SE465346B - Foerfarande foer uppraetthaallande av synkroniseringen mellan en huvudstation och en slavstation i en digital dataoeverfoeringsanlaeggning - Google Patents

Description

465 546 2 databitarna samplas, är baserad på en enda sampel per baud. Fas- _ sambandet mellan data och pilotton är så anordnade att samma sampel används för datadetektering. Samplingstakten hos en "fram- ändes"-analog-digitalomvandlare och en godtycklig samplingsbe- handling före och inklusive mottagaren behöver endast arbeta med en enda sampel per baud. (d) Under igångsättning av systemet medger överföring av enbart pilottonen att man mycket snabbt kan erhålla den rätta tidsfasen innan data överförs. Denna egenskap används för att förhandsinställa systemets huvudände till en samplingsfas som inte behöver ändras under hela tiden som förbindelsen är upprät- tad. Under fasttillståndsbetingelser behöver pilottonen endast överföras i riktning från huvudstation till slavstation. (e) Ett arbetssätt som är fördelaktigt då det gäller inställning av systemet kan användas, enligt vilket slavstations- änden hålls i tidssynkronisering genom överföring av pilottonen i riktning från huvudstation till slavstation under det att data överförs enbart i riktning från huvudstation till slavstation eller från slavstation till huvudstation. (f) Pilottonen kan lätt elimineras ur data vid huvud- stationsänden genom ett enda uttag i anpassningsfiltret för ekoupphävaren. (g) Pilotfasen kan lätt uppskattas vid slavstationsmot- tagaren genom ett enda uttag i anpassningsfiltret för besluts- återkopplingsutjämnaren. _ Det torde vara uppenbart att föreliggande anordning utgör en vidareutveckling av en klocktaktuttagningsmetod enligt den brittiska patentskriften-2082025B, vars huvudkrav lyder enligt följande: ' "Klocktaktpulsuttagnings- och pilottonelimineringskrets för användning i ett digitaltransmissionssystem, vari den mot- tagna digitalsignalen mottas av en pilotton vars frekvens står i ett förutbestämt samband med digitalbittakten, vari den inkom- mande signalen matas till en samplings- och fasthâllningskrets som samplar signalen i den utsända bittakten eller en heltalsmul- tipel av denna, varvid utgångssignalen från samplings- och fast- hållningskretsen matas till den ena ingången till en subtrahe- ringskrets, vari denšinkommande signalen också matas, via ett 465 346 3 till pilottonfrekvensen avstämt filter, till en faslåst slinga vars utsignal är en klocktaktsignal med en frekvens som står i ett förutbestämt samband med den inkommande pilottonens firekvens, vari klocksignalen matas till ett flertal koefficientgenererings- kretsar, av vilka var och en härleder en anpassningskoefficient ur digitalutgångssignalen och klocktaktsignalen, varjämte klock- signalen matas till koefficientgenereringskretsarna med olika tidsfördröjningar (av vilka en kan vara noll), och vari koef- ficientsignalerna från koefficientgenereringskretsarna matas till en summeringskrets, varvid anordningen är sådan, att utmatningen från subtraheringskretsen, som utgör digitalutmatningen, är den mottagna digitalsignalen men utan pilottonen." Utföringsformer av föreliggande uppfinning kommer nu att beskrivas under hänvisning till bifogade ritningar, vilka visar uppfinningen tillämpad på en abonnentslinga med överföringstakten 140 kb/s. På dessa ritningar är fig. 1 ett förenklat blockschema över huvud- eller slavstationen i ett system i vilket en utförings- form av uppfinningen ingår, varvid fig. 1 visar detaljer i en analog metod för tillfogande av pilotton, fig. 2 är ett förenklat blockschema över huvud- eller slavstationen i ett system som utgör en utföringsform av uppfinningen, varvid nämnda figur inkluderar detaljer i pilottonuttagningsmetoden, fig- 3 är ett vågschema som visar sambandet mellan vågor för data, dataklock- takt, pilottonklocktakt och pilottontakt, fig. N är ett kopplings- schema över utformningen av en upphävare som används i ett system där en utföringsform av uppfinningen ingår, varvid kopplingssche- ;mat enligt fig. N inkluderar en koefficient för pilottonelimine- fring, fig. 5k är ett vâgschema som kommer till användning då det gäller att förklara pilottonöverföringen, fig. SB är ett enkelt blockschema över fasdiskrimineringsanordningar som används när endast pilottonen håller på att överföras, och fig. 6 visar schematiskt tillfogandet av ett pilotuttag till den adaptiva beslutsåterkopplingsutjämnaren, vars ändamål kommer att beskri- vas nedan.

