JPS61228730A - エコ−除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２Ｍ双方向ディジタル伝送を実現するための
、エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点） ベア線を用いて２ａ双方向テイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクシ璽ンズーオン働アク
ースティクス・スピーチ・アンド−シグナル・プロセッ
シング（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮ　−８ＡＣＴＩＯＮ８　Ｏ
Ｎ　ＡＣＯＵＳＴＩＣ８，５ＰＩＪＣＨ，ＡＮＤ５ＩＧ
ＮＡＬ　ＰＲＯＣＥ８８ＩＮＧ）　２７巻６号、　　１
９７９年。

７６８〜７８１ページ）。　エコーキャン上９ｆ−１，
エコーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適
応型（アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列
に対応した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成するこ
とによシ、２線／４線変換回路には送信回路から受信回
路に漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時
、適応フィルタの各タップ係数は、エコーと受信信号が
混在した混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号
と送出データとの相関をとることにより遂次修正される
。このような適応フィルタの係数修正即ち、エコーキャ
ンセラの収束アルゴリズムについては前記参考文献に記
載されており、その代表的なものとして、ストキャース
テック・イタレージ、ンーれている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、漸近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ）コン７く一部及びディジタル／アナログ（ｈ／Ａ）
コン７く−タが必要となる。このうちＤ／Ａコンノ（−
夕の所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例
えば公衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程
度必要とされる。一方、　Ａ／１）コン７く一部の所要
ビット数は、システム条件のみならず、前述のエコーキ
ャンセラの収束アルゴリズムにも依存する。例えば、公
衆通信網の加入者線に応用する□場合、ストキャーステ
ック・イタレーション嗜アルゴリズムを採用すると８ビ
ット程度必要であるのに対し、サイン・アルゴリズムで
は１ビツトですむという特徴がある。ところが、サイン
−アルゴリズムでは、前述の差信号の極性にエリ、適応
フィルタのタップ係数の修正を行なうため、差信号中に
含まれている残留エコーの極性と差信号のＮ 極性とが一致し幸、夕なると、適応動作が不可能になる
という問題が生じる。例えば、伝送路符号とシテバイフ
ェーズ符号のような２値打号を使用した場合、受信信号
の存在により、残留エコー（エコーとエコーレプリカと
の差）レベルが受信信号レベルと同等程度になると前述
の問題が発生する。

そこで、この問題を解決するための従来技術について次
に述べる。

第５図は、サイン拳アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は％　２線伝送路４を介して対向で接続されて
いるものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方
は局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説明
を簡単にするために、ベースバンド伝送全仮定し、第５
図を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部２にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ノ１イブリッド・トランス−４Ｈ
ＹＢ）　３　ｉ介して２線伝送路４に送出される。一方
、送信部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分
としてハイブリッド・トランス３の出力に現われローパ
ス−フィルタ（ＬＰＦ）　５に供給される。また、第５
図の回路に対向した相手側（今の説明では局側となる）
から送出された受信信号は、２線伝送路４及びハイフＩ
Ｊット働トランス３を介してローパス・フィルタ５に供
給される。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受
信信号とエコーが混在した混在信号トする。なおローパ
ス−フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数
成分を抑圧することである。ローパス・フィルタ５の出
力は減算器１０に供給される。ここで、アダプティブ・
ディジタルフィルタ８％Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９
、減算器１０、加算器１１．極性判定回路１２及び乗算
器１３から成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５
の出力である混在信号中のエコーを除去するように動作
する。これは、アダプティブｅディジタルフィルタ８が
エコーレプリ図ヲ生成することにより実現される。そこ
でアダプティブ・テイジタルフイルタ８について詳細に
説明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブ四ツクを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６ｔ：ｊそれぞ
れ第５図の入力端子１から供給された２値データ系列（
＋１″またけ−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に
対応している。また、第６図における出力信号１０７は
第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信
号に対応している。２値データ系列１０５は、遅延素子
１０ｏｎ　、乗算器１０１ｏ。

１０ｈ、・・・・・・・・・、ｌ０ＩＲ−１及び係数発
生回路〇。

ＡＩ、・・・・・・ｅ　　ＡＨｓ　に供給される。　１
゛秒の遅延を与える遅延素子１０（ｈ　、　１００ｍ−
・・・・・、１００Ｎ／Ｒ−１は、この順に接続されて
おり、各々フリップ−７０ツブで実現することができる
。ここでＮ及びＲは正整数であり、ＲはＮの約数とする
。また２値データ系列１０５のデータレートは１／Ｔ　
ビット／秒である。遅延素子１ｏｏｔ　（１＝１１２　
ｙ・・・・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ１乗算
器１０１３　、　１０１Ｊ＋、。

