JPS6173434A

JPS6173434A - エコ−除去方法

Info

Publication number: JPS6173434A
Application number: JP19611684A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-19
Filing date: 1984-09-19
Publication date: 1986-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去の方法に関する。

（従来技術の問題点）ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーギヤ／セラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクシ田ンズ・オ／・アク
ースティクス・スピーチ−アント嗜シグナルφプロセッ
シング（ＩＥＥｇＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵＳＴＩＣ５，５ＰＢＥＣＨＡＮＤ　８ＩＧＮＡＬ
　ＰＲＯＣＦｉ！３ＳＩＮＧ）　２７巻６号、１９７９
年、７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセラは、エ
コーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応
型（アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に
対応した擬似工＝−（エコーレプリカ）を生成すること
によシ、２線／４線変換回路にて送信回路から受信回路
に漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時、
適応フィルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が混
在した混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号と
送出データとの相関をとることにより遂次イ１５正され
る。このような適応フィルタの係数修正即ち、エコーキ
ャンセラの収束アルゴリズムについては前記参考文献に
記載されており、その代表的なものとしてストキャース
テックΦイタレーション・アルゴリズム（５ｔｏｃｈａ
ｓｔｉｃ　ｉｔｅｒａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍ　）
とサイン・アルゴリズムが知られている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応Ｗフィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ）コンバータ及びディジタル／アナログＣＤ／Ａ＞コ
ンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータの所
要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例えば公
衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度必要
とされる。一方、人／Ｄコンバータの所要ビット数は、
システム条件のみならず前述のエコーキャンセラの収束
アルゴリズムにも依存する。例えば、公衆通信網の加入
者線に応用する場合、ストキャーステック・イタレーシ
ョン・アルゴリズムを採用すると８ピット程度必要であ
るのに対し、サイン・アルゴリズムでは１ビツトですむ
という特徴がある。ところが、サイン・アルゴリズムで
は、前述の差信号の極性により、適応フィルタのタップ
係数の修正を行なうため、差信号中に含まれている残留
エコーの極性と差信号の極性とが一致しなくなると、適
応動作が不可能になるという問題が生じる。例えば、伝
送路符号としてパイフェーズ符号のような２値打号を使
用した場合、受信信号の存在により、残留エコー（エコ
ーとエコーレプリカとの差）レベルが受信信号レベルと
同等程度になると前述の問題が発生する。

そこで、この問題を解決するための従来技術について次
に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものでｂる。ここで第５
図の回路は、２巌伝送路４を介して対向で接縁されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部３にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２、線伝送路４に送出されろう一方、送信
部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分として
ハイブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フ
ィルタ（ＬＰＦ）５に供給される。また、第５図の　−
回路に対向した相手側（今の説明では局側となる）から
送出された受信信号は、２＃！伝送路４及びハイブリッ
ド・トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給さ
れる。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信
号とエコーが混在した混在信号となる。なおローパスＯ
フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成分
を抑圧することである。ローパス・フィルタ５の出力は
減算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・ディ
ジタルフィルタ８　、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９　
。

減算器１０．加算器１１．極性判定回路１２及び乗算器
１３から成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５の
出力である混在信号中のエコーを除去するように動作す
る。これは、アダプティブ・ディジタルフィルタ８がエ
コーレプリカを生成することくよシ実現される。そこで
７ダグテイプ・ディジタルフィルタ８について詳細に説
明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものでちる。

第６図における入力信号ｉｏｓ及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号１０７は第５図
の７ダプテイプ・ディジタルフィルタ８の出力信号に対
応している。２値データ系列１０５１−１、遅延素子１
００．　、乗算器１０１゜、１０１．。