I ett system där föreliggande uppfinning tillämpas finns .det två ändar, varvid huvudänden är den ände som med en huvud- oscillator styr PKM-överföringstakten, medan den andra änden eller slavänden är synkroniseradamed huvudänden medelst en klock- 465 546 4 synkroniseringskrets. Det finns två fundamentala arbetssätt, nämligen inställning resp. fasttillstånd. Arbetssättet med fast- tillstånd är_enklare och kommer att beskrivas först. 1 Under fasttillståndsdrift utförs pilottonöverföring endast i riktning från huvudstation till slavstation, varjämte huvud- stationens samplingsfas är fixerad. Signalflödet i denna riktning kommer att beskrivas under hänvisning till fig. 1 och 2, vilka schematiskt visar sändar- och slavmottagardelarna i det ekoupp- hävande transmissionssystemet. I den motsatta riktningen, således från slavstation till huvudstation, används pilottonen endast under inställning, medan slavstationpilotöverföringskretsen och huvudstationpilotåtervinningskretsarna är overksamma.

Sändarkretsen för huvudstationen är visad i fig. 1. I den- na tillämpning är sändningens databaudtakt fo = 100 kHz, varjämte ternär pulsformning utan återgång till noll används. Sambandet mellan dataklocktakten hos frekvensen fo = 100 kHz och samplings- data är visat i figurerna 3A resp. 3B. Den använda koden är 3B2T enligt den brittiska patentskriften 211135ü, med undantag för att synkroniseringsordet i föreliggande anordning har en längd omfat- tande fem symboler som uppträder vid varje 120 datasymboler och är antingen 11110 eller 11112, varvid samma symbolskriftsätt som i den ovannämnda brittiska patentskriften används.

Pilottonen, fig. 3D, är en fyrkantvåg med frekvensen fo/2 =a50 kHz, och fassambandet mellan data och pilottonen är sådant, att övergångarna i pilottonen inträffar mittemellan övergångar i dataformen. Pilottonklocktakten är visad i fig. 3C, och själva pilottonen alstras genom dividering av pilottonklock- takten med två. Generellt sett måste PKM-datasignalformen ha jämn symmetri, och vid adderingspunkten måste nollkorsningarna hos fo/2-pilottonen sammanfalla med mitten pâ den överförda PKM-signalen. Dessutom måste pilottonen ha udda symmetri kring sin nollgenomgång, varjämte den måste innehålla energi vid halva symboltakten.

Tillsättning av pilottonen till PKM-data utförs antingen i analogomrâdet med användning av en operationsförstärkare, såsom är visat i fig. 1, eller i digitalområdet med användning av exempelvis en tvåkomplementtalrepresentation av datasignalen och pilotamplituden. 465 346 5 Toppamplituden hos pilottonen är så vald i storlek att den utgör en fjärdedel av toppamplituden hos PKM-datasignalen vid punkten där tillfogande sker i fallet med en abonnentslinga med överföringstakten 14ü kbt/s. Denna takt är inte kritisk, utan den är vald på så sätt att den passar parametrarna hos datamottagaren och datakanalen.

Ett lågpassfilter är inkopplat mellan kretsen för till- fogande av en pilotton och transmissionsbuffertförstärkaren för att reglera det överförda dataspektret för att härigenom begränsa störningar. Detta lågpassfilter kan antingen vara av en linjär fasutformning eller en minimifasutformning med antingen analog eller digital tillämpning. I fallet med digital tillämpning i kretsen krävs en digital-analogomvandlare för att alstra signalen för överföring. Den sammansatta signalen sänds då till kabeln genom ett linjärt, resistivt hybridkopplingsnät.

Fig. 1 kommer nu att betraktas mera i detalj. Den inkom- mande datasignalen matas till en anordning 1 för kodninglförvräng- ning, varvid autokorrelering i de överförda data och korskorre- lering mellan de båda överföringsriktningarna elimineras. Kod- ningen ger upphov till en utsignal i ternär form vid 100 kbaud som svarar mot 1Uü kb/s i binär form. Denna utsignal förs till tvâ datalås (D1) och (D2), det ena (D1) för datatecken och det andra (D2) för datastorlek. Utsignalerna från dessa båda lås styr en trenivådigital-analogomvandlare 2, vars utsignal pas- serar via ett motstånd R1 till den ena ingången till en opera- tionsförstärkare 3. _ Pilottonen hämtas från pilotklockan, som har takten 100 kHz (och är faslåst vid dataklockan) via en dela-med-tvåkrets 4, vars utsignal förs till en tvânivådigital-analogomvandlare 5.