・・・・・・、　Ａ、＋、、　　Ｋ供給される。但し、
ｊ　＝　ｉ　Ｘ　Ｒである。乗算器１０１に、１０１．
＋Ｒ，１００１６，，１ｏ１、＋、、（ｋ＝＝ｏ・１・
°°°°゛・Ｒ−１）では・　それぞれ係数発生器Ａｋ
　　”　ｋ十１　、・・山・、　　Ａｋ＋Ｈ−８の出力
である各係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果
は、すべて加算器１０２ｋに入力され加算される。Ｒ個
の加算器１０２゜、　１０２．　　、　　・・・・・・
、　　１０２Ｒ−１の出力はスイッチ１０３　　の入力
層点となる。スイッチ１０３は％Ｔ秒を周期とする多接
点スイッチであり、Ｒ１１ｍ（７）加算器１０２．−　
１０２１゜・・・・、１，１０２Ｒ−１の出力をこの順
にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、出力信号１０７となる
。出力信号１０７はエコーレプリカであり、Ｔ／Ｒ秒毎
にエコーレプリカが発生される。Ｒは補間定数（インタ
ーポレーション・ファクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域
内でエコーを除去するために通常Ｒに２以上の整数とな
る。一方、スイッチ１０３と同期して動作するスイッチ
１０４は、スイッチ１０３と入出力が逆転している。即
ちスイッチ１０４は、入力信号１０６ＦしＲ秒毎にＲ個
の接点に順番に分配する機一 能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は、　同期して
動作するスイッチ１０５に対応した接点に入力される信
号経路に存在する係数発生器に供給されている。

次に係数発生回路について詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生器Ａｔ（）＝０．１　。

・・・・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したもの
である。第７図の入力信号２００は、第６図における２
値データ系列１０５又は遅延素子１０（ｈ−Ｚｏｏ諺。

・・・・・・＃　　１００Ｎ／ｌ−□　の出力信号に対
応している。

また、第７図の入力信号２０１Ｆｉ、第６図におけるス
イッチ１０４の接点出力に対応している。

さらに、第７図の出力信号２０３は、第６図における係
数発生器Ａｔの出力に対応している。第７図において入
力信号２００及び２０１は乗算器２０４に供給されその
乗算結果は加算器２０５の一方の入力となる。加算器２
０５の出力はＴ秒の遅延素子２０６ヲ介して帰還されて
おり、１秒毎に行なわれる係数の更新は１乗算器２０４
に供給されている入力信号２００及び２０１の相関値を
１サンプル前の係数値に加えることにより実現される。

出力信号２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカはＤ／Ａコンバータ９に供給され、ディジタ
ル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一方
の入力となる。減算器１０テハ、ローパスフィルタ５の
出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕
）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エコ
ー〕十〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー〕
−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器１
１及び振幅制御回路１４に供給される。受信部６では、
クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識別
されたデータは出力端子７に現われる。

振幅制御回路１４は、ランダム信号発生器１５にて発生
されたランダム信号の最大振幅値を、減算器ｌＯの出力
である差信号の振幅又は電力を参照して制御するという
機能を果す。振幅制御回路１４にて制御された最大振幅
をもつランダム信号は、加算器１１の一方の入力となる
。減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４
の出力である振幅制御を受けたランダム信号は加算器１
１にて加算され比後極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。さらに極性検出器１２の出力は乗算器１３に
て２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図の
入力信号１０６が誤差信号に対応している。　ここで前
述のアダプティブｅディジタルフィルタ８が適応動作を
行なうためＫは極性検出器１２にて、残留エコーの極性
を正しく検出することが必要となる。ところが減算器１
０の出力である差信号の中には、受信信号が含まれてい
るから、第５図において、減算器１０の出力を直接極性
検出器１２に入力したと仮定すると、残留エコーレベル
が受信信号レベルと同等程度になると、極性検出器１２
の出力では残留エコーの極性が正確に得られなくなって
しまう。従って、アダプティブ・ディジタルフィルタ８
の適応能力が失なわれることになる。

