JPS61112449A - デ−タ伝送システム - Google Patents

デ−タ伝送システム

Info

Publication number
JPS61112449A
JPS61112449A JP60151448A JP15144885A JPS61112449A JP S61112449 A JPS61112449 A JP S61112449A JP 60151448 A JP60151448 A JP 60151448A JP 15144885 A JP15144885 A JP 15144885A JP S61112449 A JPS61112449 A JP S61112449A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
data
pilot tone
slave
signal
pilot
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP60151448A
Other languages
English (en)
Inventor
デビツド・アンソニー・フイツシヤー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
International Standard Electric Corp
Original Assignee
International Standard Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by International Standard Electric Corp filed Critical International Standard Electric Corp
Publication of JPS61112449A publication Critical patent/JPS61112449A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/08Speed or phase control by synchronisation signals the synchronisation signals recurring cyclically
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B3/00Line transmission systems
    • H04B3/02Details
    • H04B3/20Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/235Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers combined with adaptive equaliser
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00Baseband systems
    • H04L25/02Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03057Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B3/00Line transmission systems
    • H04B3/02Details
    • H04B3/20Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/238Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/04Speed or phase control by synchronisation signals
    • H04L7/041Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal
    • H04L2007/047Speed or phase control by synchronisation signals using special codes as synchronising signal using a sine signal or unmodulated carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Bidirectional Digital Transmission (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 [発明の技術分野] この発明は、データ伝送システムに関するものであり、
特にフルデュプレックス144Kb/S加入者ループ伝
送システムのようなシステムに使用することのできるデ
ータ伝送システムに関するものである。
[発明の概要] この発明によれば、伝送されるべきデータがデジタル形
態であり、アナログ形態でラインを伝送されるデータ伝
送システムにおいて、システムの両端間の同期を維持す
るためにパイロットトーンが伝送されるべきデータに付
加して伝送され、パイロットトーンはデータ信号の振幅
に比較して小さな振幅を有し、パイロットトーンの周波
数はデータビット速度と一定の既知の関係を有していて
、パイロットトーンの付加はバンド幅を増加させないも
のであり、データ信号のサンプリングはローカルクロッ
クの制御下に行われ、ローカルクロックの調整は検出さ
れたパイロットトーンに対応して行われ、パイロットト
ーンの検出はデータ信号のサンプリングおよび検出と同
時に行われ、ローカルクロックは受信され検出されたパ
イロットトーンと比較され、ローカルクロックのタイミ
ングは同期を維持するように前記比較の結果に応じて調
整されるデータ伝送システムが提供される。
この明lI閣に記載されたシステムは、タイミング抽出
方法と、特別のスタート法の付加とを除けば本出願人の
米国特許出願第2111354号明細書に記載されてい
るものと類似している。タイミング抽出方法は非常に僅
かな変更によって任意のベースバンドのPCMに適用可
能であるが、特に次の理由により前記米国特許出願明細
占に記載されているフルデュプレックスシステムに適用
したとき効果がある。
(a)タイミング情報が符号ボー速度を増加させること
なく伝送符号に付加できる。したがって、伝送符号はク
ロック抽出のために冗長性の必要がない。
(b)ただ一つの特性上の欠点はパイロットトーン伝送
の電力が必要なことである。それはこの明細書記載の実
施例ではデータ伝送に使用される電力の20分の1であ
る。パイロットトーンは検出プロセスに悪影響を与えな
い。
(C)タイミング位相、すなわちデータビットがサンプ
リングされる時間の調整は1ボー当り1サンプルに基づ
いている。データとパイロットとの間の位相関係は同じ