Utsignalen från denna omvandlare 5 förs via ett annat motstånd R2 till förstärkaren 3, varvid pilottonen kommer att tillfogas till datasignalen. Den kombinerade signalen matas via ett låg- passfilter 6 till en resistiv hybridkrets 7 och från denna till ledningen.

I den inkommande riktningen matas den från ledningen mottagna signalen via hybridkretsen 7 till ett mottagarblock 8. I denna matning ingår ingångsfiltrering, analcg-digitalom- vandling, samt baudavståndssampling, vars reglering kommer att 465 346 beskrivas senare.

Utsignalen från blocket 8 förs till ett eko- och pilot- simulerings-_samt upphävandeblock 9, som har en andra ingång från den utgående banan eller utgångsbanan. Syftet med detta är att åstadkomma ekoupphävning, vilket behövs därför att hybridkretsen i praktiken är ofullkomlig och tillåter en viss genombrytning av utgångssignalen på mottagningssidan. Denna andra ingång möjliggör att genombrottssignalen kan upphävas.

Utsignalen från blocket 9 förs till blocket 10, där man åstadkommer utjämning och detektering av tidpunkten då sampling bör utföras. Resultatet av denna detektering styr blocket 8 via samplingstidstyrslingförbindelsen. Utsignalen från blocket 10 förs till ett dataavkodnings- och förvrängningsupphävningsblock 11, vars utsignal utgörs av data med överföringstakten ïüü kb/s.

Den i blocket 9 belägna ekoupphävaren för att avlägsna lokalsignalkomposanten i den mottagna samplade datasignalen har ett arbetssätt som följer principerna enligt den brittiska patentskriften 2111354, som har nämnts ovan. I det föreliggande systemet sker emellertid en frysning av sambandet mellan trans- missionsklocktakten och mottagarklocktakten vid huvudänden innan ekoupphävaren aktiveras. Detta eliminerar behovet att införa kretsar för att ta hand om upphävandediskontinuiteten som inträffar när upphävarens dataingångsklocksignal och mot- tagarens sampelklocksignal korsar varandra. Utformningen som utnyttjas där, se fig. U, modifieras och bringas att därvid inkludera en anpassningskoefficient för att eliminera den lokalt alstrade pilottonen. Anpassningssättet och anpassninge- takten för denna koefficient.är desamma som de som används för alla de övriga koefficienterna, och den anpassar koefficienten genom en utvärdering som är proportionell mot den uppskattade gradienten hos koefficientfelet.

Denna ekosimulator alstrar en signal som skall subtrahe- ras från den mottagna signalen och som svarar mot den sända signalen. Simulatorn är ett adaptivt transversalfílter med ett antal koefficienter 1-n och inkluderar fördröjningselement Z'1, Z'2,...Z°n, en koefficient för vart och ett av ett tal för tidigare bitar. Varje element¿matar ett system bestående av en s första multiplikator, t.ex. m2a. Ackumulatorn har en fördröjning z"1 1 framr-ixcningen. å 465 346 7 Koefficientvärdena lagras i fördröjningselementen (Z'1) såsom ett tvåkcmplementtal och multipliceras av de fördröjda datasymbolerna med användning av de andra multiplikatorenna samt summeras i summeringskretsen 20, vars utsignal förs till subtra- heringskretsen 21. Subtraheringskretsens utsignal bildar upphäva- rens utsignal till utjämnaren. Denna utsignal ges också en skala med 1/C och korreleras med de korresponderande symbolvärdena i de första multiplikatorerna samt används för att öka de i för- dröjningselementen lagrade koefficientvärdena i små steg. Man ser att fördröjningselementen i koefficientgeneratorerna är belägna i lägena för matning i framriktningen.

Då anpassningen intar sin fasttillståndsdrift behöver upphävaren endast följa små ändringar 1 transhybridpulsgensvaret som är väsentligen ovariabel i tiden. I detta fall är det lämp- ligt med den upprättade teckenuppdateringsvarianten för anpass- ningsalgoritmen, varigenom koefficientvärdet ökas eller minskas med sin minst signifikanta bit beroende enbart på tecknet hos den första multiplikatorprodukten. Detta reducerar koefficientackumu- latorn till en upp-nedräknare.