′　ａυ そこで、従来は、第５図に示したように加算器１１撮幅
制御回路１４及びランダム信号発生器１５ｆｆｉ付加し
て、減算器１０の出力信号である差信号に受信信号レベ
ルと同等程度のランダム信号を加えることにより、アダ
プティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を保証する
という方法が用いられていた。

この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信号を差
信号に加えるととＫより、受信信号をキャンセルする確
率を発生させる。

この確率は極性検出器１２にて残留エコーの極性が正し
く得られる確率となるから、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８の適応動作が保証されることになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としノ）−ドウエア規模が大きくなるという欠点があ
る。また誤差信号の極性を用いてタップ係数の更新を行
っているｔ 迦 ため、サイン・アルゴリズムを採用した従来の方法では
、収束時間が長いという欠点があった。

（発明の目的） そこで本発明の目的は制御が簡単でかつハードウェア規
模の小さいエコー除去の方法を提供することにある。

また、本発明の別の目的は、収束時間の短いエコー除去
の方法を提供することにある。

（発明の構成） 本発明は、２線／４＃変換回路の４＃側にて送信回路よ
シ受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信デー
タ及び誤差信号を受け適応的にエコーレプリカを生成す
るためのアダプティブ・フィルタと、咳エコーと受信信
号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得る
ための減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するた
めの縦続接続され次複数個のサンプル・ホールド回路と
該減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド
回路の出力との差又は和を得るための演算器と、該減算
器の出力と該演算器の出力とのいずＣ１鵠　　・ れか一方を選択出力するためのスイッチと、該スイッチ
の出力の極性を判定するための第１の極性検出器と、該
減算器の出力の極性を判定するための第２の極性検出器
と該エコーレプリカの極性を判定するための第３の極性
検出器と、該第２の極性検出器の出力と該第３の極性検
出器の出力との相関を得るための相関器と、該相関器の
出力を定数倍するための重み付け回路とを少なくとも具
備し、該重み付け回路の出力に該第１の極性検出器の出
力を極性として付与して得た誤差信号を該アダプティブ
・フィルタに帰還するように構成したことを特徴とする
。

（発明の原理） 本発明の第１のポイントは、アダプティブ・フィルタの
適応能力に妨害を与える受信信号に関し受信信号がキャ
ンセルされる確率が零にならないようにした点である。

２値打号系を含む伝送路符号の受信アイパターンの特性
によれば、現在の値と、Ｊ−Ｔ秒（Ａ’は正整数）前の
値がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同
一の値とＣ４）。

なる確率の景小値は零でないある正の値をとる。

従って差信号（＝〔残留エコー）＋［受信信号〕）につ
いて、現在の値とＪ−Ｔ秒前の値の差又は和をとること
により、受信信号成分は零でないある正の値の確率でキ
ャンセルされることになる。それ故、その差又は和の極
性を検出すれば、残留エコーの符号が零でないある正の
値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィルタの
適応動作が保証される。この時、受信信号が零交差する
サンプリング位相に注目すれば、受信信号は零であるか
ら、前述の操作により受信信号をキャンセルするという
ことは不要となる。そこでサンプリング位相に依存して
、前述の操作を実行するか否かを選択して出力し、その
出力の極性をアダプティブ・フィルタに帰還することに
より適応動作が保証される。

本発明の第２のポイントは、アダプティブ・フィルタの
タップ係数の更新の際、ステップｅサイズを適応的に変
化させるという点にある。本発明では、残留エコーが大
きい場−一は、擬似エコーの（ｔｓ　−” 極性と残留エコーの極性とが強い相関をもつのに対し、
残留エコーが小さい場合には、両者は相関をもたないと
いう点に注目し、前記相関値に依存して、ネテップ拳サ
イズを適応的に変化させる。