・・・・・・、　１０１Ｒ，及び係数発生器ＡＯ＋　Ａ
Ｉ　＋・・・・・・ＡＲ−１に供給される。Ｔ秒の遅延
を与える遅延素子１００．　。

１００□、・・・・・・、１００Ｎ／１１．は、この順
に接続されており、各々クリップ・７０ノブで実現する
ことができる。ここでＮ及び几は正整数であり、ＲはＮ
の約０とする。また２値データ系列１０５のデータレ−
）　＃−ｉ１／Ｔビット／秒で６る。、：Ｍ延素子１０
０−（ｉ＝ｌ、２．・・・・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出方
はそれぞれ、乗ｎ器１０１、　、１０１．＋、　、・・
・・・・、　１０１．＋□−１及び係数発生器Ａｊ。

Ａｊ＋１．・・・・・・＋Ａｊ＋Ｒ−１に供給される。

但し、　ｊ＝ｉ×几である。乗算器１０１に、　１０１
　ｋ＋、　、　・−・・−，１０１に＋Ｎ、−。

（ｋ＝０　、１　、・・・・・・、Ｒ−１）　　では、
それぞれ係数発生器Ａｋ　、　Ａｋ＋Ｒ、・・・・・・
ｔ　Ａ　１Ｃ＋、−Ｒの出方でおる各係数と入力データ
が掛けられた後、各乗算結果はすべて加π器１０２．ｃ
に入力され加算されるＲａの加算器１０２゜、　１０２
．　、呻、’１０２Ｒ−，の出力はスイッチ１０３の入
力接点となる。スイッチ１０３はＴ秒を同期とする多接
点スイッチであり、Ｒ個の加算器１０２ｏ、１０２．　
、−・・・・−、１０２Ｒ−、の出力をこの順にＴ／几
秒毎に選択して出力し、出方信号１０７となる。

出力信号１０７はエコーレプリカであり、Ｔ／几秒毎に
エフ−レプリカが発生される。Ｒけ補間定数（インター
ポレーション−ファクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域内
でエコーを除去するために通常Ｒは２以上の整数となる
。一方、スイッチ１０３と同期して動作するスイッチ１
０４はスイッチ１０３と入出力が逆転している。即ちス
イッチ１０４は、入力信号１０６をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の
接点に順番に分配する機能を果す。スイッチ１０４の各
接点出力は、同期して動作するスイッチ１０５に対応し
た接点に入力される信号経路に存在する係数発生器に供
給されている。次に係数発生回路について詳細に説明す
る。

第７図は第６図の係数発生器Ａ、（１＝０．１．　　・
・・・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したもので
ちる。

第７図の入力信号２００は、第６図における２値データ
系列１０５又は遅延素子１００＋　、１００ｔ・・曲、
１００イー、の出力信号に対応している。また、第７図
の入力信号２０１は、第６図におけるスイッチ１０４の
接点出力に対応している。さらに、第７図の出力信号２
０３は第６図における係数発生器ＡＩ　の出方に対応し
ている。第７図において入力信号２００及び２０１は乗
算器２０４　（Ｃ供給されその乗算結果は加算器２０５
の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒の遅延
素子２０６を介して帰還されており、１秒毎に行なわれ
る係数の更新は、乗算器２０４　Ｋ供給されている入力
信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数値
に加えることによシ実現される。出力信号２０３が係数
である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジクルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカはＩ）／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号に〔残留エコ
ー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー〕
−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算５１
１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では、
クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識別
されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路１
４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダム
信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号の
振幅又は電力を参照して制御するという機能を果す。

振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は、加算器１１の一方の入力となる。

減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４の
出力でちる振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１
にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。ざらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３
にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図
の人力信号１０６が誤差信号に対応している・。ここで
前述のアダプティブ争ディジタルフィルタ８が適応動作
を行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極
性を正しく検出することが必要となる。ところが減算器
１０の出力である差信号の中には、受信信号が含まれて
いるから、第５図において、減算器１０の出力を直接極
性検出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベ
ルが受信号レベルと同等程度になると、極性検出器１２
の出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなって
しまう。従って、アダプティブ・ディジタルフィルタ８
の適応能力が失なわれることになるつそこで。