サンプルがデータ検出に使用されるように配置されてい
る。゛フロント・エンド″アナログーデジタル変換装置
および受信機に先行するおよび受信機を含む任意のの信
号処理のサンプリング速度は1ボ一辺り1サンプルで動
作することが必要であるに過ぎない。
(d)システムのスタート中、パイロットトーンのみの
伝送は、何等かのデータが伝送される前に正確なタイミ
ング位相を非常に迅速に取得できるようにする。この特
性は接続期間中変更する必要のないサンプリング位相に
システムのマスタ一端をプリセットするのに使用される
。定常状態においてはパイロットトーンはマスターから
スレーブの方向に伝送される必要があるに過ぎない。
(e)システム訓練に有効な動作モードが使用でき、そ
れによってスレーブ端はマスターからスレーブへの方向
におけるパイロットの伝送によって同期したタイミング
に保持され、一方伝送データはマスターからスレーブへ
またはスレーブからマスターへの方向のみである。
(f)パイロットトーンはエコー消去適応フィルタ中の
単一のタップによりマスタ一端においてデータから容易
に消去される。
(0)パイロット位相は決定フィードバック等化適応フ
ィルタ中の単一のタップによりスレーブ受信装置におい
て容易に消去される。
この発明による装置は本出願人の英国特許出願第208
2025B号明lll書記載のクロック抽出方法を発展
させたものであることが認められよう。
[発明の実施例] 以下、添附図面を参照に実施例で説明する。
この発明によるシステムにおいては2個の端部がある。
すなわち、PCM伝送速度を制御するマスター発振器を
備えたマスタ一端と、りOツク同期回路によりマスタ一
端と同期されるスレーブ端である。二つの動作モード、
すなわち訓練状態と定常状態がある。定常状態モードは
簡単であるので、まずそれから説明する。
定常状態動作中、パイロットトーン伝送はマスターから
スレーブの方向だけで行われ、マスタ一端のサンプリン
グ位相は一定である。この方向の信号の流れを第1図お
よび第2図を参照して説明する。これらの図はエコー消
去伝送システムの送信¥RIIおよびスレーブ受信装置
部品の概略を示している。反対のスレーブからマスター
の方向では、パイロットは訓練中のみ使用され、スレー
ブパイロット送信回路およびマスターパイロット回復回
路は動作しない。
マスター馬用の送信回路は第1図に示されている。この
装置では伝送されるデータボー速度はfO−100kH
zであり、3進(ternary )ゼロ非復帰パルス
波形が使用されている。周波数fO−100kHzのデ
ータクロックとサンプリングデータとの間の関係はそれ
ぞれ第3図(A)および(B)に示されている。使用さ
れている符号は3B2Tであり、この発明の装置におけ
る同期ワードが120デ一タ符号が発生する毎に5符号
の長さであり、11110または11112のいずれか
であることが相違している。符号を表示している記号は
同様であるとする。
第3図の(D)に示すパイロットトーンは周波数fo/
2−50kHzの方形波であり、データとパイロットト
ーンとの間の位相関係はパイロットの転移がデータ波形
の転移の間の中間で生じるようなものである。パイロッ
トトーンクロックは第3図(C)に示され、パイロット
トーン自身はパイロットトーンクロックを2で割線する
ことによって生成される。一般にPCMデータ信号の形
状は偶数対称であり、追加点においてfO/2のパイロ
ットトーンのゼロと交差する点は伝送されたPCM信号
波形の中心と一致しなければならない。さらに、パイロ
ットトーンはゼロ交差点付近においで奇数対称で、半分
のシンボル速度においてエネルギを含んでいなければな
らない。
PCMデータへのパイロットトーンの付加は第1図に示
したような作動増幅器を使用するアナログドメインにお
いてか、データ信号およびパイロットの振幅の例えば2
の補数による表示を使用したデジタルドメインかのいず
れかで行われる。
パイロットトーンのピーク振幅は144kl)t/S加
入者ループの場合に付加点におけるPCMデータ信号の
ピーク振幅の4分の1である。この割合いは臨界的なも
のではなく、データ受信機およびデータチャンネルのパ
ラメータに適するように選択される。
ローパスフィルタはパイロット付加回路と障害を制限す
るように伝送されたデータスペクトラムを制御するため
の伝送バッフ?増幅器との間に配置される。このローパ
スフィルタはアナログまたはデジタル装置のいずれかに
よる線形位相または最小位相設計のいずれかであってよ
い。回路がデジタル装置の場合にはデジタル−アナログ
変換装置が伝送のための信号を発生するために必要であ
る。
複合信号は線形抵抗ハイブリッド結合回路網を通ってケ
ーブルで伝送される。
次に第1図についてさらに詳しく検討する。入力データ
信号はデータエンコード/′スクランブル装置1に供給
され、それは二つの伝送方向間の伝送されたデータの自
動相関およびクロス相関を消去する。エンコードにより
144kb/sの2進形態に対応する1 00にボーに
6ける3進形態の出力を発生する。この出力は2個のデ
ータラッチDI 、02に供給され、それらの一方D1
はデータ符号用のものであり、他方はデータの大きさ用
のものである。これら2個のラッチの出力は3レベルデ
?タル−アナログ変換装置2を制御し、その出力は抵抗
R1を介して作動増幅器3の1人力に送られる。
パイロットトーンは100kHzのパイロットクロック
から導出され、1/2回路4により2で割算され、その
出力は2レベルデジタル−アナログ変換装置5に与えら
れる(そしてデータクロックに位相ロックされる)。こ
の変換装置5の出力は他の抵抗R2を介して増幅器3に
供給され、それ故パイロットトーンはデータ信号に加算
される。
結合された信号はローパスフィルタ6を通って抵抗ハイ
ブリッド7に供給され、そこからラインへ送られる。
入来方向においてはラインから受信した信号は抵抗ハイ
ブリッド7を介して受信ブロック8へ送られる。この受
信ブロック8はボースペースサンプリングを有する入力
フィルタ、アナログ−デジタル変換を行なう。そのal
l Hについては後述する。
受信ブロック8の出力はエコーおよびパイロットシミュ
レーションおよび消去ブロック9に送られ、そのブロッ
ク9は出力またはGo路から第2の入力を受ける。これ
はエコー消去を行なうために設けられたものであり、実
際にはハイブリッドは完全ではなく、Go倍信号若干が
受信機側にもれるために必要である。第2の入力は消去
されるべきもれ信号を得られるようにするものである。
ブロック9からの出力はブロック10に送られ。
そのブロック10は等化とサンプリングが行われなけれ
ばならない時間の検出を行なう。この検出の結果はサン
プリング時間制御ループ接続を介してブロック8を制御
する。ブロック10がらの出力はデータデコードおよび
デスクランブルブロック11に送られ、その出力は14
4kb/sデータである。
受信されたサンプリングされたデータ信号のローカル信
号成分を除去するためのブロック9のエコー消去装置の