それ故、収束時間を従来に比べて大幅に短縮することが
可能となる。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において、第５図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは、第５図と同一の機能を有するものとする
。第１図と第５図の相異点は、減算器１６、サンプル・
ホールド回路８Ｈ１、Ｓｎｔ　、・・・・・・ＳＨＲの
縦続接続から成る回路と、補間フィルルタ２２の有／無
と、極性検出器１９及び％、　相関器２０及び乗算器２
１から成る回路と、スイッチ２４の有／無の４点でちゃ
、その他の構成は第５図と全く同一である。これらの相
異点について説明する（ＩＱ 前に全体の構成について簡単に述べる。入力端子ｌに供
給された２値データ系列は、送信部２及びアダプティブ
争ディジタルフィルタ８に供給される。送信部２にて２
値データ系列は伝送路符号に変換された後、ハイブリッ
ド・トランス３を介して２線伝送路４へ送出される。こ
こに、ハイブリッド・トランス３のインピーダンス不整
合に起因して、送信部２の出力が受信回路へエコーとし
て漏れ込みローパス・フィルタ５に供給される。一方、
受信信号も伝送路４及びハイブリッド・トランス３を介
してローパス・フィルタ５に供給される。ローパス・フ
ィルタ５にて不要な高周波成分を抑圧された混在信号（
＝〔エコー〕十〔受信信号〕）は減算器１０に供給され
る。そこで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８にて
生成された擬似エコー（エコーレプリカ）は、Ｉ）／Ａ
：２ンバータ９によシアナログ信号に変換された後、補
間フィルタ２２を介して減算器ｌＯに入力される。従信
信号〕−〔エコーレプリカ〕）の成分のうち、残留エコ
ー（＝（エコー〕−〔エコーレプリカ〕）が受信信号に
比べて十分小さくなれは、受信信号は受信部６にて正確
に復調され、出力端子７には受信された２値データ系列
が現われる。なお、補間フィルタ２２は、Ｄ／Ａコンバ
ータ９の出カニ含まれている高調波成分を抑圧する機能
を果すものである。ここで、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９、補間フィルタ２２、
減算器１０及び１６、スイッチ２４、極性検出器１２及
び乗算器１３から成る閉ループ回路はアダプティップ争
ディジタルフィルタ８の適応動作を実現するものである
。アダプティブ争ディジタルフィルタ８の構成について
は、第５図の従来例で説明したものと同様に、第６図及
び第７図の構成と同一で良い。極性検出器１２の出力は
乗算器１３にて、乗算器２１の出力と掛けられ誤差信号
としてアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給され
る。次に減算器１０の出力である差信号の極性と差信号
中の残留エコー成分の極性との関係にっ・木 いて詳細に説明するが、その前に伝送路符号について述
べる。

第２図は２電信号の代表例を示したものであシ同図（、
）はバイフェーズ符号を、（ｂ）はＭ８Ｋ（ミニマム・
シフト−キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示す
。第２図（、）に示したように、バイフェーズ符号では
１０”及び”１″のデータに対し極性の反転したパルス
波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅Ｔ秒
の中心で極性が反転しておシ、１ビツト内で正負がバラ
ンスしているという特徴をもっている。これに対し、第
２図（ｂ）に示したようにＭ８に符号では４種類のパル
ス波形を用意する。即ち＠０″及び“１”のデータに対
しそれぞれ極性の反転したｅモードとｅモードの２種類
のパルス波形を用意する。これら２ｗ７ｉ類のモード遷
移は、第２図（ｂ）の太い矢印で示されておシ、現時点
のモードは１ビツト前のモードによシ決定される。この
Ｍ８に符号はビットの境界にて必ず極性が反転するとい
う特徴をもっている。

なおＭＳＫ符号では１ドに対しては１ビツト内、！″′
ｙ。

―′、・ で正負のバランスが取れているが、１０″に対しては正
負がバランスしていない。しかしながら、第２図（ｂ）
のモード遷移を示す太い矢印の方向から明らかなように
、連続するビット系列内で″０′″が偶数個存在すれば
正負のバランスは取れており、ＤＣ成分はほとんど無視
できると言える。第２図に示した伝送路符号は、第１図
の送信部２にて出力されることになる。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信アイパターン例を示す。第３図（、）及び（ｂ）は第
２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭ８に符
号の受信アイパターンである。

同図に示すように受信アイパターンは、高域成分がカッ
トされ丸みを帯びたものとなる。今、第３図（、）に注
目する。Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞ
れ（ｔｏｊｔｏ’　　）　＃　（ｔ１ｔｔｌ’）、（１
！・ｔ！′）及び（ｔｓ・１３′）と仮定する。この時
ｔ＝ｔｍ′（ｍ＝Ｏｊ１ｔ２＃３）のサンプル値から１
　＝　１□のサンプル値を差引いた値をＡｆｒｌとすれ
ば、Ａｍは表１のように与れられることかわが（社）！ る。