従来は、第５図に示したように加算器１１．振幅制御回
路１４及びランダム信号発生器１５を付加して、減算器
１０の出力信号である差信号に受信信号レベルと同等程
度のランダム信号を加えることによりアダプティブ−デ
ィジタルフィルタ８の適応動作を保証するという方法が
用いられていた。

この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信号を差
信号に加えることにより、受信信号をキャンセルする確
率を発生させる。この確率は極性検出器１２にて残留エ
コーの極性が正しく得られる確率となるからアダグチイ
ブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証されること
になる。

ところが、尤５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必秩となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべさランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としノ・−ドウエア規模が大きくなるという欠点がめ
った。

（発明の目的）そこで、本発明の目的は簡単でかつノ・−ドウエア規模
の小さいエコー除去の方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明Ｘによれば、２線／４線変換回路の４線側にてア
ダプティブ轡フィルタにより発生されるエコーレプリカ
を用いて送信回路より受信回路へ漏れ込むエコーを除去
するためのエコー除去方法であって、該エコーと受信信
号が混在した混在信号から該エコーレプリカを差引いて
差信号を得た後、該差信号と該差信号を遅延させた遅延
信号との差又は和の信号を求め、この信号と該差信号と
のいずれか一方を選択して得た誤差信号の極性を該アダ
グチイブ・フィルタに帰還するようにしたことを特徴と
するエコー除去方法が得られる。

（発明の原理）本発明は、ランダム信号を付加して受信信号が零でない
確率でキャンセルされるようにするという従来の方法と
は異なり、受信信号のアイパターンの特性に注目し受信
信号がキャンセルされる確率を零にしないように構成し
た。即ち２値打号系を含む伝送路符号の受信信号のアイ
パターンの特性によれば、現在のサンプル値とｎテンプ
ル（ｎは正整数）前のす／プル値がほぼ同一の値又は、
逆極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確率の最小
値は零でないある正の値をとる。従って、差信号（＝残
留エコー十受信信号）について現在のサンプル値とｎサ
ンプル前のサンプル値の差又は和をとることによシ、受
信信号は零でないある正の値の確率でキャンセルされる
ことになる。それ故、その差又は和の極性を検出すれば
、残留エコーの符号が零でないある正の値の確率で検出
できるから、アダプティブ・ディジタルフィルタの適応
動作が保証される。この時、受信信号が零交差するす／
プリフグ位相に着目すれば、受信信号は零であるから前
述の操作により受信信号をキャンセルするということは
不要となる。そこでサンプリング位相に依存して、前述
の操作を実行するか否かを選択して出力し、その出力の
極性をアダプティブ・フィルタに帰還することにより適
応動作を保証するというのが本発明の原理である。

（実施例）第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第５図と同一の機能をもつものとする。第１
図と第５図の相異点は減算器１６及びＴ秒の遅延を与え
る遅延素子１７から成る回路とスイッチ２４でアシ、そ
の他の構成は第５図と全く同一である。この回路につい
て説明する前に、全体の構成について簡単に述べる。入
力端子１に入力された２値データ系列は送信部２及びア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。送信
部２にて２値データ系列は伝送路符号に変換された後、
ハイブリッド・トランス３を介して２線伝送路４へ送出
される。どこに、／・イブリッド・トランス３のインピ
ーダンス不鷲合に起因して、送信部２の出力が受信回路
へエコーとして漏れ込みローパス・フィルタ５に供給さ
れる。