För att upphäva den lokalt alstrade pilottonen använder man sig av en annan koefficientgenereringskrets med en första multiplikator mp1, en ackumulator Kp och en andra multiplikator mp2. I denna krets är den första multiplikatorn "driven" av utsignalen från subtraheringskretsen liksom då det gäller de övriga koefficientgenereringskretsarna, men dess andra ingång till de båda multiplikatorerna kommer från lokalpilottonen, så- som är visat. Skillnaden mellan detta och de andra koefficien- terna ärfsåledes att den fördröjda insignalen för utsänd data till multiplikatorn ersatts med en insignal som'vippas med pilottonfrekvensen 50 kHz. Det utgör ett krav i systemet att data skall förvrängas i båda transmissionsriktningarna för att det skall se ut som om ifrågavarande data är slumpvis i var och en av riktningarna, varigenom man undviker felaktig anpassning av varje koefficient. Den enda icke-slumpvisa komponenten vid pilotfrekvensen fo/2 måste således ha uppkommit genom den lo- kalt utsända pilotfrekvensen.

Du hänvisas till fig. 2 som innehåller mera detaljer om mottagaåkretsen som används vid både huvud- och slavstation. I 465 346 8 detta fall är lokalsändaren 21, från vilken datasignaler som skall sändas till den fjärrbelägna stationen härrör, ansluten till hybridkretsen 22 och även till en adaptiv ekosimulator 23, detta i syfte att utföra ekoupphävning. Utgångssignalen från ekosimula- torn 23 förs till en subtraherare 36 som subtraherar den "simule- rade" versionen av utgående data från den inkommande signalen från slingan.

Den inkommande signalen förs från hybridkretsen 22 via lågpassfiltret 24 till en samplings- och fasthållningskrets 25, vilken samplar varje inkommande databit under styrning av en sampeltidregulator 26. Utsignalen från samplings- och fasthåll- ningskretsen förlöper via en analog-digitalomvandlare 27 och ett högpassfilter 28 till subtraheraren 36. Utsignalen från denna förs till en krets 35 för automatisk förstärkningsreglering, och utsignalen från denna krets 35 matas via ett adaptivt, förelöpan- de utjämningsblock 29 till ett block 30.

Blocket 30 är en adaptiv beslutsåterkopplingsutjämnare och pilottoneliminator som kan vara likartad anordningen som är visad i fig. 4. Dess operationer utförs under styrning av en pilottonfasreferenskrets 32. Dess utgång bildar den ena ingången till en modväljare 31, vars ingång används under normal drift i systemet. Under fasttillståndsdrift i slavstationen ansluter den elektroniska omkopplaren som utgör modväljaren 31 utgången från blocket 30 till samplingstidregulatorn 26. Blocket 30 med utjämnaren, etc. reglerar således samplingstiderna för slav- ändens mottagarsida.

Mottagaren inkluderar också en "väcknings"-detekterings- krets 33 som är påverkbar av inkommande signaler och som är analog med en konventionell telefonklocka.

Vidare inkluderar mottagaren en "inställnings"-eller "tränings"-pilotfasdetektor 3ü som fastställer den inkommande pilottonfasen ur signalen som slavmottagaren mottar. Detta sker med hjälp av lokalpilotfasreferenskretsen 32, och resultatet av dess detektering tillförs i inställningsmoden via modväljaren 31 till regulatorn 26. Detta gäller således när slingkretsen ursprungligen kopplas upp.

Syftet med tidsuttagningskretsen är att inreglera tid- punkten vid vilken den mottagna sammansatta signalen samplas av 465 346 9 samplings- och fasthållningskretsen 25 som föregår analog-digi- talomvandlaren 27. Ett godtyckligt linjärt signalomvandlings- förlopp som är ekvivalent med kombinationen av ett lågpassfilter efterföljt av en ideell samplings- och fasthållningskrets samt analog-digitalomvandling kan utnyttjas.

I fasttillståndsarbetsmoden har datautsändning och tids- uttagning upprättats i båda riktningarna. Data plus pilotton utsänds från huvudänden till slavänden och data enbart från slav- änden till huvudänden. Slavändens samplingsfas fastställs genom att man dividerar den av slavändens kristalloscillator (inte vi- sad) alstrade frekvensen, som i det aktuella systemet uppgår till 12,8 MHz, med 128, varvid man erhåller 100 kHz. Slavändens mottagarsamplingsklocksignal sammanfaller alltid med slavändens sändarklocksignal.

Emedan slavkristalloscillatorfrekvensen driver i förhål- lande till huvudändens oscillator är det för att hålla klockorna med frekvensen 100 kHz i synkron drift nödvändigt att periodiskt förlänga eller minska tiden mellan de stigande kanterna för nämnda klockor med frekvensen 100 kHz. Om det således visar sig att samplingsfasen har frammatats i förhållande till inkommande data förlängs tiden mellan cyklerna vars nominella frekvens är 100 kHz till 129 cykler hos klockan med frekvensen,12,8 MHz. Om omvänt samplingsklockan med frekvensen.100 kHz visar sig gå efter minskas tiden till 127 klockcykler med frekvensen 12,8 MHz.