表１．バイフェーズ符号の場合のＡｍの値１０”と１１
″の出現確率は等しく１／２であると仮定すると、Ａ０
＝０、Ａ１−０、Ａ、−０及びＡ、＝０となる確率は表
１よシそれぞれ１／４．１／４．１／２及び１となる。

この例では第３図（、）に示すＴ秒離れた４組のサンプ
ル点について考えたが、同図よシ明らかなようにどのよ
うな位相番とっても正／負の逆転は別にして表１に示す
以外のパターンはあ９得ないことがわかる。従って、現
在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が
零となる確率の最小値は１／４となる。

次に第３図（ｂ）のＭＳＫ符号の受信アイパターンにつ
いて考えると第２図（ｂ）のモード遷移を参照してＡｍ
は表２のようになえられる。

”０”と′１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ。＝０りＡ１＝ＯｇＡ、＝０及びＡ８＝
０となる確率蝉、表１よシそれぞれ１ｊ、名嘔 １　／　２　ｐ　１　／　４及び１／４となる。この例
では第３図（ｂ）に示すＴ秒前れた４組のサンプル点に
ついて考えたが、同図よシ明らかなように、どのような
位相をとっても正／負の逆転は別にして、表１に示す以
外のパターンはあυ得ないことがわかる。

従って、Ｍ８に符号の場合にも、現在のサンプル値から
Ｔ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の最小
値は１／４となる。以上、パイフェーズ符号及びＭ８に
符号を例に挙げて述べたように、現在のサンプル値から
Ｔ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の最小
値は共に１／４となることがわかる。これらの符号以外
の伝送路符号についても同様に考えると、前記確率の最
小値は零でない値をもつことは明らかである。さらに、
今までは、現在のサンプル値からＴ秒（デンタレートは
１／Ｔビット／秒とする。）前のサンプル値を差引いた
値を対象としてきたが、現在のサンプル値からｌΦＴ秒
（ｌは正整数）前のサンプル値を差引いた値が零となる
確率の最小値も同がエコーキャンセラの適応動作の中で
どのような意味を持つかについて、第１図を参照して説
明する。

第１図に示す第１の発明の一実施例において、参照数字
１６は減算器、参照英字８Ｈ１ν８Ｈ２ν・・・り８Ｈ
Ｒはサンプル・ホールド回路、２４はスイッチ、参照数
字１２は極性検出器である。ここで、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタ８が適応動作を行なうためには、極性
検出器１２にて、減算器１０の出力である差信号（＝〔
エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）中に含
まれる残留エコー（＝（エコー）−（エコーレプリカ〕
）成分の極性が正確に得られる確率が零でないという条
件が必要であることは前に述べた。第１図において、サ
ンプル・ホールド回路５Ｒ１１ＳＨ，ｊ・・・ｊＳＨＢ
及び減算器１６は、この条件を満足する目的で付加され
たものであり、減算器１６の出力には、現在のサンプル
値からＴ秒前のサンプル値を差引いた差のサンプル値が
Ｔ／Ｒ秒毎に現われるように動作する。Ｒは前述の補間
定数を示す正の整数である。減算器１０の出力である差
信号を入力とするＲ個のサンプル・ホールド回路８Ｈ，
、８Ｈ，、・・・ν８ＨＲの縦続接続において、各サン
プル・ホールドのサンプル位相は等しく、各々Ｔ／Ｒ秒
毎に入力信号を標本化した後その値を保持する。ここで
は標本化に要する時間は無視できると仮定している。

８Ｈ１に供給された減算器１０の出力である差信号は、
縦続接続されたＲ個のサンプル・ホールド回路８Ｈ，ｌ
　ＳＨ２，・・・ｊＳＨＢの出力、すなわちＳＨＨの出
力となるまでにＴ秒遅延され、Ｔ／Ｒ秒毎に減算器１６
に供給される。すなわち、減算器１６０１つの入力は、
位相がＴ　／　Ｒ秒ずつ異なった誤差信号となる。以上
の動作によシ、減算器１６の出力には現在のサンプル値
からＴ秒前のサンプル値を差引いた差のサンプル値がＴ
／Ｒ秒毎に現われる。