一方、受信信号も、伝送路４及びハイブリッド・トラン
ス３を介してローパルス・フィルタ５に供給される。ロ
ーパス・フィルタ５にて、不要な高周波成分を抑圧され
た混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算器１
０に供給される。そこで、アダグチイブ・ディジタルフ
ィルタ８にて発生されたエコーレプリカは、Ｄ／Ａコン
バータ９によりアナログ信号に変換されて減算器１０に
入力される。従って、減算器１０の出力である差信号（
＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エコー〕＋〔
受信信号〕−〔エコーレプリカ〕の成分ノウチ、残留エ
コー（＝（ｚ＝ｒ−）−［エコーレプリカ］）が受信信
号に比べて十分小さくなれば、受信部６にて正確に復調
され出力端子７には受信された２値データ系列が現われ
る。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８　、
Ｄ／Ａコンバータ９．減算器１０及び１６．スイッチ２
４゜離性検出器１２及び乗算器１３刀）ら成る閉ループ
回路は、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動
作を実現するものである。アダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８の構成については、第５図の従来例で説明した
ものと同様に、第６図及び第７図の回路構成と同一で良
いっ極性検出器１２の出力は乗算器１３にて２メ倍され
誤差信号としてアダプティブ・ディジタルフィルタ８に
供給される。次に減算器１０の出力である差信号の極性
と、差信号中の残留エコー成分の極性との関係について
詳細に説明するが、その前に伝送路符号について述べる
。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａｔはバイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ　（ミニマ
ムーン７トΦキーインク）符号ノハルス波形分それぞれ
示す。第２図ｆａ＋に示したように、バイ７工−ズ符号
では“Ｏ“及び“１ｍのデータに対し極性の反転したパ
ルス波形を割当てる。両者のパルスは共に１ビット幅Ｔ
秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内で正負がバ
ランスしているという特徴をもっている。これに対し、
第２図ｆｂｌに示したようにＭＳＫ符号では４種類のパ
ルス波形を用意する。即ち“０”及び“ｌ”のデータに
対しそれぞれ極性の反転した■モードとＯモードの２種
類のパルス波形を用意する。これら２種類のモード遷移
は、第２図ｔｂ＋の太い矢印で示されておシ、現時点の
モードは１ビツト前のモードによシ決定される、このＭ
　Ｓ　Ｋ符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転する
という特徴をもっている。なお、ＭＳＫ符号では“１”
に対しては１ビツト内で正負のバランスが取れているが
、“０２に対しては正負がバランスしていない、しかし
ながら第２図ｆｂｌのモードｈ移を示す太い矢印の方向
から明らかなようＫ、連続するピット系列内で“０“が
偶数個存在すれば正負のバランスは取れており、ＤＣ成
分はほとんど無視できると言える。第２図に示した伝送
路符号は、第１図の送信部２にて出力されることになる
。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用し↓。

た時の受信アバターン例を示す。第３図ｆａｌ及び（ｂ
ｌは、第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及び
ＭＳＫ符号の受信アイパターンである。同図に示すよう
に、受信アイパターンは、高域成分がカットされ丸みを
帯びたものとなる。今、第３図ｆａｔ　Ｋ注目する。Ｔ
秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔｏ　
ｌ　ｔｏ＋　）　ｅ　（ＩＩ　ｅ　（１°Ｌ（ｔｔｌｈ
’）及び（ｆｉｎｉｇ’）と仮定する。この時ｔ＝ｔｍ
’（ｍ＝０．１，２．３）のサンプル値から１ｍ１ｍの
サンプル値を差引いた値をＡｍとすれば、Ａｍ　　は表
１のように与えられることがわかる。

表１．バイフェーズ符号の場合のＡｍの値“０”と“１
”の出現確率は等しく１／２であると仮定すると、Ａｏ
＝Ｏ＋Ａ、＝０　、Ａ、＝ｏ及びＡ、＝０　となる確率
は表１よシそれぞれ１／４　、１／４　１／２及びｌと
なる。この例では第３図（ａｌに示すＴ秒離れた４組の
サンプル点について考えたが、同図より明らかなように
、どのような位相をとっても、正／負の逆転は別にして
表１に示す以外のパターンはあり得ないことがわかる。

従って、現在のサンプル値からＴ秒前のす／プル値を差
引いた値が零となる確率の最小値は１／４となる。次に
第３図（ｂｌのＭＳＫ符号の受信アイバク−７について
考えると、第２図（ｂ）のモード遷移を参照してＡｍは
表２のように与えられる。

