JPS6175629A - エコ−除去方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去の方法に関する０ （従来技術の問題点） ベアａを用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するだ
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイ・イーイー・【−・トランザクシＷ／ズ・オン・
アクースティクス・スピーチ・アンド・シグナル・グロ
セッシング（ＩＥＥＥＴＲＡＮ８ＡＣＴＩＯＮ８　　Ｏ
Ｎ　　ＡＣＯＵＳＴＩＣ’３，８ＰＩＪＣＨ。

ＡＮＤ　５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ　）　２
７巻６号、１９７９年、７６８〜７８１ページ）ロエコ
ーキャンセラは、エコーのインパルス応答の長さ分のタ
ップ係数を持つ適応型（アダ１テイブ）フィルタを用い
て送出データ系列に対応した擬似エコー（エコーレプリ
カ）を生成するととにより、２線／４線変換回路にて送
信回路から受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように
動作する０この時、適応フィルタの各タップ係数はエコ
ーと受信信号が混在した混在信号からエコーレプリカを
差引いた差信号と送出データとの相関をとることにより
遂次修正される０このような適応フィルタの係数修正即
チ、エコーキャンセラの収束アルゴリズムについては前
記参考文献に記載されておシ、その代表的なものとして
、ストキャーステック・イタレーション０アルゴリズム
（５ｔｏｃｈａｓｔｉｃ　ｉｔｅｒａｔｉｏｎａｌｇｏ
ｒｉｔｈｍ　　）とサイン・アルゴリズムが知られてい
る。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適応できる方式が望ましい。この時
、前述の適応屋フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（ａ／
Ｄ）コンバータ及びディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ　）
コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータの
所要ビット数はシステムの要求条件から定まシ、例えば
公衆通信網の加入者線への応用では、１２ピット程度必
要とされる〇一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数は
、システム条件のみならず、前述のエコーキャンセラの
収束アルゴリズムにも依存する。例えば、公衆通信網の
加入者線に応用する場合、ストキャーステック・イタレ
ージ冒ンφアルゴリズムを採用すると８ピット程度必要
であるのに対し、サイン・アルゴリズムでは１ビツトで
すむという特徴がある。ところが、サイン・アルゴリズ
ムでは、前述の差信号の極性により、適応フィルタのタ
ッグ係数の修正を行なうため、差信号中に含まれている
残留エコーの極性と差信号の極性とが一致しなくなると
、適応動作が不可能になるという問題が生じる０例えば
、伝送路符号としてパイフェーズ符号のような２値符号
を使用した場合、受信信号の存在により、残留エコー（
エコーとエコーレプリカとの差）レベルが受信信号レベ
ルと同等程度になると前述の問題が発生する。そこで、
この問題を解決するための従来技術について述に述べる
Ｏ 第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである０ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする０加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される◇ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力されろ０送信部３にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される◎一方方送送信
部２て発生された送信信号の一部はエコー成分としてハ
イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フィ
ルタ（ＬＰＦ）５に供給される０また、第５図の回路に
対向した相手側（今の説明では局側となる）から送出さ
れた受信信号は、２線伝送路４及びハイブリッド・トラ
ンス３を介してローパス・フィルタ５に供給される。従
って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号とエコ
ーが混在した混在信号トなる。なおローパス・フィルタ
５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成分を抑圧す
ることである。ローパス・フィルタ５の出力は減算器１
０に供給される。ここで、アダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９．減算器１０
、加算器１１、極性判定回路１２及び乗算器１３から成
る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５の出力である
混在信号中のエコーを除去するように動作する。これは
、アダプティブ・ディジタ／Ｉ／フィルタ８がエコーレ
プリカを生成することにより実現される。そこでアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８について詳細に説明する
。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものであるロ第６図における
入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第５図の入力端子
１から供給された２値データ系列（＋１または−１の値
をとる）及び乗算器１３の出力に対応している。また、
第６図における出力信号１０７は、第５図のアダグチイ
ブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に対応している。