表１及び表２の説明で述べたように、減算器１０の出力
である差信号の中の受信信号成分は、減算器１６の出力
では確率１／４以上で受信信号が零になることは明らか
である。一方、減算器１６の出力に含まれている残留エ
コー成分について考えると、現在の残留エコーの値から
Ｔ秒前の残留・エコーの値を差引いた値が残留エコー成
分として減算器１６から出力される。現在の残留エコー
の値とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関であるからＴ
秒前の残留エコーの値は、ランダム雑音とみなすことが
できる。Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称
であり、振幅ｄがｌｄｌ≦δ（但しＱ　ｚδ）となる確
率は、零でなくある正の値をとる。従って、減算器１６
の出力信号の極性が残留エコーの現在値に一致する確率
は零でないある正の値をとることがわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１０の出力は共にス
イッチ２４の入力接点に供給される。さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている。ここで極
性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ秒とする。但
しＲは補間定数であシ正整数とする。今Ｒ＝４と仮定す
ると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明らか
なように、サンプリング位相を適当に選択することによ
シ受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する場合
がＴ秒内に２回存在することがわかる。受信信号が零交
差するサンプリング点では、減算器１０の出力である差
信号の中の受信信号成分は零となるから、差信号の極性
と残留エコーの極性は無条件に一致することになる。そ
こで、極性検出器１２のサンプリング位相に応じてスイ
ッチ２４を動作させる、即ち受信信号が零交差するサン
プリング点ではスイッチ２４は減算器１０の出力を選択
して出力し、その他のサンプリング点ではスイッチ２４
は減算器１６の出力を選択して出力するように構成する
ことによシ、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適
応動作が保証されることになる。以上の説明ではＲ＝４
と仮定したがＲが２以上の任意の整数でも良いことは明
らかである。

また、アダプティブ・ディジタルフィルタ８、Ｄ／Ａコ
ンバータ９、スイッチ２４、極性検出器１２及び乗算器
１３の動作のサンプリング位相は、受信信号の位相に合
致させる必要があることは言うまでもない。なお第１図
では、遅延素子１７はＴ秒の遅延を与えるものとして説
明してきたが、表■ １及び表２の説明の中で述べたように、遅延量として！
・Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様の効果が得られる。

なお、第１図において、サンプル・ホールド回路８Ｈ１
ｐ　８Ｈ２ｊ・・・ｊ　８ＨＲの標本化に要する時間は
無視できると仮定していたが、これが成立しない場合に
はサンプル・ホールド回路の個数は（ＣＲＴ／（Ｔ−Ｒ
δ））＋１）個以上用意すれば良い。ここに、δはサン
プル−ホールド回路が標本化に要する時間、〔Ｘ〕はＸ
を越えない最大の整数をあられす。各サンプル・ホール
ド回路のサンプル周期は常にＴ／Ｒで等しい。いま、隣
シ合ったサンプル・ホールド回路の位相は互いに（Ｔ／
Ｒ−δ）だけずれている。このとき、ひとつのサンプル
・ホールド回路では標本化に要する時間δを差し引いた
（　Ｔ／Ｒ−δ）秒だけサンプル値がホールドされる。

例えば、Ｒ＝４、δ−Ｔ／３２のとき、サンプル・ホー
ルド回路の個数は５個以上用意すればよく、５個のサン
プル・ホールド回路を直列接続した場合、全体のホール
ド時間は３５Ｔ／３２となる。これは５個のサンブー゛
ニ ル・ホールド回路の直列接続で実現できる最大のホール
ド時間である。全体のホールド時間をＴにするには、隣
り合ったサンプル・ホールド回路のサンプル位相を順に
Ｔ１５だけずらせばよい。また、４つのサンプル・ホー
ルド回路のサンプル位相を順に７Ｔ／３２ずらし、残シ
０１つを前段のサンプル・ホールドのサンプル位相に対
して４Ｔ／３２ずらせても全体のホールド時間をＴにす
ることができる。このように、隣シ合ったサンプル・ホ
ールド回路のサンプル位相を適当にずらすことによって
、全体のホールド時間をＴにすることができる。同様に
して、Ｔ／ＦＬよシ小さい、いかなるδに対しても、十
分な数のサンプル・ホールド回路を直列に接続してサン
プル位相を適当に選べば、任意のホールド時間を得るこ
とができる。