表λ　Ｍ８に符号の場合の一〇値 “０”と“１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ６　＝　０　、　ＡＩ　＝　Ｏ＃　Ａ４
　＝　Ｏ及びＡ、　＝　Ｏとなる確率は、表２よシそれ
ぞれ１　、１／２　、１／４及び１／４となる。この例
では第３図（ｂｌに示すＴ秒離れた４組のサンプル点に
ついて考えたが、同図よシ明らかなように、どのような
位相をとっても正／負の逆転は別にして、表１に示す以
外のパターンはあり得ないことがわかる。従って、Ｍ　
Ｓ　Ｋ符号の場合にも、現在のサンプル値からＴ秒前の
サンプル値を差引いた値が零となる確率の最小値は１／
４となる。以上、パイ７工−ズ符号及びＭＳＫ符号を例
に挙げて述べたように、現在のサンプル値からＴ秒前の
サンプル値を差引いた値が零となる確率の最小値は共に
１／４となることがわかる。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明らか
である。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ秒
（データレートは１／Ｔビット／秒とする７、）前のサ
ンプル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサン
プル値からＩ−Ｔ秒（Ｉは正整数）前のサンプル値を差
引いた値が零となる確率の最小値も同様Ｋｌ／４となる
ことがわかる。次に、この確率がエコーキャンセラの適
応動作の中でどのような意味を持つかについて第１図を
参照して説明する。

第１図に示す本発明の一実施例において、参照数字１７
はＴ秒の遅延を与える遅延素子、参照数字１６は減算器
、参照数字２４はスイッチ、参照数字１２は極性検出器
である。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８
が適応動作を行なうためには、（信性検出器１２にて、
減算器１０の出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信
（ｅ？号〕−〔エコーレプリカ〕）中に含まれる残留エ
コー（＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）成分の極性
が正確に得られる確率が零でないという条件が必要であ
ることは前に述べた。４１図において、減ｎ器１６及び
遅延系子１７はこの条件を満足する目的で付加されたも
のであり、減算器１７の出力には現在の値からＴ秒前の
値を差引いた値が現われるようになっている。表１及び
表２の説明で述べたように、減算器１０の出力である差
信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力では確率
１／４以上で零になることは明らかである。一方、減算
器１６の出力に含まれている残留エコー成分について考
えると、現在の残留エコーの値からＴ秒前の残留エコー
の値を差引いた値が残留エコー成分として減算器１６か
ら出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エ
コーの値とは無相関であるからＴ秒前の残留エコーの値
は、ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留
エコーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄ
１りδ（但し０≦δ）となる確率は、零でなくある正の
値をとる。従って、減算器１６の出力信号を入力とする
極性検出器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に
出力される確率は零でないある正の値をとることがわか
る。

次に、減算器１６の出力及び減算器１０の出力は共にス
ィッチ２４０入力接点に供給される。さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている。ここで極
性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ秒とする。但
しＲは補間定数であり正整数とする。今Ｒ＝４と仮定す
ると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明らか
なよう（支）、サンプリング位相を適当に選択するとと
くより受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する
場合がＴ秒内に２回存在することがわかる。受信信号が
零交差するサンプリング点では、成算器１０の出力であ
る差信号の中の受信信号成分は零となるから差信号の極
性と残留エコーの極性は無条件に一致すること）Ｃなる
。そこで、極性検出器１２のす／ブリング位相に応じて
スイッチ２４を動作させる、即ち受信信号が零交差する
サンプリング点ではスイッチ２４は減算器１０の出力を
選択して出力し、その他のサンプリング点ではスイッチ
２４は減’ＩＩ器１６の出力を選択して出力するように
４薄成することによシ、アダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の適応動作汐；保証されることになる。以上の説
明では）（、＝４と仮定したがＲが２以上の任意の整数
でも良いことは明らかである。