２値デ−夕系列１０５は、遅延素子１００．、乗算器１
０１ｏ　ｖｌ　０１＋　ｔ　・・−”ｔ　１０１　Ｂ−
１及び係数発生器Ａ（１ｔ　Ａｌ　ｖ・・・・・、＾８
−１に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１ｏｏ
、、１００ｔ＊・・・・・、　１００　Ｎ／１１−１は
、この順に接続されており、各々フリップフロッグで実
現することができる０ここでＮ及び几は正整数でちり、
ＲはＮの約数とする。また２値データ系列１０５のデー
タレートは１／Ｔビット／秒であるＯ遅延素子１００．
（＋＝１，２．・・・・・ｔＮ／Ｒ−１）の出力はそれ
ぞれ、乗算器１０１ｊ、１０１ｊ＋□、・・・・・。

１０１　ｊ＋Ｂ−１及び係数発生器ＡＪ”　ｊ＋１．・
・・・・。

Ａｊ＋８−１に供給される。但し、ｊ　＝　ｉ　Ｘ　Ｒ
である０乗算器１０１ｋｔ　１０１に＋ｉ＋＊・・・・
・＊　ｌ　Ｏ”ｋ十Ｎ−ｍ　（ｋ　＝Ｏｔ１、・・・・
・、Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器Ａｋ。

Δに＋Ｒ＋・・・・・ｔ　Ａ　１（−１−Ｎ−Ｒの出力
である各係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果
は、すべて加算器１０２ｋに入力され加算される。Ｒ個
の加算器１０２ｏ、１０２＋ｓ・・・・・、１０２ｉ−
１の出力はスイッチ１０３０入力接点となる０スイツチ
１０３はＴ秒を周期とする多接点スイッチであシ、８個
の加算器１０２゜、１０２．、・・・・・、ｔｏｚ、−
１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、出力
信号１０７となる。出力信号１０７はエコーレグリカで
あＩ）、Ｔ／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発生される。Ｒ
は補間定数（インターボレージ１）・ファクタ）と呼ば
れ、所要の信号帯域内でエコーを除去するために通常Ｒ
は２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３と同期し
て動作するスイッチ１０４は、スイッチ１０３と入出力
が逆転し−Ｃいる０即ちスイッチ１０４は、入力信号１
０６を’ｌ’／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順番に分配する機
能を果す０スイツチ１０４の各接点出力は、同期して動
作するスイッチ１０５　に対応した接点に入力される信
号経路に存在する係数発生器に供給されている。次に係
数発生回路について詳細に説明する。

第７図は、第６図の係数発生器ＡＩ！（ｚ＝：ｏ、Ｌ・
・・・・＋Ｎ　ｉ）の詳細ブロック図を示したものでお
る。第７図の人力信号２００は、第６図における２値デ
ータ系列Ｎ）５又は遅延素子１００１，１００ｔｙ・・
・・・＊１００Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対応している０
また第７図の入力信号２０１は、第６図におけるスイッ
チ１０４の接点出力に対応している０さらに、第７図の
出力信号２０３は、第６図における係数発生器ＡＩ！の
出力に対応している。第７図において入力信号２００及
び２０１は乗算器２０４に供給されその乗算結果は加算
器２０５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ
秒の遅延素子２０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎に
行なわれる係数の更新は、乗算器２０４に供給されてい
る入力信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の
係数値に加えることにより実現される。出力信号２０３
が係数であるＯ 以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器ｌＯの一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信ホ＝〔残留エコ
ー〕＋〔受信信号〕０但し〔残留工：＝−］＝Ｃエコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では
、クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識
別されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路
１４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダ
ム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号
の振幅又は電力を参照して制御するという機能を果すＯ
振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は、加算器１１の一方の入力となる。

減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４の
出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１
にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３
にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図
の入力信号１０６が誤差信号に対応している０ここで前
述のアダプティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極性
を正しく検出することが必要となる。ところが減算器１
０の出力である差信号の中には。

受信信号が含まれているから、第５図において、減算器
１０の出力を直接極性検出器１２に入力したと仮定する
と、残留エコーレベルが受信号レベルと同等程度になる
と、極性検出器１２の出力では残留エコーの極性が正確
に得られなくなってしまう。従って、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタ８の適応能力が失なわれることになる
。そこで、従来は第５図に示したように、加算器１１、
振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１５を付加し
て、減算器１０の出力信号である差信号に受信信号レベ
ルと同等程度のランダム信号を加えることによ）、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を保証する
という方法が用いられていた。この方法は、受信信号と
同等レベルのランダム信号を差信号に加えることにより
、受信信号をキャンセルする確率を発生させる。この確
率は極性検出器１２にて、残留エコーの極性が正しく得
られる確率となるから、アダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の適応動作が保証されることになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があっ
た。また、誤差信号の極性を用いてタップ係数の更新を
行っているため、サイン・アルゴリズムを採用した従来
の方法では、収束時間が長いという欠点があった口（発
明の目的） そこで本発明の目的は、制御が簡単でかつハードウェア
規模の小さいエコー除去の方法を提供することにある口
また１本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除去
の方法を提供することにちる。

