JPS61187426A

JPS61187426A - エコ−除去装置

Info

Publication number: JPS61187426A
Application number: JP2710585A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃; Akihiko Sugiyama; 昭彦杉山
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1985-02-14
Filing date: 1985-02-14
Publication date: 1986-08-21

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２８Ｉ双方向デイジタル伝送を実現するため
のエコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点）ペア線管用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
。（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン・ア
クースティクス・スピーチ・アンド・シグナル・プロセ
ッシング（ＩＦ：ＥＩＴＲＡＮＳＡＯＴＩＯＮＳ　０Ｎ
ＡＣＯＵＳＴＩＣ！Ｓ、５ＰＥＥＣＨ。

ＡＮＤ　５ＩＧＮＡＬ　ＰＲＯＯＥＳＳＩＮＧ　）　２
７巻６号。

１９７９年、７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセ
ラは、エコーのインパルス応答の長さ分の夕。

プ係数を持つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて
送出データ系列に対応した擬似エコー（エコーレプリカ
）を生成することにより、２線／４線変換回路にて送信
回路から受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように動
作する。この時、適応フィルタの各タップ係数は、エコ
ーと受信信号が混在した混在信号からエコーレプリカを
差引いた差信号と送出データとの相関をとることにより
遂次修正される。このような適応フィルタの係数修正即
ち、エコーキャンセラの収束アルゴリズムについては前
記参考文献に記載されており、その代表的なものとして
、ストキャーステ、り・イタレられている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとけているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式か望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（ム／
Ｄ）コンバータ及、びディジタル／アナワク責Ｄ／Ａ　
）コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａフンバータ
の所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例え
ば公衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度
必要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット′
Ｉ／には、システム条件のみならず前述のエフ−キャン
セラの収束アルゴリズムにも依存する。

例えば、公衆通信網の加入者線に応用する場合、ストキ
ャーステック・イタレージ、ン・アルゴリズムを採用す
ると８ビ、ト程度必要であるのに対し、サイン・アルゴ
リズムでは１ビ、トですむという特徴がある。ところが
、サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極性によ
り、適応フィルタのタップ係数の修正を行なうため、差
信号中に含まれている残留エコーの極性と差信号の極性
とが一致しなくなると、適応動作が不可能になるという
問題が生じる。例えば、伝送路符号としてバイフェーズ
符号のような２値符号を使用した場合、受信信号の存在
により、残留エコー（エコーとエコーレプリカとの差）
レベルが受信信号レベルと同等程度になると前述の問題
が発生する。そこで、この間−を解決するための従来技
術について次に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２１１Ａ伝送路４を介して対向で接続され
ているものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一
方は局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説
明を簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第
５図を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部２及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部２にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換蕩れた後、ハイプリ、ド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信部
２にて発生された送信信号の一部はエコー成分としてハ
イプリ。

ド・トランス３の出力に現われローパス・フィルタ（Ｌ
ＰＦ）５に供給される。また、第５図の回路に対向した
相手側（今の説明では局側となる）から送出された受信
信号は、２１１［伝送路４及びハイプリ、ド・トランス
３を介してローパス・フィルタ５に供給される。従って
、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号とエコーが
混在した混在信号となる。なおローパス・フィルタ５の
役割は、所望の信号帯域以外の周波数成分を抑圧するこ
とである。ローパス・フィルタ５の出力は減算器１０に
供給される。ここで、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９、減算器１０、加
算器１１、極性判定回路１２及び乗算器１３から成る閉
ループ回路は、ローパス・フィルタ５の出力である混在
信号中のエコーを除去するように動作する。これは、ア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８がエコーレプリカを
生成することにより実現される。そこでアダプティブ・
ディジタルフィルタ８について詳細に説明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第β図における出力信号１０７は、第５
図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に
対応している。２値データ系列１０５は、遅延素子１０
０い乗算器１０１゜、１０１、、・・・・・・、１０１
□−１及び係数発生器Ａ０、Ａ８、・・・・・・、Ａｍ
−１に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００
＋１１００ｔ、・・””、１００＋ｅ／ｍ−ｔは、この
順に接続されており、各々フリ、ブ・７０．プで実現す
ることができる。ここでＮ及び凡は正整数であり、Ｒｔ
′ｉＮの約数とする。また２値データ系列１０５のデー
タレートは１／Ｔビット／秒である。

