchen Fall hat dann jede Station noch zusätzlich einen oder mehrere Chips.

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6 Blätter Zeichnungen

Claims (6)

1. 668 874

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   PATENTANSPRÜCHE

   1. Verfahren zum Betrieb einer Datenübertragungsanlage, bei welcher die zu übertragenden Daten in digitaler Form vorliegen und über die Leitung in analoger Form übertragen werden, bei welcher weiter zur Aufrechterhaltung der Synchronisation zwischen den Endstellen der Anlage ein Pilotsignal zusätzlich zu den zu übertragenden Daten übertragen wird, dessen Amplitude gering ist verglichen mit der Amplitude des Datensignals, wobei die Daten-Bitfrequenz ein geradzahliges Vielfaches der Pilotsignalfrequenz ist, so dass durch das Pilotsignal keine Bandbreitenvergrösserung erfolgt, dadurch gekennzeichnet,

   dass die Abtastung des Datensignals unter Steuerung eines lokalen Taktes erfolgt, dass die Einstellung des lokalen Taktes in Abhängigkeit vom detektierten Pilotsignal erfolgt, welche Detektion gleichzeitig mit der Abtastung und Detektion der Datensignale erfolgt, und dass der lokale Takt mit dem empfangenen und detektierten Pilotsignal verglichen wird, wobei die Zeitlage des lokalen Taktes in Übereinstimmung mit den Resultaten des genannten Vergleichs eingestellt wird, um Synchronisation aufrecht zu erhalten.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Pilotsignal beim Empfang unter Verwendung einer Koeffizienten-Erzeugungsschaltung detektiert wird, welche ähnlich jenen ist, die in adaptiven Entzerrern mit quantisierter Rückkopplung verwendet werden, dass ein solcher Koeffizienten-Multiplikator, ein Akkumulator und ein zweiter Multiplikator mit dem Ausgangssignal der Anlage gespeist werden, und dass die beiden Multiplikatoren je einen zweiten Eingang aufweisen, an welchen das lokalerzeugte Pilotsignal-Referenzsignal angelegt wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Wecksignalisierung verwendet wird, um die beiden Endstellen durch Detektion des Beginns oder des Endes des Wecksignals zu synchronisieren, wobei Schwellwertdetektion und Filterung verwendet wird, um ein Startprozedere mit programmiertem Simplexbetrieb durchzuführen.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Simplexbetriebsmodus mit Einsatz des Pilotsignals zur raschen Zeichentaktextraktion unter Verwendung von Démodulation und Summierung oder eines äquivalenten Filtervorgangs angewendet wird, um die Richtung des Phasenfehlers vom Pilotsignal festzustellen.
5. 5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass vor dem Vollduplexbetrieb ein Simplexbetrieb dazu verwendet wird, eine Echounterdrückungsschaltung in der Abwesenheit eines störenden Datensignals von der fernen Endstelle einzustellen, dass beim Simplexbetrieb eine Folge von Daten abwechselnd in jede Richtung übertragen wird, und dass eine Taktextraktion zwischen führender und geführter Endstelle durch Übertragung des Pilotsignals lediglich in Richtung von der führenden zur geführten Endstelle erfolgt, und zwar unabhängig von der Übermittlungs-Richtung der der Einstellung dienenden Daten.
6. 6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Einstellung der Taktextraktion bei der geführten Endstelle im normalen Betriebzustand in kleinen Schritten unmittelbar nach der Übertragung des letzten Zeichens mit Amplitude Null in einem Synchronisationswort durchgeführt wird, welches mehrere aufeinanderfolgende Zeichen mit Amplitude Null aufweist und so ausgelegt ist, dass der Fehler in der Genauigkeit der Echounterdrückung, der wegen einer Drift des Abtastzeitpunktes auftritt, wesentlich reduziert wird.