（発明の構成） 本発明によれば、２線／４線変換回路の４＠側にてアダ
グチイブ・フィルタにより発生されるエコーレプリカを
用いて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去す
るためのエコー除去方法であって、該ニー−と受信信号
が混在した混在信号から該エコーレプリカを差引いて差
信号を得た後、該差信号と該差信号を遅延させた遅延信
号との差又は和の信号を求め、該差信号と核艦又は和の
信号のいずれか一方を選んで得た選択信号の極性と該エ
コーレプリカの極性との相関をとり、該相関信号を定数
倍して得た信号に該選択信号の極性を付与して誤差信号
を生成し、該誤差信号を該アダグチイブ・フィルタに帰
還させるようにしたことを特徴とするエコー除去方法が
得られる。

（発明の原理） 本発明の第１のポイントは、アダプティブ・フィルタの
適応能力に妨害を与える受信信号に関し、受信信号がキ
ャンセルされる確率が零にならないようにした点である
。２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターンの特
性によれば、現在の値と、／−Ｔ秒（ｌけ正整数）前の
値がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同
一の値となる確率の最小値は零でないある正の値をとる
。従って差信号（＝〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）に
ついて、現在の値と２・Ｔ秒前の値の差又は和をとるこ
とにより、受信信号成分は零でないある正の値の確率で
キャンセルされることになるりそれ故、その差又は和の
極性を検出すれは、残留エコーの符号が零でないある正
の値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィルタ
の適応動作が保証される。この時、受信信号が零交差す
るサンプリング位相に注目すれば、受信信号は零である
から、前述の操作により受信信号をキャンセルするとい
うことは不要となる。そこでサンプリング位相に依存し
て、前述の操作を実行するか否かを選択して出力し、そ
の出力の極性をアダプティブ・フィルタに帰還すること
Ｋより適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アダプティブ・フィルタの
タッグ係数の更新の際、ステップ・サイズを適応的に変
化させるという点にある。本発明では、残留エコーが大
きい場合には、擬似エコーの極性と残留エコーの極性と
が強い相関をもつのに対し、残留エコーが小さい場合に
は、両者は相関をもたないという点に注目し、前記相関
値に依存して、ステップ・サイズを適応的に変化させる
。

それ故、収束時間を従来に比べて大幅に短縮することが
可能となる口 （実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において、第５図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第５図と同一の機能をもつものとする０第
１図と第５図の相異点は、減算器１６及びＴ秒の遅延を
与える遅延素子１７から成る回路と、補間フィルタ２２
の有／無と、極性検出器１９．相関器２０及び乗算器２
１から成る回路とスイッチ２４の有無の４点であシ、そ
の他の構成は第５図と全く同一である。これらの相異点
について説明する前に全体の構成について簡単に述べる
。入力端子１に供給された２値データ系列は送信部２及
びアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。