動作は前記特許出願第2111354号に記載された原
理に従う。しかしながら、この発明のシステムにおいて
は、マスタ一端における送信クロックと受信クロックと
の間の関係はエコー消去装置が付勢される前に凍結され
る。これは、消去i置のデータ入力クロックと受信サン
プリングクロックとが交差するとき生じる消去の不連続
性に対して準備する回路を導入する必要を無くす。第4
図に示されるようにそこに使用される構成はローカルに
発生されたパイロットトーンを消去するような適応係数
を含むように変形されている。適応の方法およびこの係
数の適応速度は他の係数の全てに対するものと同じであ
り、係数誤差の算定された傾斜に比例する査定により係
数を適応させる。
このエコーシミュレータは受信された信号から減算され
るべき信号を発生し、それは送信された信号に対応する
。シミュレータは適応性トランスバーサルフィルタであ
り、多数の係数1〜nを有し、遅延素子2”!、Z4・
・・y−nを前のビットの番号のそれぞれに対して一つ
づつ漏えている。各素子は第1の乗算器例えばmla 
、アキュムレータ例えばKOおよび第2の乗算器例えば
a12aよりなるシステムに供給している。アキュムレ
ータはフォワード遅延2−1を有する。
係数の値は2の補数として遅延素子<2−1>中に蓄積
され、第2の乗算器を使用する遅延されたデータ符号と
乗算され、合算回路20中で合算される。その出力は減
算器回路21に送られる。減算器出力は等化装置に対す
る消去装置出力を形成する。
この出力はまた1/Cによって縮小され、第1の乗算器
中の対応する符@値と相関され遅延素子中に蓄積された
係数値をインクレメントするために使用される。係数発
生装置中の遅延素子はフィード・フォワード位置にある
ことが認められよう。
適応の定常状態動作中、消去装置は実質的に時間的変化
のないトランスハイブリッドインパルス特性で小さな変
化を追跡する必要があるだけである。この場合に適応ア
ルゴリズムの変化を更新する設定された符号は適当であ
り、それによって係数値は第1の乗算器の積の符号にの
み依存してその最小桁ビットによってインクレメントま
たはデクリメントされる。これは可逆カウンタに対する
累算装置を減少させる。
ローカルに発生されたパイロットトーンを消去するため
に、第1の乗算器l1loa 、アキュムレータKpお
よび第2の乗算器mp2を有する別の係数発生回路が使
用される。これはその別の係数発生回路のために減算器
の出力により“駆動される”その第1の乗算器を有して
いるが、2個の乗算器に対するその他方の入力は図示の
ようにローカルパイロットトーンから来る。したがって
、これと他の係数との差は、遅延され送信された乗算器
に対するデータ入力が50kHzのパイロットトーン周
波数においてトグルされた入力によって置換されること
である。データが各伝送方向においてスクランブルされ
て各伝送方向におけるデータを乱雑やようにし、係数の
不正確な適応を避けることがシステムで必要である。f
O/2のパイロットトーン周波数における乱雑でない成
分はそれ故ローカルに伝送されたパイロットトーン周波
数によるものでなければならない。
第2図に戻って説明すると、これはマスターおよびスレ
ーブ局の両者で使用される受信回路を更に詳細に示して
いる。遠隔局へ送られるべきデータ信号が来るローカル
送信装置[21はハイブリッド22に接続され、またエ
コー消去のために適応エコーシミュレータ23に接続さ
れている。この出力は減算器36に送られ、それはルー
プからの入来信号から出データのシミュレートしたもの
を減算する。
入来信号はハイブリッド22からローパスフィルタ24
を介してサンプリング兼保持回路25に送られ、それは
サンプリング時間制御装置26の制御下に各入来データ
ビットをサンプリングする。サンプリング兼保持回路2
5からの出力はアナログ−デジタル変換装置27および
バイパスフィルタ28を介して減算器36に送られる。
この出力は自動利得制御回路35に送られる。この回路
35の出力は前駆等化ブロック29を介してブロック3
0に送られる。
ブロック30適応決定等化およびパイロットトーン消去
装置である。それは第4図に示した装置と類似している
。その動作はパイロットトーン位相基準回路32の制御
下で生じる。その出力はモード選択器31の1人力を形
成し、その入力はシステムの正常な動作中使用される。
スレーブ局における定常状態動作中モード選択器31を
構成している電子的スイッチはブロック30の出力をサ
ンプリング時間制御装置26に接続する。したがって等
化装置等ブロック30はスレーブ端の受信側のためにサ
ンプリング時間を制御する。
受信機はまた目覚ましくwake−Up)検出回路33
を備え、それは入来信号に応答し、通常の電話ベルと類
似のも゛のである。
受信機はまた“訓練パパイロット位相検出器34を備え
、それはスレーブが受信した入来パイロットトーン位相
を決定する。これはローカルパイロット位相基準装置3
2を基準にして行われ、その検出の結果はモード選択装
置31を介して訓練モードの時に制御装置26に送られ
る。したがって最初にループ回路が設定されるときこれ
が行われる。
タイミング抽出回路の目的は、アナログ−デジタル変換
装置27に先行するサンプリング兼保持回路25によっ
て受信複合信号がサンプリングされる時間を調整するこ
とである。理想的なサンプリング兼保持およびアナログ
−デジタル変換を後続させるローパスフィルタの組合わ
せに等価な線形信号変換処理が使用されてもよい。
動作の定常状態モードにおいて、データ伝送およびタイ
ミング抽出が両方向で行われる。データプラスパイロッ
トトーンはマスターからスレーブ端に伝送され、データ
だけがスレーブからマスタ一端へ送られる。スレーブ端
サンプリング位相はスレーブ端水晶発振器(図示せず)
によって発生された周波数を分割することによって決定
され、このシステムにおいては12.8MHzであり1
28で割って100kH2を与える。スレーブ端受信機
サンプリングクロックは常にスレーブ端送信クロックと
一致する。
スレーブ端水晶発振器の周波数はマスタ一端発振器に対
してドリフ1−するから、100kHzクロツクを同期
状態に維持するために100kHzクロツクの立上がり
エツジ間の時間を周期的に増加または減少させることが
必要である。したがって、もしもサンプリング位相が入
来データに対して前進していることが認められたならば
、公称100kHzクロツクサイクルの間の期間は12
.8MHzの129サイクルに延長される。
反対に、もしも100kHzサンプリングクロツクが遅
れていると認められたならば、期間は12.8MHzの
127サイクルに減少される。
サンプリングクロック間の時間の延長または減少はサン
プリングされた入力に応じて行われ、それはスレーブエ
コー消去装置によって処理されたときフレーム同期ワー
ドの最終ゼロ振幅を有するとらんすはいぶりつとインパ
ルス特性の第1の顕著なゼロでない成分を含んでいる。