従って、一般に標本化に要する時間が無視できない場合
でもＴの整数倍の任意のホールド時間を得ることができ
る。

次に第１図の相関器２０の動作について説明する。極性
検出器２３の出力と極性検出器１９の出力との相関値は
相関器２０にて計算された後、乗算器２１により２α倍
（αは定数）されて乗算器１３に供給される。ここで、
極性検出器２３の出力には、減算器１０の出力である差
信号（−〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）の極性が、極
性検出器１９の出力にはエコーレプリカの極性がそれぞ
れ現われる。そこで、残留エコーが大きい場合には、差
信号の極性とエコーレプリカの極性とは相関をもつのに
対し、残留エコーが小さい場合には両者は相関をもたな
いという点に注目すれば、相関器２０は残留エコーが大
きい場合には大きな値を、小さい場合には小さな値を出
力することになる。従って相関器２０の出力に対し乗算
器２１にて２α倍のスケーリングを施してステップ・サ
イズとして用い、このステップ・サイズに極性検出器１
２の出力の極性を付与してアダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８に帰還することによシ、収束時間を大幅に短縮
することが可能となる。

第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

同図において第１図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第４
図と第１図の相異点は第１図の減算器１６が第４図では
加算器１８に置換えられていることであシ、その他の部
分は全く同一である。従って、第４図では、減算器１０
の出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ秒前
の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、この
和の値の極性を極性検出器１２で検出することになる。

そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受信ア
イパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表３に
対応する表を求めてみる。

まず、第３図（ａ）に注目し、Ｔ秒離れた４組のサンプ
ル点の組合せをそれぞれ（ｔ６　ｊｔｏ’　）、（ｔｌ
　ｐｔ、′）、（１２・ｔ、′）、（ｔｓツｔ３′）と
仮定する。

この時ｔ＝ｔｍ′（ｍ＝０２１，２．３）のサンプル値
と、ｔ−１ｍのサンプル値の和をＢｍとすれば、Ｂｍは
表３のように与えられることがわかる。同様に第３図（
ｂ）に対して、表４が得られる。

０”と１′の出現確率は等しく各々１／２であると仮定
すると、Ｂｏ＝Ｏ，Ｂ１＝０、Ｂ２＝０及びＢ、−０と
なる確率は、表３に示すバイフェーズ符号の場合にはそ
れぞれ１／２　、１／４　、１／２及び１となり、表４
に示すＭＳＫ符号の場合にはそれぞれ１νｌ　／　２　
ｐ　１　／　４ν１／２となる。従って現在のサンプル
値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値
は１／４であ如、このことは任意のサンプリング位相で
成り立つ。また、表３及び表４にはそれぞれバイフェー
ズ符号及びＭ８に符号の場合を示したがこれら以外の伝
送路符号についても同様に考えれば現在のサンプル値と
Ｔ秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は零
でない値をもつことは明らかである。さらに、現在のサ
ンプル値とｌ−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値との
和が零となる確率の最小値も同様に零でない値をもつこ
とは言うまでもない。

そこで本発明の他の実施例である第４図の説明に戻ると
、減算器１０の出力である差信号は受信部６に供給され
ると共に、縦続接続された８個のサンプル拳ホールド回
路ＳＨ，ｊ　８Ｈ，ｔ・・・ｊ　ＳＨＲの８Ｈ，にも供
給される。第１図の説明で述べたようにｓｎＢの出力に
は、Ｔ／Ｒ秒毎に減算器１０の出力をＴ秒遅延させたサ
ンプル値が現われる。従って、加算器１８の出力には、
現在の値とＴ秒前のサンプル値との和が現われることに
なる。表３及び表４よシ、減算器１０の出力である差信
号の中の受信信号成分は加算器１８の出力では確率１／
４以上で受信信号が零になることは明らかである。一方
、加算器１８の出力に含まれている残留エコー成分につ
いて考えると、現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エ
コーの和が残留エコー成分として加算器１８から出力さ
れる。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値
とは無相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値はラン
ダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの
値の振幅分布は正負対称であシ、振幅ｄがｌｄｌ≦δ（
但し０乏δ）となる確率は零ではなくある正の値をとる
。従って加算器１８の出力信号を入力とする極性検出器
１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力される
確率は零でないある正の値をとることがわかる。それ故
、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保
証されることになる。なお第４図において、サンプル−
ホールド回路８Ｈ，ｌ　ＳＨ，、・・・ｊ　ｓＨＢの標
本化に要する時間は無視できると仮定していたが、これ
が成立しない場合には、第１図を用いて説明した実施例
と同様の対策を施せばよい。また相関器２０の動作につ
いては、第１図と同様であるのでここでは省略する。