送信部２にて２値データ系列は伝送路符号に変換された
後、ハイブリッド・トランス３を介して２線伝送路４へ
送出される。ここに、ハイブリッド・トランス３のイン
ピーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が受信回
路へエコーとして漏れ込みローパス・フィルタ５に供給
される〇一方、受信信号も伝送路４及びハイブリッド・
トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給される
０ローパス・フィルタ５にて不要な高周波成分を抑圧さ
れた混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算器
１０に供給される◎そこで、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８にて生成された擬似エコー（エコーレプリカ
）は、Ｄ／Ａコンバータ９によりアナログ信号に変換さ
れた後、補間フィルタ２２を介して減算器１０に入力さ
れる０従って、減算器１０の出力である差信号（＝〔混
在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エコー〕＋〔受信信
号〕−〔エコ”−レプリカ〕）の成分のうち、残留エコ
ー（＝（エコー〕−〔エコーレプリカ〕）が受信信号に
比べて十分小さくなれば、受信信号は受信部６にて正確
に復調され、出力端子７には受信された２値データ系列
が現われる。なお、補間フィルタ２２は、　Ｄ／Ａコン
バータ９の出力に含まれている高調波成分を抑圧する機
能を果すものである。ここで、アダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９、補間フィルタ２２
、減算器１ｏ及び１６、スイッチ２４、極性検出器１２
及び乗算器１３から成る閉ループ回路はアダプティブ・
ディジタルフィルタ８の適応動作を実現するものである
０アダグチイブ・ディジタルフィルタ８の構成について
は、第５図の従来例で説明したものと同様に、第６図及
び第７図の構成と同一で良い。極性検出器１２の出力は
乗算器１３にて、乗算器２１の出力と掛けられ誤差信号
としてアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給され
る。次に減算器１０の出力である差信号の極性と差信号
中の残留エコー成分の極性との関係について詳細に説明
するが、その前に伝送路符号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであ）同図（
］）は、バイ７エーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ（ミニマ
Ａ・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ
示す。第２図（ａ）に示したように、パイ７工−ズ符号
では＠０１及び＠１”のデータに対し極性の反転したパ
ルス波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅
Ｔ秒の中心で極性が反転しておシ、１ピット内で正負が
バランスしているという特徴をもっている口これに対し
、第２図（ｂｌに示したように、ＭＳＫ符号では４種類
のパルス波形を用意する０即ち、１０”及び１１″のデ
ータに対しそれぞれ極性の反転した■モードとｅモード
の２種類のパルス波形を用意する。これら２種類のモー
ド遷移は、第２図（ｂ）の太い矢印で示されておシ、現
時点のモードは、１ピツト前のモードにより決定される
。このＭ８に＄ｆ号は、ビットの境界にて必ず極性が反
転するという特徴をもっている。

なお、ＭＳＫＳ号では′″ｌ″に対しては、１ビツト内
で正負のバランスが取れているが、１ｏ”に対しては正
負がバランスしていない。しかしながら、第２図（ｂ）
のモード遷移を示す太い矢印の方向から明らかなように
、連続するビット系列内で＠Ｏ”が偶数個存在すれば正
負のバランスは取れておシ、ＤＣ成分はほとんど無視で
きると言える。第２図に示した伝送路符号は、第１図の
送信部２にて出力されることになる〇 第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信アイパターン例を示す。第３図（、り及び（ｂｌは、
第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭＳ曙
号の受信アイパターンである。同図に示すように、受信
アイパターンは、高域成分がカットされ丸みを帯びたも
のとなる＠今、第３図（１）に注目する。Ｔ秒離れた４
組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔＯ＋　ｔＯ’）
＠（ｊｌｔ　ｔＩ’）＊（Ｆ＊１２′）及び（ＦｔＦ’
）と仮定する。この時、ｔ＝ｔ′ｍ（ｍ＝０，１，２，
３）のサンプル値から１＝１ｍのサンプル値を差引いた
値をＡｍとすれば、Ａｍは表１　　パイフェーズ符号の
場合のＡｍの値＠０”と＠１″の出現確率は等しく１／
２であると仮定すると、Ａ６＝ｏｇ　Ａｔ　＝Ｏｔ　Ａ
ｔ＝０　及びＡ、＝０となる確率は、表１よりそれぞれ
１／４．１／４．１／２及びｌとなる。この例では第３
図（ｓ）に示すＴ秒離れた４組のサンプル点について考
えたが、同図より明らかなように、どのような位相をと
っても、正／負の逆転は別にして表１に示す以外のパタ
ーンはあシ得ないことがわかる口従って、現在のサンプ
ル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確
率の最小値は１／４となる。次に第３図（ｂ）のＭＳ曙
号の受信アイパターンについて考えると、第２図（ｂ）
のモード遷移を参照してＡｍは表２のように与えられる
。