Denna förlängning eller minskning av tiden mellan samp- lingsklocksignaler görs efter den samplade insignalen, som då den har behandlats av slavekoupphävaren innehåller den förstap signifikanta komposanten av transhybridpulsgensvaret som inte' är noll jämte den slutgiltiga nollamplitudsymbolen av fältsynk- roniseringsordet. Synkroniseringsordet är så utformat att det dels är unikt, dels innehåller flera på varandra följande noll- amplitudsymboler.

För de samplar som följer omedelbart efter en samtidig förskjutning i sändnings- och samplingstiden vid slavänden blir ekouppskattningen som görs av ekoupphävaren felaktig med summan av sammanställningen av de utsända data och skillnaden mellan. transhybridpulsgensvaret och fasändringen. De första fyra ter; merna 1 skillnaden hos transhybridpulsgensvabet bidrar till eh .1 fi" 465 546 10 stor del av felet. Dessa första termer kan avlägsnas genom att sändningen får upphöra under en kort tid såsom har beskrivits ovan genom att man sänder nollamplitudsymboler. Ett synkronise- ringsord som innehåller fyra på varandra följande nollamplitud- symboler och som inträffar för varje 125 symboler blir utvalt såsom väl anpassat till abonnentslingtillämpningen med överförings- takten 1üH kbt/s med fasförskjutningar omfattande tidsperioder på 1/128 symboler. System med olika takter och baserade på samma tankegång men med olika längder eller frekvenser då det gäller synkroniseringsord och fasförskjutning kan givetvis lika väl förverkligas.

Inregleringsriktningen för samplingsfasen fastställs såsom följd av huruvida vid samplingspunkten pilottonens noll- genomgång föregår eller följer efter samplingspunkten. Syftet med tidsuttagningen är att inställa läget där signalen samplas till punkten där pilottonvågen går igenom noll.

Fasdiskriminatorn skall nu betraktas för användning under fast- eller konstanttillstândsdrift. I detta fall sänds data plus pilotton i riktning från huvudstation till slavstation, under det att data endast sänds i riktning från slavstationen till växelstationen.

Det är önskvärt att sända pilottonen vid en lägre nivå än den utsända datasignalen. När man således uppskattar samplings- punktfelet i förhållande till pilottonens nollgenomgång med användning av den ovan beskrivna demodulerings- och filtrerings- tekniken kommer uppskattningen att innehålla brus till följd av de större slumpvisa signalkomposanterna_vid pilotfrekvensen vilka alstras av den fjärrbelägna datasekvensen.

En effektiv lösning på detta problem är att kombinera fasdiskriminatorn med en konventionell adaptiv beslutsåterkopp- lingsutjämnare (ADFE) med användning av en extra koefficient på likartat sätt som redan har beskrivits då det gäller ekoupphä- varen.

I detta fall (fig. 6) används en koefficient i den adap- tiva beslutsåterkopplingsutjämnaren för att uppskatta den av pilottonen samplade amplituden under användning av fellkoeffi- oientgradientuppskattningsalgoritmen såsom denna är definierad av signalflödesschemat. Koefficienten som man har använt sig av skiljer sig från de normala adaptiva beslutsåterkopplingsut- 465 346 11 Jämnarkoefficienterna på så sätt att den fördröjda datainsigna- len till koefficienten ersätts med en insignal som är vippad av den mottagna_samplingsklocktakten, varigenom man erhåller\en fyr- kantvåg med frekvensen femtio kHz. När den adaptiva beslutsåter- kopplingsutjämnaren mottar data utan fel och är helt inställd finns ingen brusökning i uppskattningen av pilotfasen till följd av den överlagrade datasignalen. På likartat sätt kommer varje litet fasfel som resulterar i en restnivå av pilottonen överlag- rad på datasamplarna att elimineras av pilottonuttaget i utjäm- naren.

Arbetssättet hos utjämnaren med avseende på en samplad ingångssignal är beskrivet i den brittiska patentskrifter 2111354.

Med användning av samma beteckningar som förut bidrar den ytter- ligare pilotuttagskoefficienten (CPT) till värdet omedelbart före beslutet så att m _ 1 di ' S1 ° Di-n Cn ' (") CPI n: Pilotuttaget uppdateras: Cšr = “Pr e; .,._.1.(..1)ï A Koeffieientteeknet.används sedan för att reglera fasinställ- ningsriktningen.f Vilken som;helst av de ovan beskrivna fasdiskriminatorerna kan föregås av ett godtyckligt digitalfilter som arbetar med avseende på samplar på baudavstånd från varandra utan att detta inverkar på den resulterande samlingspunkten under förutsättning att de inte har sändningen noll i halvbaudtakten. Adaptiva, före- gående uttag framför beslutsåterkopplingsutjämnaren kommer såle- des inte att störa samplingspunkten som är lokaliserad av fasstyr- slingan.