以上本発明について詳細に説明したが、２線伝送路の線
路損失と補償するための線路等化器は第１図及び第４図
において受信部６の中に含めて考えても良いし、ローパ
スフィルタ５と減算器１００間に挿入しても良い。また
Ｍ８に符号を採用した場合”０″と＠１″に対するパル
ス波形が異なることと、各々ｅモードとｅモードを有す
るという２つの理由によシアダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８の構成はバイフェーズ符号の場合と若干異なる
。即ち、′０′″及び＠１”のパルス波形が異なること
に対応させてタップ係数を２種類用意し個別に更新させ
る必要があること、また、送信部２よリモート信号を受
けタップ係数を区別することが必要となる。また、補間
フィルタ２２は、エコーレプリカが発生されるサンプリ
ング点のみでエコーを除去するという目的の場合には不
要である。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように本発明によれば、差信号（−〔
残留エコー〕＋〔受信信号〕）について現在の値とＪ−
Ｔ秒（但しｌは正整数、Ｔはデータレートの逆数である
。）前の値との差又は和を求めることによシ、受信信号
成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる。

従ってサンプリング時点が受信信号の零交差点に一致す
る場合には差信号の極性を、一致しない場合にはその差
又は和の極性を検出することにより、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタの適応動作が保証される。

また、本発明によればＴ秒の遅延を与える複数個のサン
プル・ホー鳶、へ回路から成るブロックと、□ 演算器（減算又は加算）と、差信号と該演算器の出力の
いずれか一方を選択出力するスイッチとを組合せること
によシ、上述の適応動作を保証できるから制御が簡単で
かつハードウェア規模の小さいエコー除去装置を提供す
ることができる。さらに本発明によれば、残留エコーの
大きさに応じてステップ・サイズを適応的に変化させる
ことができるから、大幅な収束時間の短縮が可能となる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａ）　ｊ　（ｂ）は伝送路符号のパルス波形の例を示す
図、第３図（、）ν（ｂ）は受信アイパターンの例を示
す図、第４図は本発明の他の１実施例を示すブロック図
、第５図は従来例を示すブロック図、第６図はアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタの構成例を示す図、第７図は
係数発生器の構成例を示す図である。 図において、 ２は送信部、３はハイブリッドトランス、５は口″（ロ
）） 一パス・フィルタ、６は受信部、８はアダプティブ・デ
ィジタルフィルタ、９はｎ／Ａコンバータ、１０及び１
６は減算器、１１及び１８は加算器、１２　ｐ４９及び
２３は極性検出器、１３及び２１は乗算器、１４は振幅
制御回路、１５はランダム信号発生器、２養はスイッチ
、２ｏは相関器、２２は補間７４　ｋり、８Ｈｓ　ｐ　
８Ｈｔ　ｔ　−ｐ　８ＨＲはサンプル・ホールド回路、
１００．ｐ　１００２　ｊ・・・ｔ１００Ｎ／Ｒ−１は
遅延素子、１０１ｏ　ｐ　１０：ｉｌ　ｊ・・・７１０
１Ｎ−ｔは乗算器、１０２ｏ、　１０２．、−・・ｊ１
０２Ｂ−ｒは加算器、１０３及び１０４は多接点スイッ
チ、２ｏ４は乗算器ｐ参照数字２０５は加算器、参照数
字２０６は遅延素子をそれぞれ示す。 箒　　２　　図 °“Ｏ′”　　　　　　　　°゛１”′（ａ） （ｂ） （ｏ） （ｂ） Ｌ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側には送信回路より受信回路
   へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤差
   信号を受け適応的にエコーレプリカを生成するためのア
   ダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在し
   た混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための減算
   器と、該減算器の出力を標本化し保持するための縦続接
   続された複数個のサンプル・ホールド回路と、該減算器
   の出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出
   力との差又は和を得るための演算器と、該減算器の出力
   と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出力するため
   のスイッチと、該スイッチの出力の極性を判定するため
   の第１の極性検出器と、該減算器の出力の極性を判定す
   るための第２の極性検出器と、該エコーレプリカの極性
   を判定するための第３の極性検出器と、該第２の極性検
   出器の出力と該第３の極性検出器の出力との相関を得る
   ための相関器と、該相関器の出力を定数倍するための重
   み付け回路とを少なくとも具備し、該重み付け回路の出
   力に該第１の極性検出器の出力を極性として付与して得
   た誤差信号を該アダプティブ・フィルタに帰還するよう
   に構成したことを特徴とするエコー除去装置。