同期ワードはユニークであると共に数個の連続的なゼロ
振幅符号を含むものとして示される。
スレーブ端における送信およびサンプリング時間におけ
る同時シフトにすぐ続くサンプルに対してはエコー消去
装置により行われたエコー算定は、位相変化に対するト
ランスハイブリッドインパルス応答の差による送信され
たデータの旋回の和によって誤差がある。トランスハイ
ブリッドインパルス応答の差における最初の4項が誤差
の大部分を支配する。これらの最初の項はゼロ振幅符号
を送ることによって前述のように短期間の伝送の停止に
よって除去されることができる。125符号毎に生じる
4個の連続したゼロ振幅符号を含む同期ワードは選択さ
れ、同時に1/128符号期間を存する位相シフトをも
つ144kbt/sの加入者ループ用に整合している。
同じ概念を使用しているが、同期ワードの長さまたは周
波数および位相シフトが異なる異なった速度のシステム
は勿論同様に実効可能である。
サンプリング位相の調整の方向はサンプリング点におい
てパイロットトーンゼロ交差がサンプリング点に先行す
るか、後続するかによって決定される。タイミング抽出
の目的は、信号がパイロットトーン波形がゼロと交差す
る点でサンプリングされる位置を調整することである。
次に定常状態動作で使用する位相ディスクリミネータに
ついて説明する。この場合にはデータブシスパイロット
トーンはマスター中でスレーブ方向に送られ、一方デー
タだけがスレーブ中で交換置方向に送られる。
送信データ信号よりも低いレベルでパイロットトーンを
送ることが好ましい。したがって、前述のように復調お
よびフィルタ技術を使用してパイロットトーン波形がゼ
ロと交差する点に対するサンプリング点誤差を算定する
けれども、算定は遠隔データシーケンスにより発生され
たパイロット周波数におけるもつと大きなランダムな信
号による雑音を受ける。
この問題の効率のよい解決方法は、エコー消去装置につ
いてすでに説明したのと同様な方法により追加の係数を
使用する適応決定フィードバック等化装置(ADFE)
と位相ディスクリミネータとを組合わせることである。
この場合(第6図)には係数は、信号フローダイヤグラ
ムで決定される誤差/係数傾斜算定を使用するパイロッ
トトーンのサンプリングされた振幅を算定するようにA
DFE中で使用される。使用された係数は正常のADF
E係数とは異なり、それにおいては係数に対する遅延さ
れたデータ入力50kHzの方形波を与える受信サンプ
リングクロックによってトグルされた入力によって置換
される。ADFEが受信データ誤差がないならば、重畳
されたデータ信号によるパイロット位相の算定において
雑音の増加はない。同様にデータサンプルに重畳された
パイロットトーンの残留レベル中に生じる小さな位相誤
差は等化iR中のパイロットトーンタップによって算定
される。
サンプリングされた入力信号における等化装置の動作は
米国特許第211’1354号明細書中に記載されてい
る。前と同じ記号を使用して追加のパイロットタップ係
数(PTの下付は符号C)は次のような決定の直前の値
に寄与する。
パイロットタップは更新され、 C−pt−CpT+ei /λX(−1)’係数の符号
は位相調整の方向の制御に使用される。
前記の位相ディスクリミネータのいずれかに先行してボ
ー間隔で動作し、与えられたサンプリング点に影響を与
えないデジタルフィルタが設けられてもよく、これらは
ボー速度の半分の速度で伝送されるゼロを有してない。
DFEに先行する適応全区タップはそれ故位相制御ルー
プによって位置されたサンプリング点を乱すことはない
以上デジタル的に実現された位相ループについて説明し
たが、もちろんそれと等価なアナログ方式も同じ信号符
号(CRT)を使用して可能である。この場合には位相
ディスクリミネータ出力(符号CPT)の値は電圧制御
発振器に供給される電圧の制御に使用され、したがって
直接位相ロックを維持するように周波数を引込む。
次に訓練モード中のサンプリング時間調整方法について
説明する(第5A図)。受信サンプリング点において受
信信号の連続したパイロットトーン成分は第5A図に示
されるとおりであり、サンプリング時間はパイロットの
ゼロ交差に対して最Xだけ誤差がある。波形は送信装置
、チャンネルおよび受信機ローパスフィルタのローパス
特性により正弦波に類似している。サンプリング期間と
パイロットトーンが同様な周波数であるとすうと、図示
のようにオフセット(X)を有するサンプル−直は同じ
絶対振幅を有し、交互に誠意および負になる。この例に
おいては奇数番号のサンプルは正の傾斜を有するゼロ交
差点のすこし後で生じ、偶数番号のサンプルは負の傾斜
を有するゼロ交差点のすこし後で生じる。
第58図は、パイロットトーンだけが受信されるときタ
イミングをv4整する方法の概略を示している。入力サ
ンプルI[A、i −At 、 A2・・・Al1は交
互に+1および−1をサンプルに乗算することによって
復調される。乗算器40においては(−1)および(+
1)状態は乗算器40の1人力に供給される。サンプリ
ングされた入力はこの乗算器のAiで示された他の入力
に供給される。それからの出力は回路41に供給され、
そこにおいて生じた直は16サンプルについて集計され
この合計の符号は位相ディスクリミネータ出力である。
出力符号は16番目の符号毎にサンプリングそれからア
キュムレータ41はクリアされてゼロになる。
16のグループらおける1番目のサンプルがAの下付け
Iとする。ここでサンプルは規則的な間隔t=+王を取
り、間隔Tは送信ボー速度の逆数である。すると16符
号毎の訓練モード位相ディスクリミネータ符号(P s
ign)出力は次のとおりである。
パイロットトーンの傾斜は訓練位相ディスクリミネータ
と定常状態ディスクリミネータとの間の一貫性が与えら
れた偶数または置数番号サンプルにおける正または負が
維持されるように選択される。これは、もしも位相ディ
スクリミネータ値が正であればサンプリング位相の調整
のために選択された方向および交流位相基準入力に依存
する。
ここに示された実施例において、16番目のサンプル後
の位相ディスクリミネータ出力が正であったとき位相制
御はサンプリング時間を前進させるように設定されると
する。奇数番号のサンプルは#!1調乗調器算器って反
転される。その場合サンプリング時間はXをゼロに減少
させるように段階的に前進する。位相ディスクリミネー
タ符号はサンプリング点がゼロ交差点に先行するや否や
負になる。それ故ダイナミック平衡状態は確保され、そ
れによってサンプリング時間は入来パイロットトーン位
相と同期を維持しているゼロ交差点へ後方および前方に
移動する。
実際のデュプレックスシステムにおいてはこの方法は非
常に迅速にビット同期を達成するために訓練期間中使用
されることができる。これは次のようなスタートおよび
訓練に対する全体計画に含まれている。まずシステムを
目覚めさせ(wakeLIp) 2個の端部を同期させ
ることが必要であり、それ故簡雫な伝送バーストの既知