”０”と°１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、ｋ６＝ｏｇ　人、＝Ｑ、　人、＝＝Ｑ及び
Ａ、＝Ｏとなる確率は、表２よりそれぞれ１．　１／２
゜ｌ／４及び１／４となる。この例では第３図（ｂ）に
示すＴ秒離れた４組のサンプル点について考えたが、同
図よ）明らかなように、どのような位相をとっても正／
負の逆転は別にして、表１に示す以外のパターンはあシ
得ないことがわかる。従って、ＭＳＫ符号の場合にも、
現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値
が零となる確率の最小値は１／４となる０以上バイ７工
−ズ符号及びＭＳＫ符号を例に挙げて述べたように、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が
零となる確率の最小値は共に１／４となることがわかる
。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明らか
である。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ秒
（データレートは１／Ｔビット／秒とする０）前のサン
プル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサンプ
ル値からｊ−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となるこ
とがわかる０次に、この確率がエコーキャンセラの適応
動作の中で、どのような意味を持つかについて第１図を
参照して説明する０ 第１図に示す本発明の一実施例において、参照数字１７
はＴ秒の遅延を与える遅延素子、参照数字１６は減算器
、参照数字２４はスイッチ、参照数字１２は極性検出器
である。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８
が適応動作を行なうためには、極性検出器１２にて、減
算器１０の出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信信
号〕−〔エコーレプリカ〕）中に含まれる残留エコー（
＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）成分の極性が正確
に得られる確率が零でないという条件が必要であること
は前に述べた。第１図において、減算器１６及び遅延素
子１７は、この条件を満足する目的で付加されたもので
アシ、減算器１６の出力には、現在の値から゛ｒ秒前の
値を差引いた値が現われるようになっている。表１及び
表２の説明で述べたように、減算器１０の出力である差
信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力では、確
率１／４以上で零になることは明らかである。

一方、減算器１６の出力に含まれている残留エコー成分
について考えると、現在の残留エコーの値からＴ秒前の
残留エコーの値を差引いた値が残留エコー成分として減
算器１６から出力される０現在の残留エコーの値とＴ秒
前の残留エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残
留エコーの値は、ランダム雑音とみなすことができる。

Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称であシ、
振幅ｄが１ｄ１くδ（但しＯ≦δ）となる確率は、零で
なくある正の値をとる■従って、減算器１６の出力信号
の極性と、現在の残留エコーの極性が一致する確率は零
でないある正の値をとることがわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１０の出力は共にス
イッチ２４の入力接点に供給される０さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている口ここで極
性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ秒とする。但
しＲは補間定数でらυ正整数とする。今Ｒ＝４と仮定す
ると、ｙｇ３図の受信アイパターン例を参照すれば明ら
かなように、サンプリング位相を適当に選択することに
より受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する場
合がＴ秒内に２回存在することがわかる０受信信号が零
交差するサンプリング点では、減算器１０の出力である
差信号の中の受信信号成分は零となるから、差信号の極
性と残留エコーの極性は無条件に一致することになる。

そこで、極性検出器１２のサンプリング位相に応じてス
イッチ２４を動作させる、即ち受信信号が零交差するサ
ンプリング点ではスイッチ２４は減算器１０の出力を選
択して出力し、その他のサンプリング点ではスイッチ２
４は減算器１６の出力を選択して出力するように構成す
ることにより、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の
適応動作が保証されることになる口取上の説明ではＲ＝
４と仮定したがＲが２以上の任意の整数でも良いことは
明らかでちる。また、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８．Ｄ／Ａコンバータ９．スイッチ２４、極性検出器
１２及び乗算器１３の動作のサンプリング位相は、受信
信号の位相に合致させる必要があることは言うまでもな
い。なお第１図では、遅延素子１７はＴ秒の遅延を与え
るものとして説明してきたが、表１及び表２の説明の中
で述べたように、遅延量として／−Ｔ秒（ｔは正整数）
としても同様の効果が得られる＠ 次に、第１図の相関器２０の動作について説明する◎極
性検出器１２の出力と極性検出器１９の出力との相関値
は相関器２０にて計算され乗算器２１により２α（αは
定数）倍されて乗算器１３に供給される◎ここで、極性
検出器１２の出力には、減算器１０の出力である差信号
（＝残留工；−十受信信号）について、現在の値からＴ
秒前の値を差引いた値の極性が現われる。一方極性検出
器１９の出力には、エコーレプリカの極性が現われる。