Ehuru en digitalt förverkligad fasslinga har beskrivits kan givetvis analogekvivalenten utnyttjas med användning av samma styrsignaltecken §CPT). I detta fall används värdet hos fasdiskri- minatorutsignalenf(sign (CPT)) för att reglera spänningen som 465 346 12 påläggs en spänningsstyrd oscillator, varigenom frekvensen direkt dras på så sätt att faslåsning upprätthålls.

Metoden med samplingstidsinställning under inställpings- moden, fig. SA, kommer nu att betraktas. Vid mottagarens samp- lingspunkt uppträder den kontinuerliga pilottonkomposanten i den mottagna signalen såsom fig. 5A, varvid samplingstiden slår fel i omfattningen x i förhållande till pilottonens nollgenomgångar.

Vågen liknar en sinusvåg till följd av lågpasskarakteristikorna hos sändare, kanal och mottagarförlustpassfilter. Under antagande av att samplingsperioden och pilottonen har likartad frekvens är samplingsvärdena tagna med en förskjutning (x), såsom är antytt, växelvis positiva och negativa med samma absoluta amplitud. I det- ta exempel uppträder samplar med udda talvärden kort efter noll- genomgångarna med en positiv gradient, varjämte jämna samplap uppträder kort efter nollgenomgångarna med negativ gradient.

Fig. SB visar schematiskt metoden för att inställa tids- bestämningen när enbart pilottonen håller på att mottas. Ingångs- sampelvärdena Aí=A1,A2...A16 demoduleras genom multiplicering av samplarna växelvis med +1 och -1 i en multiplikator H0, varvid (-)- och (+)-tillståndet påläggs den ena ingången till multipli- katorn 40. De samplade insignalerna förs till den andra ingången hos denna multiplikator, således ingången som är betecknad Ai.

Utsignalerna från denna multiplikator förs till en krets 41, i vilken de resulterande värdena summeras över 16 samplar och teck- net hos denna summa utgör fasdiskriminatorutsignalen. Utsignalen samplas för varje 16:e symbol, varefter ackumulatorn 41 rensas till noll.

Antag att den izte sampeln i en grupp om 16 är Ai, varvid samplar tas med regelbundna intervall t=iT Och intervallet T är det inverterade värdet hos sändningsbaudtakten. Inställningsmod- fasdiskriminatortecknet (Psign) får således för varje sextonde symbol följande utsignal: i 16 Psign = sign Ai (-1)i 4655 346 13 Gradienten hos pilottonen kan väljas så, att den är antingen positiv eller negativ för samplar med jämna eller udda tal förutsatt att överensstämmelse erhålls mellan inställnings- fasens diskriminator och fasttillståndsdiskriminatorn. Detta beror på växelfasreferensingångssignalen och riktningen som är vald för inställning av samplingspulsen om fasdiskriminatorvärdet är positivt.

Antag i det givna exemplet att fasregleringen är inställd för frammatning av samplingstiden när fasdiskriminatorutsignalen efter den 16:e sampeln är positiv. Samplar med udda talvärden inverteras av demoduleringsmultiplikatorn. Samplingstiden skulle då frammatas i steg för att reducera x till noll. Fasdiskrimina- tortecknet blir negativt så snart samplingspunkten föregår noll- genomgången, varvid ett tillstånd med dynamisk jämvikt blir följ- den, varigenom samplingstiden förs bakåt och framåt kring noll- genomgången och upprätthåller synkronisering med den inkommande pilottonfasen.

I ett praktiskt arbetande duplexsystem kan denna metod användas under en inställnings- eller träningsperiod för att man mycket snabbt skall uppnå bitsynkronisering. Detta innebär i ett totalschema för inkoppling och träning följande: man måste först "väcka" systemet och synkronisera de båda.ändarna så att ett känt program med simplexöverföringsskurar kan använ- das på det nedan beskrivna sättet, varvid vardera änden vet när den skall sända resp. när den skall mottaga.

"Väcknings"-signaleringen som används för detta ändamål kan arbeta med enkla utsända toner och kan detekteras genom jämförelse av avstämda tröskelvärden. En tillfredsställande tillämpning arbetar med en "väcknings"-signal som alstras genom upprepning av symbolsekvensen ++--. Detektering av sekvensen utförs genom att man matar analog-digitalomvandlarutsignalen genom ett filter med gensvaret (1-z'2) och sedan summerar den resulterande utsignalen över 8 inmatningssamplar, varefter summan jämförs med ett på förhand definierat tröskelvärde.