また、アダプティブ・ディジタルフィルタ８．Ｄ／Ａコ
ンバータ９．スイッチ２４．極性検出器１２及び乗算器
１３の動作のサンプリング位相は、受信信号の位相に合
致させる必要があることは言うまでもない。なお第１図
では遅延素子１７はＴ秒の遅延を与えるものとして説明
してきたが、表１及び表２の説明の中で述べたように１
遅延量としてＩ−Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様の効
果が得られる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロック＃′ｉＦＩ図と同一の機能をもつものとする
。第４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第
４図では加算器１８Ｋ［換えられていることであり、そ
の他の部分は全く同一である。従って、第４図では、減
算器１０の出力でおる差信号に関し、現在の差信号の値
とＴ秒前の差信号の値との和が加算２！Ｓ１８の出力に
現われ、この和の値の極性をスイッチ２４を介して極性
検出器１２で検出することになる。そこで、伝送路符号
の例を示した第２図及びその受信アイバター二）例を示
した第３図を用いて表２及び表３に対応する表を求めて
みる、まず、第３図（ａｌＫ注目し、Ｔ秒離れた４組の
サンプル点の組合せをそれぞれ（ｔｏ＋ｔｏ’）＋（ｔ
＋＋ｔ＋’）＋（ｔｔ＋ｔｔ°）及び（１，、１，つと
仮定する。この時ｔ＝ｔｎ１（ｍ＝ｏ、１゜２．３）の
サンプル値と、１＝１．、のサンプル値の和をＢｒｎと
すれば、Ｂｍは表３のように与えられることがわかる。

同様に第３図（ｂｌに対して、表４が得られる。

表３．ハイ７エーズ符号の場合のＢｒｎの値“Ｏｏと“
１′の出現確率は等しく各々１／２であると仮定すると
、Ｂ、＝０　、　Ｂ、　＝Ｏ、Ｂ、＝Ｏ及びＢ、＝０と
なる確率は、表３に示すバイフェーズ符号の場合にはそ
れぞれ１／２　、１／４　、１／２及びｌとなシ、表４
に示すＭＳＫ符号の場合にはそれぞれ１　、１／２゜Ｖ
４　、１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ秒前
のサンプル値との和が零となる確率の最小値は１／４で
あり、このことは任意のサンプリング位相で成シ立つ。

また、表３及び表４にはそれぞれバイフェーズ符号及び
ＭＳＫ符号の場合２示したがこれら以外の伝送路符号に
ついても同様に考えれば現在のテンプル値とＴ秒前のテ
ンプル値との和が零となる確率の最小値は零でない値を
もつことは明らかである。さらに、現在のテンプル値と
！・Ｔ秒（１は正整数）前のテンプル値との和が零とな
る確率の最小値も同様に零でない値をもつことは言うま
でもない。

そこでＷＪ４図の説明に戻ると、減算器１０の出力であ
る差信号は受信部６に供給されると共に、加算器１８及
びＴ秒の遅延を与える遅延素子１７にも供給でれる。ま
た、遅延素子１７の出力は加算器１８の一方の入力とな
っている。従って加算器１８の出力には、現在の値と、
Ｔ秒前の値との和が現われることＫなる。表３及び表よ
シ、減算器１０の出力である差信号の中の受信信号成分
は、加３γ器１６の出力では確率１７４以上で受信信号
が零になることは明らかである。一方、加算器１８の出
力に含まれている残留エコー成分について考えると、現
在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの和が残留エ
コー成分として加ｎ５１８から出力される。現在の残留
エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関である
から、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム雑音とみな
すことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は
正負対称であり、振幅ｄが１ｄ１くδ（但しＯ≦δ）と
なる確率は零ではなくある正の値をとる。従って加算器
１８の出力の極性と、残留エコーの極性が一致する確率
は零でないある正の値をとることがわかるっ加算器１８
の出力及び減算器１０の出力は共にスイッチ２４の入力
接点に供給される。スイッチ２４の動作は第１図と全く
同一でｂるので説明は省略する。以上述べたような回路
動作によシアダプサイプ・ディジタルフィルタ８の適応
動作が保証されることがわかる。