のプログラムが以下に記載するように使用され、それに
よって各端は送信すべき時および受信すべき時を知る。
この目的で使用される目覚まし信号は簡単な送信された
トーンを使用し、同調されたしきい値比較によって検出
されることができる。一つの満足すべき構成は符号シー
ケンス++−一の繰返しにより発生された目覚まし信号
を使用する。このシーケンスの、検出は特性(1−Z)
−2のフィルタを通ってアナログ−デジタル変換装置出
力を供給し、それからその結果生じた出力を8人カサン
プルに亙って合算し、その後合算IIが予め定められた
しきい値と比較されることによって行われる。もしも4
個の連続した合算値が予め定められたしきい値を超過す
れば正しいものである。フィルタにおける2個の遅延は
アナログ−デジタル変換出力の2の補数を蓄積する12
の幅の2個の蓄積素子を使用することによって構成され
、15ビツトアキユムレータが8符号期間に亙って合算
を行なうために必要である。このアキュムレータは他の
回路動作と時間分割で共用されてもよい。
スレーブ端スタートシーケンス制御は目覚まし信号合算
値が目覚まししきい値以下に低下した時から開始する。
スレーブ端呼び開始が生じたとき同一の目覚まし信号が
スレーブにおいてマスタ一方向に送信され、同じ検出技
術が使用される。スレーブ端は前述のように同期のため
にマスターからスレーブへの折返し目覚まし信号を待つ
。目覚まし過程に続いてパイロットトーンがマスターか
らスレーブへ512符号期間の間送信される。スレーブ
端では前述のように16番目の符号毎1/32符号期間
1位相ステップを取ることによってサンプリング位相の
調整が行われる。最悪の場合の1符号期間の誤差および
目立った雑音障害が無いとき、サンプリング位相はこの
プロセスの終わりに正確に1/32符号期間である。そ
れからパイロットが同じ期間スレーブからマスターに送
信される。したがってマスタ一端は同一方法でそのサン
プリング時間をスレーブに調整し、それからこの位相値
をその送信位相に対してロックする。
この期間中若干の位相ドリフトが水晶発振器のドリフト
によってマスター送信装置に対してスレーブ送信装置に
おいて発生するが、100万に対して100部よりもよ
い萌型的な水晶発振器の整合によって、これは最悪の場
合に5.12%の誤差を生じる。
調整の第2サイクルが使用され、それにおいてタイミン
グの微細同調のために1/128の位相ステップで連続
して各方向にパイロットトーンが256符号期間の間送
信される。したがって非常に迅速な位相取得が実現され
、それは完全なデュプレックスにおける交換機端におい
て同期システムが残りの接続のためにさらに調整する必
要がない。
それに続く訓練期間において、データの1バーストが簡
単な方法でいずれかの方向に送られる。
訓練データプラスパイロットはマスター中でスレーブの
方向に送信され、この期間中マスターの消去装置がスレ
ーブの等化装置および動作されたスレーブタイミング抽
出によって訓練される。遠隔信号なしに消去装置係数動
揺が減少し、消去装置適応速度(1/C)を決定するス
ケーラが例えば1/256の高い直に増加される。同時
にスレーブ等化V装置かデータ信号およびパイロットを
受信し、等化装置係数適応がAGO安定化の期間につづ
いてエネーブルになる。この期間中マスター消去装置訓
練およびスレーブ等化装置訓練の観点からシフトされた
データ素子の上2102合算から導かれた入力を有する
直列レジスタの設定された方法によって発生された疑似
ランダム2進データを使用することが有利である。シー
ケンス長511ビットがこの用途には適当であり、8C
の期間はマスター消去装置およびスレーブ等化装置の正
確な訓練に充分であり、1/Cが消去装置のスケール係
数である。
2進データ伝送の方向はそれから反転される。
しかしながら、パイロットはマスタースレーブ方向に残
り、スレーブ等化装置パイロットタップの適応をエネー
ブルにすることを続け、−力値ゼロの決定を行ない、し
たがってその池の係数をディスエーブルにする。このよ
うにしてタイミング抽出は前に決定されたパイロット係
数符号により制御されるマスタースレーブ方向に維持さ
れる。スレーブ端消去装置およびマスタ一端等化装置の
適応がそれから前の訓練バーストと同じ期間に亙ってエ
ネーブルにされる。遠隔のしかし低いレベルのパイロッ
トの存在によるスレーブ消去装置係数の動揺はそれらの
精度に顕著な影響を及ぼさない。
システム訓練のこれら二つの簡単な期間に続いて多重レ
ベル符号を有する定常状態完全デュプレックス動作が前
述のように開始できる。消去装置適応は例えば符号のみ
の適応アルゴリズムを使用してずつと遅い速度で1ネー
ブルにされる。
訓練シーケンスはいくつかの状態を含み、制御は簡単に
行なうことができる。例えば送信および受信制御信号は
目覚まし信号の終わりにスタートされるカウンタにより
ステップされるメモリ位置に蓄積された単一ヒツトであ
ってよい。
マスター周端回路およびスレーブ端回路はそれぞれ集積
回路の形態で構成することができ、その場合にはマスタ
ーおよびスレーブ局の両者に共通の回路素子を含む“標
準′°チップが使用されることが好ましい。その場合各
局は1以上の追加のチップを備えることになる。
【図面の簡単な説明】
第1図は、この発明の1実施例のシステムのマスターま
たはスレーブ局の簡単なブロック図であり、第2図は、
この発明の1実施例のシステムのパイロットトーン抽出
の詳細を含むマスターまたはスレーブ局の簡単なブロッ
ク図であり、第3図は、データ、データクロック、パイ
ロットトーンクロックおよびパイロットトーン波形を示
す波形図であり、第4図は、この発明の1実施例のシス
テムでダ用される消去装置の簡単なブロック図であり、
第5A図は、パイロン1〜トーン伝送を説明するための
波形図であり、第5B図は、パイロットトーンだけが伝
送されるとき使用される位相デスクリミネータの簡単な
ブロック図であり、第6図は、適応決定フィードバック
等化装置にパイロットタップを追加した装置の簡単なブ
ロック図である。 1・・・データエンコード/スクランブル回路、[)1
 、 [)2・・・データラッチ、2・・・3レベルデ
ジタル−アナログ変換8置、3・・・作動増幅器、4・
・・1置2回路、5・・・2レベルデジタル−アナログ
変換装置、6・・・ローパスフィルタ、1・・・ハイブ
リッド、8・・・受信ブロック、9・・・エコーおよび
パイロットシミュレーションおよび消去ブロック。 10・・・等化・検出ブロック、11・・・データデコ
ードおよびスクランブルH’R0 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 hり・6・ 1.事件の表示 ■ゴ特願昭60−151448号 2、発;−の名称 データ伝送システム 3、補正をする者 事件との関係 特許出願人 名称 インターナショナル・スタンダード・エレクトリ
ック・コーポレイション 4、代理人 7、補正の内容 別紙の通シ