"Väckningen" gäller om fyra på varandra följande summeringar överskrider det på förhand inställda tröskelvärdet. De båda fördröjningarna i filtret kan erhållas med hjälp av två minnes- element med bredden 12 för att lagra tvåkomplementanalog-digital- 465 346 1H utsignaler, varjämte en 15-bits ackumulator behövs för att utföra summeringen över 8 symbolperioder. Denna ackumulator kan användas på gemensam tidsbas med andra kretsar. .

Slavändens igångsättningssekvensstyrning startas vid tid- punkten då "väeknings"-signalens summering sjunker under "väck- nings“-tröskelvärdet. I fallet då slavänden initierar anrop sänds en identisk "väcknings"-signal i slavstationen i riktning mot huvudstationen, varjämte samma detekteringsmetod används.

Slavänden väntar sedan på en retur-"väcknings"-signal från huvud- station till slavstation för synkroniseringsändamål såsom har angivits ovan. Efter "väcknings"-förloppet sänds en pilotton från huvudstation till slavstationsände under en tid motsvarande 512 symbolperioder. Vid slavstationsänden utförs inreglering av samplingsfasen på sätt som har beskrivits ovan med ett fasmoment i amplitudens 1/32-signal tagen varje 16:e symbol. Om det antas att fasfelet i det sämsta fallet uppgår till en symbolperiod och ingen nämnvärd försämring av brus förekommer blir samplingsfasen noggrann fram till 1/32 symbolperioder vid slutet av detta för- lopp. Pilottonen sänds därpå av slavstationen till huvudstations- änden under samma tid. Huvudstationsänden inreglerar således sin samplingstid på identiskt sätt som slavstationen och låser sedan detta fasvärde i förhållande till huvudstationens transmissions- fas. Det bör observeras att under denna tidsperiod har en viss fasdrift skett i slavsändaren i förhållande till huvudsändaren till följd av kristalloscillatordrift, men med i ett typiskt fall förekommande kristalloscillatoranpassning större än 100 de- lar per miljon kommer detta i det ogynnsammaste fallet att resul- tera 1 ett fel av 5,12%. : En andra inställningscykel kan sedan användas, i vilken pilottonen sänds under en period av 256 symboler i vardera rikt- ningen i tur och ordning med fassteg 1/128 för finavstämning av tiden. Ytterst snabb fasackvirering kan således förverkligas, varvid man vid stationsänden i ett fullduplexsynkronsystem inte behöver någon ytterligare inställning under återstoden av för- bindelsen.

Sedan följer en inställnings- eller träningsperiod under vilken en dataskur sänds i vardera riktningen på;simplexsätt.

Inställningsdata plus pilotton sänds i riktning från huvudstation 4es s4e_ 15 till slavstation, och under denna tidsperiod inställs huvud- upphävaren medan slavutjämnaren och slavstationens tidsuttagning är i drift. Utan den fjärrbelägna signalupphävaren minskas koef- ficientrubbningarna, varjämte skalfaktorn som bestämmer upphäva- rens anpassningstakt (1/C) kan ökas till ett högt värde, exempel- vis 1/256. Samtidigt mottar slavutjämnaren datasignalen och pilottonen, och vidare aktiveras anpassning av utjämningskoef- ficienten efter en tidsperiod för stabilisering av automatisk förstärkningsreglering. Under denna tidsperiod är det fördelak- tigt såväl ur synpunkten med inställning av huvudstationens upphävare som inställning av slavstationens utjämnare att använda sig av pseudoslumpvisa binärdata som är alstrade exempelvis enligt den kända metoden med ett serieskiftregister med ingången driven från en modul-2-summering med förskjutna dataelement. En sekvenslängd 511 av bitar är lämplig i föreliggande tillämpning, och en tidsperiod lika med 8C är tillräcklig för att noggrant inställa huvudstationens upphävare, varjämte för slavutjämnaren 1/C är upphävarens skalfaktor.

Riktningen för binär dataöverföring omkastas sedan, varvid dock pilottonen kvarstår i riktning från huvudstation till slav- station och slavutjämnaren fortsätter att möjliggöra anpassning av sitt pilotuttag samtidigt som den alltid fattar beslut om värdet noll och således nedkopplar sina andra koefficienter.

Tidsuttagningen upprätthålls i riktning från huvudstation till slavstation under styrning av pilotkoefficienttecknet såsom har angivits ovan. Anpassning av slavändens upphävare och huvudän- dens utjämnare aktiveras sedan under samma varaktighet som den tidigare inställningsskuren. Rubbningar i slavupphävarens koefficienter till följd av förekomsten av den fjärrbelägna pilottonen som har låg nivå har ingen nämnvärd verkan på nämnda koefficienter.