そこで、残留エコーが大きい場合には残留エコーの極性
と、エコーレプリカの極性が相関をもつのに対し残留エ
コーが小さい場曾には両者は相関をもたないという点に
注目すれに、相関器２０の出力は残留エコーが大きい場
合には大きな値を小さい場合には小さな値となる。従り
て相関器２０の出力に対し乗算器２１にて２α倍のスケ
ーリングを施してステップｅサイズとして用い、このス
テップ・サイズに極性検出器１２の出力の極性を付与し
てアダプティブ・ディジタルフィルタ８に帰還すること
によ）、収束時間を大幅に短縮することが可能となる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする０第
４図と第１図の相異点は。

第１図の減算器１６が第４図では加算器１８に置換えら
れていることでちゃ、その他の部分は全く同一である０
従って、第４図では、減算器１０の出力である差信号に
関−し、現在の差信号の値とＴ秒前の差信号の値との和
が加算器１８の出力に現われ、この和の値の極性をスイ
ッチ２４ｔ−介して極性検出器１２で検出することにな
るＯそとで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受
信アイパターン例を示した第３図を用いて１表２及び表
３に対応する表を求めてみる。まず、第３図（−に注目
し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（
ｔｏｔ　ｔｏ）＊（ｔｉ、ｔｔ’）ｙ（ｉｔｓ　ｔｒ　
）及び（ｔｓ＋ｔ、’）と仮定する。この時ｔ＝ｔ、、
；（ｍ＝Ｏｔ　１，２ｔ　３　）のサンプリングと？　
　’−＝’Ｗのサンプル値の和をＢｍとすれば、騙は表
３のように４見られることがわかる。同様に第３図（ｂ
）に対して、表４が得られる０ 表３　バイ７工−ズ符号の場合のＢｍの値表４　　Ｍ８
に符号の場合のＢｍの値 ＠０”と１１１の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、　Ｂｅ　＝Ｏ，Ｂ１＝Ｏ，Ｂｔ　＝０及び
Ｂ。

＝Ｏとなる確率は１表３に示すパイフェーズ符号の場合
にはそれぞれ１／２．１／４．１／２及び１となり１表
４に示すＭ　Ｓ　Ｋ符号の場合には、それぞれ１　＊　
　１／　２ｔ　１／　４１１／　２となるＯ従って現在
のサンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確
率の最小値は１／４であシ、このことは、任意のサンプ
リング位相で成り立つｏｆだ、表３及び表４にはそれぞ
れバイフェーズ符号及びＭ８に符号の場合を示したがこ
れら以外の伝送路符号についても同様に考えれば現在の
サンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確率
の最小値は零でない値をもつことは明らかである０さら
に、現在のサンプル値とｊ−Ｔ秒（Ｉ！は正整数）前の
サンプル値との和が零となる確率の最小値も同様に零で
ない値をもつことは言うまでもない０ そこで第４図の説明に戻ると、減算器１０の出力である
差信号は、受信部６に供給されると共に、加算器１８及
びＴ秒の遅延を与える遅延素子１７にも供給されるｏｆ
た、遅延素子１７の出力は加算器１８の一方の入力とな
っている。従って、加算器１８の出力には、現在の値と
、Ｔ秒前の値との和が現われることになる０表３及び表
より、減算器ｌＯの出力である差信号の中の受信信号成
分は、加算器１８の出力では確率４７４以上で受信信号
が零になることは明らかである〇一方、加算器１８の出
力に含まれている残留エコー成分について考えると、現
在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの和が残留エ
コー成分として加算器１８から出力される。現在の残留
エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関である
から、Ｔ秒前の残留工；−の値は、ランダム雑音とみな
すことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は
正負対称であり、振幅ｄが１ｄ１くδ（但し０≦δ）と
なる確率は零ではなくある正の値をとるＯ従りて加算器
１８の出力の極性と、残留エコーの極性が一致する確率
は零でないある正の値をとることがわかる。加算器１８
の出力及び減算器１０の出力は共にスイッチ２４の入力
接点に供給される。

スイッチ２４の動作は第１図と全く同一であるので説明
は省略する。以上述べたような回路動作によりアダグテ
ィブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証されるこ
とがわかる。