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. (1)伝送されるべきデータがデジタル形態であり、ア
    ナログ形態でラインを伝送されるデータ伝送システムに
    おいて、 システムの両端間の同期を維持するためにパイロットト
    ーンが伝送されるべきデータに付加して伝送され、パイ
    ロットトーンはデータ信号の振幅に比較して小さな振幅
    を有し、パイロットトーンの周波数はデータビット速度
    と一定の既知の関係を有していて、パイロットトーンの
    付加はバンド幅を増加させないものであり、データ信号
    のサンプリングはローカルクロックの制御下に行われ、
    ローカルクロックの調整は検出されたパイロットトーン
    に対応して行われ、パイロットトーンの検出はデータ信
    号のサンプリングおよび検出と同時に行われ、ローカル
    クロックは受信され検出されたパイロットトーンと比較
    され、ローカルクロックのタイミングは周期を維持する
    ように前記比較の結果に応じて調整されることを特徴と
    するデータ伝送システム。
  2. (2)パイロットトーンは、適応決定フィードバック等
    化装置で使用されているものと類似している係数発生回
    路の使用によつて受信において検出され、そのような係
    数乗算器はシステムの出力、アキュムレータおよび第2
    の乗算器により供給され、前記2個の乗算器はそれぞれ
    ローカルに発生されたパイロットトーン基準信号が供給
    される第2の入力を有している特許請求の範囲第1項記
    載のシステム。
  3. (3)目覚まし信号が、単一の開始方法が使用されるた
    めにしきい値検出およびろ波を使用した目覚まし信号の
    開始および終了の検出によつて両端を同期させるために
    使用されている特許請求の範囲第1項記載のシステム。
  4. (4)パイロットトーンのみを含む単一動作モードが使
    用されて、パイロットトーン位相誤差の検出を算定する
    ために復調、合算または等化フィルタ処理を使用する符
    号タイミング抽出が迅速に行われる特許請求の範囲第1
    項記載のシステム。
  5. (5)各方向にデータシーケンスが交互に伝送される妨
    害遠隔データ信号の存在しない間に消去装置を訓練する
    ために完全デュプレックス動作の行われる前に単一動作
    モードが使用され、データ訓練シーケンス方向と関係な
    くマスタースレーブ方向においてのみパイロットトーン
    の伝送によりタイミングの抽出がマスターおよびスレー
    ブ端子間で維持される特許請求の範囲第1項記載のシス
    テム。
  6. (6)スレーブ端子における定常状態のタイミング抽出
    の調整が、サンプリングシフトにより発生する消去の正
    確度における誤差が実質上減少するように設計された数
    個の連続したゼロ振幅符号を含んでいる同期ワードの最
    後のゼロ振幅符号の伝送にすぐ続いて行われるステップ
    中で行われる特許請求の範囲第1項記載のシステム。
  7. (7)システムの各装置が集積回路形態で構成されてい
    る特許請求の範囲第1項乃至第6項のいずれか1項記載
    のシステム。
JP60151448A 1984-07-11 1985-07-11 デ−タ伝送システム Pending JPS61112449A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
GB08417661A GB2161676B (en) 1984-07-11 1984-07-11 Data transmission system
GB8417661 1984-07-11