Efter dessa båda simplexperioder av systeminställning kan fullduplexdrift med koder i flera nivåer påbörjas på sätt som har beskrivits ovan. Anpassning av upphävaren blir möjlig i en mycket lägre takt om man använder exempelvis algoritmen med anpassning medelst enbart.tecknet.

Inställningssekvensen inkluderar få tillstånd, och styr- ning kan utföras på ett enkelt sätt. Exempelvis kan sändnings- 465 346 16 och mottagningsstyrsignalerna utgöras av enkla bitar lagrade i minneslägen som genomstegas av en räknare som startas vid slutet av "väcknings"-signaleringen.

Huvudstationsändkretsarna och slavstationskretsarna kan vardera förverkligas i form av integrerade kretsar, och i så fall kan det vara önskvärt att använda ett "standard"-chip som inklu- derar kretselementen som är gemensamma för både huvudstationen och slavstationen. I så fall skulle var och en av stationerna inkludera ett eller flera ytterligare chip. *i

Claims (5)

10 15 20 25 30 35 465 346 PATENTKRAV 17

1. Förfarande för upprätthållande av synkroniseringen mellan en huvudstation och en slavstation i en digital data- överföringsanläggning där data matas i analog form över en linje mellan stationerna samtidigt som en pilotton sändes från huvudstationen till slavstationen, varvid pilottonens amplitud är liten jämförd med amplítuden för datasignalen och pilottonen uppvisar en frekvens medett fixerat och känt förhållande till databithastigheten, varigenom tillförseln av pilottonen icke ökar bandbredden, k ä n n e t e c k- n a t av att samtidigt med att datasignalen samplas vid slavstationen under styrning medelst en lokal klocksignal detekteras pilottonen medelst en koefficientgenereringskrets, som är likartad de kretsar som användes i en adaptiv besluts- återkopplingsutjämnare samt ingår i en ekoupphävarkrets vid slavstationen och omfattar en första multiplikator, som på en Första ingång matas med utsignalen från ekoupphävarkretsen, seriekopplad med en ackumulator och en andra multiplikator, vars Första ingång matas från ackumulatorn, och av att den lokalt genererade pilottonreferenssignalen matas till de båda multiplikatorernas andra ingångar, varvid den lokala klocksignalen justeras i beroende av den i samband med in- kommandedatasirömmßf detekterade pilottonen, varigenom synkroniseringen mellan slav- och huvudstationerna upprätt- hålles.

2. Förfarande enligt patentkrav 1, r k ä n n e t e c <- n a t av att "väcknings-"signalering användes för att syn- kronisera de båda stationerna genom att början och slutet på "väckningsè" signalen detekteras vid slavstationen under användning av tröskelvärdesdetektering och filtrrring så att ett programmerat simplexstartförlopp kan användas.

3. Förfarande enligt patentkrav 1 och 2, k ä n n e- t e c k n a t av att för att snabbt ernå symboltidsuttagning användes ett simplexarbetssätt där enbart pilottonen ingår och demodulering och summering eller därmed ekvivalent filtre- ringsförfarande utnyttjas för uppskattning av pilottonfas- felets riktning. 10 15 20 ""4e5 346 18

4. Förfarande enligt patentkrav 1 eller 2, k ä n n e- t e c k n a t före fullduplexdrift utnyttjas ett simplexarbets- av att sätt i syfte att inreglera ekoupphävarkretsen utan någon störande fjärrdatasignal, en datasekvens sändes växelvis i de båda över- föringsríktningarna, dvs från huvud- till slavstationen och från slav- till huvudstationen samt av att tidsynkroniseringen upprätthålles mellan huvud- och slavstationerna genom att pilottonen endast matas i huvud- till slavstationsriktningen oberoende av datasek- vensens sändningsriktning under inregleríngsförloppet.

5. Förfarande enligt något av föregående patentkrav, k ä n n e t e c k n a t av att synkroniseringsord matas från huvudstationen till slavstationen under förutbestämda f intervall, varvid varje synkroniseringsord innefattar flera efter varandra följande nollamplitudsignaler under vilka inreglering av symboltidsuttagningen sker vid slavstationen under stationära förhållanden, vilken inreglering sker i små steg omedelbart efter den sista nollamplitudsymbolen i synkroniseringsordet så att eventuellt fel i upphävnings- f noggrannheten, som kan uppträda på grund av samplingsför- å skjutning, reduceras avsevärt.