以上、実施例に基づいて詳細に説明したが、２線伝送路
の線路損失と補償するための線路等止器は、第１図及び
第４図において受信部６の中に含めて考えても良いし、
ローパスフィルタ５と減算器１０の１４に挿入しても良
い。またＭＳＫ符号を採用した場合“０”と“１″に対
するパルス波形が異なることと、各々■モードと（−）
モードを有するという２つの理由によシアダプティブ・
ディジタルフィルタ８の構成は、バイフェーズ符号の場
合と若干異なる。即ち、“Ｏ”及び“１”のパルス波形
が異なることに対応させて、タッグ係数を２種類用意し
個別に更新させる必要があること、また、送信部２より
モード信号を受はタッグ係数を区別することが必要とな
る。さらに、今までの説明では遅延素子１７の遅延量を
Ｔ秒又は１・Ｔ秒（１は正整数）と仮定していたが、実
用上は、ｌ−Ｔ秒の近傍であれば十分であることは言う
までもない。

（発明の効果）以上詳細に述べたように本発明によれば、差信号（＝〔
残留エコー〕＋〔受信信号〕）について現在の値と１・
Ｔ秒（但し１は正整数、Ｔはデータレートの逆数である
。）前の値との差又は和を求めることにより、受信信号
成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。

従ってす７１９７７時点が受信信号の零交差点に一致す
る場合には差信号のや注を、一致しない場合にけその差
又は和の極性を検出することにより、アダグチイブ番デ
ィジタルフィルタの適応動作が保証される。

また、本発明によれば、Ｉ−Ｔ秒の遅延を与える遅延六
子と減算器（又は加算器）とスイッチとを組合わせるこ
とによシ、アダグチイブ・フィルタの適応動作を保証で
きるから、複雑な制御を必要とせず簡単でかつリードウ
ェア規模の小さいエコー除去の方法を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａｌ　、　［ｂ）は伝送路符号のパルス波形の例を示
す図、第３図（ａｔ　、　ｆｂｌは受信アイパターンの
例を示す図、第４図は本発明の他の実施例を示すブ０ツ
ク図、第５図は従来例を示すブロック図、第６図はアダ
グチイブ・ディジタルフィルタの構成を示す図、第７図
は係数発生器の構成を示す図である図において、２は送信部、３はハイブリッド・トランス、４は２線伝
送路、５はローパス・フィルタ、６は受偏部、７は出力
端子、８はアダプティブ−ディジタルフィルタ、９はＤ
／Ａコンバータ、１０及び１６は減算器、１１及び１８
は加算器、１２は極性検出器、１３は乗算器、１４は振
幅制御回路、１５はランダム信号発生器、１７は遅延素
子、２４はスイッチ、ｔｏｏ、　、　１００２．・・・
・・・、１００Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、１０１．．１０
１．　、−＝−、１０１Ｎ、、１は乗算器、１０２゜。１０２、　、・・・・・・、　１０２　Ｒ−、は加算器
、１０３及び１０４は多接点スイッチ、２０４は乗算器
、２０５は加算器、２０６は遅延素子をそれぞれ示す。・　−・ｉて第２図・・０・・　　　（ａ）　　　　・１・・（ｂ）第３図（ａ）第７図１　　Ａｔｒυ′ 寒 ■ ■ ■ ■

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フィル
タにより発生されるエコーレプリカを用いて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去するためのエコー除
去方法であって、該エコーと受信信号が混在した混在信
号から該エコーレプリカを差引いて差信号を得た後、該
差信号と該差信号を遅延させた遅延信号との差又は和の
信号を求め、この信号と該差信号とのいずれか一方を選
択して得た誤差信号の極性を該アダプティブ・フィルタ
に帰還するようにしたことを特徴とするエコー除去の方
法。