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPS61112449A true JPS61112449A (ja) 1986-05-30

Family

ID=10563728

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP60151448A Pending JPS61112449A (ja) 1984-07-11 1985-07-11 デ−タ伝送システム

Country Status (8)

Country Link
US (1) US4766589A (ja)
JP (1) JPS61112449A (ja)
AU (1) AU572669B2 (ja)
BE (1) BE902853R (ja)
CH (1) CH668874A5 (ja)
ES (1) ES8700524A1 (ja)
GB (1) GB2161676B (ja)
SE (1) SE465346B (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0211057A (ja) * 1988-03-22 1990-01-16 American Teleph & Telegr Co <Att> データ通信方法と通信ネットワーク

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2182826B (en) * 1985-11-20 1990-08-01 Stc Plc Data transmission system
US5164989A (en) * 1990-12-11 1992-11-17 Octel Communications Corporation Echo cancellation methods and apparatus for voice processing systems
US5537142A (en) 1993-10-20 1996-07-16 Videolan Technologies, Inc. Local area network for simultaneous, bi-directional transmission of video bandwidth signals, including a switching matrix which defines user connections, upstream connections, and downstream connections and has an efficient configuration to minimize the
US5689529A (en) * 1994-08-02 1997-11-18 International Automated Systems, Inc. Communications method and apparatus for digital information
US5640422A (en) * 1994-08-02 1997-06-17 International Automated Systems, Inc. Digital communications modulation method and apparatus
US6122323A (en) * 1994-08-02 2000-09-19 International Automated Systems, Inc. Apparatus and method for digital information transfer
US5828657A (en) * 1995-09-29 1998-10-27 Paradyne Corporation Half-duplex echo canceler training using a pilot signal
US20020024591A1 (en) * 1996-04-10 2002-02-28 Igate, Incorporate Local area network for simultaneous, bi-directional transmission of video bandwidth signals
US6236675B1 (en) * 1997-03-05 2001-05-22 Paradyne Corporation Pilot tone system and method to allow continuous synchronization in multipoint networks
US6690681B1 (en) 1997-05-19 2004-02-10 Airbiquity Inc. In-band signaling for data communications over digital wireless telecommunications network
US6493338B1 (en) 1997-05-19 2002-12-10 Airbiquity Inc. Multichannel in-band signaling for data communications over digital wireless telecommunications networks
US7164662B2 (en) * 1997-05-19 2007-01-16 Airbiquity, Inc. Network delay identification method and apparatus
US6137831A (en) * 1997-06-20 2000-10-24 Johnson; Neldon P. Method and apparatus for reducing receiver imposed distortion
DE19815942A1 (de) * 1998-04-09 1999-10-14 Cit Alcatel Vielkanal-Echocanceller mit Compander
US6236691B1 (en) 1999-03-16 2001-05-22 International Automated Systems, Inc. Signal demodulation method and apparatus
US6088403A (en) * 1999-03-16 2000-07-11 Johnson; Neldon P. Signal extraction method and apparatus
WO2001001570A1 (de) * 1999-06-25 2001-01-04 Infineon Technologies Ag Programmierbares digitales bandpass-filter für eine kodec-schaltung
DE10050336C1 (de) * 2000-10-11 2002-07-25 Infineon Technologies Ag Programmierbares Echokompensationsfilter und Transceiver für xDSL-Signale
US20020181699A1 (en) * 2001-03-23 2002-12-05 Tien Pham System for convolutional echo cancellation by iterative autocorrelation
US7215965B2 (en) * 2001-11-01 2007-05-08 Airbiquity Inc. Facility and method for wireless transmission of location data in a voice channel of a digital wireless telecommunications network
DE10204190C1 (de) * 2002-02-01 2003-06-18 Infineon Technologies Ag Taktregelungsschaltung zur Taktphasenregelung eines Transceivers
US7440499B2 (en) * 2004-01-29 2008-10-21 Infineon Technologies Ag Fractional spaced equalizer
US7508810B2 (en) * 2005-01-31 2009-03-24 Airbiquity Inc. Voice channel control of wireless packet data communications
US7924934B2 (en) * 2006-04-07 2011-04-12 Airbiquity, Inc. Time diversity voice channel data communications
MX2010003700A (es) 2007-10-20 2010-04-21 Airbiquity Inc Se?alizacion en banda inalambrica con sistemas instalados en un vehiculo.
US8594138B2 (en) 2008-09-15 2013-11-26 Airbiquity Inc. Methods for in-band signaling through enhanced variable-rate codecs
US7983310B2 (en) * 2008-09-15 2011-07-19 Airbiquity Inc. Methods for in-band signaling through enhanced variable-rate codecs
US8073440B2 (en) 2009-04-27 2011-12-06 Airbiquity, Inc. Automatic gain control in a personal navigation device
US8418039B2 (en) 2009-08-03 2013-04-09 Airbiquity Inc. Efficient error correction scheme for data transmission in a wireless in-band signaling system
US8249865B2 (en) * 2009-11-23 2012-08-21 Airbiquity Inc. Adaptive data transmission for a digital in-band modem operating over a voice channel
US8750494B2 (en) * 2011-08-17 2014-06-10 Alcatel Lucent Clock skew compensation for acoustic echo cancellers using inaudible tones
US8848825B2 (en) 2011-09-22 2014-09-30 Airbiquity Inc. Echo cancellation in wireless inband signaling modem
US20180115953A1 (en) * 2016-10-21 2018-04-26 Qualcomm Incorporated Phase modulated wakeup message for a wakeup radio