なお、相関器２０の動作については、第１図と同様であ
るが、極性検出器１２に供給されている信号が第４図で
は減算器１０の出力である差信号について現在の値とＴ
秒前の値との和となりている点が異ななっている。差信
号の残留エコー成分について考えれば、第１図と同様に
相関器２０の出力は残留エコーの大きさに応じて変化す
るから、収束時間を大幅に短縮することが可能となるこ
とは明らかである〇 以上実施例に基づいて詳細に説明したが、２線伝送路の
線路損失を補償するための線路等信器は、第１図及び第
４図において、受信部６の中に含めて考えても良いし、
ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入しても良い
０またＭ　ＳＫ＄ｆ号を採用した場合９０”とｌ”に対
するパルス波形が異なることと、各々■モードとｅモー
ドを有するという２つの理由によりアダグテイプ・ディ
ジタルフィルタ８の構成は、パイフェーズ符号の場合と
若干異なる。即ち、加”及び＠１′のパルス波形が異な
ることに対応させて、タッグ係数を２種類用意し個別に
更新させる必要があること、また、送信部２よりモード
信号を受はタップ係数を区別することが必要となる。さ
らに、今までの説明では。

遅延素子１７の遅延象をＴ秒又は／−Ｔ秒（ｌは正整数
）と仮定していたが、実用上は、／−Ｔ　秒の近傍であ
れは十分であることは言うまでもないクマタ、補間フィ
ルタ２２は、エコーレプリカが発生されるサンプリング
点のみエコーが除去できれば良いという目的の場合には
不要であるＯ（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）Ｋついて現在の値とｊ
−Ｔ秒（但しｌは正整数、Ｔはデータレートの逆数であ
る０）前の値との差又は和を求めることにより、受信信
号成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる
０従りてサンブリング時点が受信信号の零交差点に一致
する場合には差信号の極性を、一致しない場合にはその
差又は和の極性を検出することにより、アダプティブ・
ディジタルフィルタの適応動作が保証される。

また１本発明によれば、／−Ｔ秒の遅延を与える遅延素
子と減算器（又は加算器）とスイッチとを組合わせるこ
とにより、アダプティブ・フィルタの適応動作を保証で
きるから、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウ
ェア規模の小さいエコー除去方法を提供できる。

さらに、本発明によれば、残留エコーの大きさに応じて
ステップ・サイズ金適応的に変化させることができるか
ら大幅な収束時間の短縮が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）ｔ　（ｂｌは伝送路符号のパルス波形の例を示す
図、第３図（ａ）、　（ｂ）は受信アイパターンの例を
示す図、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図
、第５図は従来例を示すブロック図、第６図はアダブチ
、イブ・ディジタルフィルタの構成を示す図、第７図は
係数発生器の構成を示す図である０図において、 ２は送信部、３はハイブリッド・トランス、４は２線伝
送路、５はローパス・フィルタ、６は受信部、７は出力
端子、８はアダグチイブ・ディジタルフィルタ、９はＤ
／Ａコンバータ、１０及び１６は減算器、１１及び１８
は加算器、１２及び１９は極性検出器、１３及び２１は
乗算器、１４は振幅制御回路、１５はランダム信号発生
器、１７は遅延素子、２０は相関器、２２は補間フィル
タ、２４はスイッチ、１００Ｉ、１００！、・・・・・
＠　１０ＯＮ／ｌ−１、は遅延素子、１０１０　＊　１
０１　Ｉ−・・・・・、ｌ０ＩＮ　ｌは乗算器、１０２
゜、１０２１．・・・・・、１０２．−１　は加算器、
１０３及び１０４は多接点スイッチ、２０（は乗算器、
参照数字２０５は加算器、参照数字２０６は遅延素子を
それぞれ示す＠ 第２図 ・０・　　　　（ａ）　　　　　・１・・（ｂ） 第３図 （ａ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フィル
   タにより発生されるエコーレプリカを用いて送信回路よ
   り受信回路へ漏れ込むエコーを除去するためのエコー除
   去方法であって、該エコーと受信信号が混在した混在信
   号から該エコーレプリカを差引いて差信号を得た後、該
   差信号と該差信号を遅延させた遅延信号との差又は和の
   信号を求め、該差信号と該差又は和の信号のいずれか一
   方を選んで得た選択信号の極性と該エコーレプリカの極
   性との相関をとり、該相関信号を定数倍して得た信号に
   該選択信号の極性を付与して誤差信号を生成し、該誤差
   信号を該アダプティブ・フィルタに帰還させるようにし
   たことを特徴とするエコー除去方法。