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2965717A (en) * 1955-07-18 1960-12-20 Cons Electrodynamics Corp Pilot signal control apparatus
BE658132A (ja) * 1964-01-15
US3404231A (en) * 1965-01-05 1968-10-01 Bell Telephone Labor Inc Framing of pulse code transmission systems by use of an added tone signal
FR1481560A (ja) * 1965-05-28 1967-08-18
GB1143857A (ja) * 1966-06-03
US4103234A (en) * 1967-11-24 1978-07-25 General Dynamics Corp. System for transmission storage and/or multiplexing of information
US3644830A (en) * 1969-11-18 1972-02-22 Milgo Electronic Corp Data modem having phase frequency and amplitude distortion compensating means
US3711652A (en) * 1971-03-10 1973-01-16 Gen Electric Monolithic stereo decoder with balanced decoder operation
US3772598A (en) * 1971-12-07 1973-11-13 Philips Corp Transmission system for the transmission of pulses
JPS593905B2 (ja) * 1975-09-02 1984-01-26 パイオニア株式会社 Mpx フクチヨウキノ パイロツトシンゴウジヨキヨソウチ
DE2721479C3 (de) * 1977-05-12 1980-04-17 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen TF-Tonübertragungssystem

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0211057A (ja) * 1988-03-22 1990-01-16 American Teleph & Telegr Co <Att> データ通信方法と通信ネットワーク

Also Published As

Publication number Publication date
CH668874A5 (de) 1989-01-31
AU572669B2 (en) 1988-05-12
SE465346B (sv) 1991-08-26
ES545069A0 (es) 1986-07-16
BE902853R (fr) 1986-01-13
GB8417661D0 (en) 1984-08-15
US4766589A (en) 1988-08-23
GB2161676A (en) 1986-01-15
SE8503442D0 (sv) 1985-07-11
ES8700524A1 (es) 1986-07-16
SE8503442L (sv) 1986-01-12
AU4427285A (en) 1986-01-16
GB2161676B (en) 1988-05-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS61112449A (ja) デ−タ伝送システム
EP0228771B1 (en) Data transmission system
US5157690A (en) Adaptive convergent decision feedback equalizer
US4539675A (en) Echo canceller
US5353279A (en) Echo canceler
US4730343A (en) Decision feedback equalizer with a pattern detector
US3524169A (en) Impulse response correction system
EP0534384B1 (en) Cross-polarization interference canceller
JP2847298B2 (ja) 走査クロツクパルスの周波数および/または位相のデイジタル制御方法および回路装置
US4769808A (en) Method of cancelling echoes in full-duplex data transmission system
JPH0637836A (ja) 通信装置、通信方法、および通信システム
US4411006A (en) Digital bit rate synchronizer for digital echo cancellers and similar signal processing devices
EP0059967A1 (en) System for the bidirectional simultaneous transmission via a two-wire line for digital telephone
JP3110091B2 (ja) ジッタ補償装置のトレーニング方式
US7286621B1 (en) Reception method and receiver array for a duplex transmission system
JPS6167330A (ja) エコ−除去方法
JPH0787405B2 (ja) エコ−除去装置
JPS6167331A (ja) エコ−除去装置
JPS6173432A (ja) エコ−除去装置
JPH05206900A (ja) エコーキャンセラ
JPS6175630A (ja) エコ−除去装置
JP2005094648A (ja) エコーキャンセラ、双方向伝送方式及び受信回路
JPS6173431A (ja) エコ−除去方法
JPS6175629A (ja) エコ−除去方法
JPH0779290B2 (ja) エコ−除去装置