遅延素子１００ｉ（ｉ＝１．２、・・・・・・、Ｎ／Ｒ
−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１１．１０１１＋
１、・・・・・・、１０１　ｔ−１４−１及び係数発生
器ＡｊＳＡｌ＋１　、・・・・・・、Ａ１中、−いに供
給される。但し、ｊ＝ｉＸＲである。乗算器１０１い１
０１ｈ＋い・・・・・・、１０１に＋。−、（ｋ＝０．
１、・・・・・・、Ｒ−１）では、それぞれ係数発生器
ＡｈｓＡｈ＋い・・・・・・、Ａｈ＋１−１の出力であ
る各係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果は、
すべて加算器１０２．に入力され加算される。Ｒ個の加
算器１０２゜、１０２、、・・・・・・、１０２ｍ−ｔ
の出力はスイッチ１０３０入力接点となる。スイッチ１
０３はＴ秒を同期とする多接点スイッチであり、Ｒ個の
加算器１０２゜、１０２、、・・・・・・、１０２ｍ−
１の出力をこの順に’Ｉ’／Ｒ秒毎に選択して出力し、
出力信号１０７となる。出力信ｆ１０７はエコーレプリ
カであり、’Ｉ’／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発生され
る。Ｒは補間定数（インターポレーション・７アクタ）
と呼ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除去するために
通常几は２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３と
同期して動作するスイッチ１０４ａ、スイッチ１０３と
入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４Ｆｉ、入力
信号１０６をＴ／Ｒ秒毎に、Ｒ個の接点に順番に分配す
る機能を果す。スイッチ１０４の各接点出力は、同期し
て動作するスイッチ１０５に対応した接点に入力される
信号経路に存在する係数発生器に供給されている。次に
係数発生回路について、詳細に説明する。

第７図は、第６図の係数発生器Ａａ（ｌ＝Ｏ１１、・・
・・・・、Ｎ−１）の詳細プロ、り図を示したものであ
る。第７図の入力信号２００は、第６図における２値デ
ータ系列１０５又は遅延素子１００１．１００１、・・
・・・・、１００φ−１の出力信号に対応している。ま
た、第７図の入力信号２０１は、第６図におけるスイッ
チ１０４の接点出力に対応している。さらに、第７図の
出力信号２０３は、第６図における係数発生器ＡＩの出
力に対応している。第７図において入力信号２００及び
２０１は乗算器２０４に供給されその乗算結果は加算器
２０５の一方の人力となる。　゛加算器２０５の出力は
Ｔ秒の遅延素子２０６を介して帰還され−ており、Ｔ秒
毎に行なわれる係数の更新は、乗算器２０４に供給され
ている入力信号２００及び２０１の相関値を１サンプル
前の係数値に加えることにより実現される。出力信号２
０３Ｔｈ係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及びｔＩ＆幅制御回路１４に供給される。

受信部６では、クロックの抽出、受信信号の復調などが
行なわれ、識別されたデータは出力端子７に現われる。

振幅制御回路１４は、ランダム信号発生器１５にて発生
されたランダム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力
である差信号の振幅又は電力を参照して制御するという
機能を果す。振幅制御回路１４にて制御された最大振幅
をもつランダム信号は、加算器１１の一方の入力となる
。

減算器１０の出力である差信号と、振幅制御回路１４の
出力である振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１
にて加算された後、極性検出器１２にてその極性のみ検
出される。さらに、極性検出器１２の出力は乗算器１３
にて２α（αは正数）倍された後、誤差信号としてアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。第６図
の入力信号１０６が誤差信号に対応している。ここで前
述のアダプティブ・ディジタルフィルタ８−Ｓ適応動作
を行なうためには極性検出器１２にて、残留エコーの極
性を正しく検出することが必要となる。ところが減算器
１０の出力である差信号の中には、受信信号が含まれて
いるから、第５図において、減算器１０の出力を直接極
性検出器１２に入力しなと仮定すると、残留エコーレベ
ルが受信信号レベルと同等程度ＶＣなると、極性検出器
１２の出力では残留エフ−の極性か正確に得られなくな
ってしまう。

従って、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応能
力が失なわれることになる。そこで、従来は、第５図に
示したように加算器１１、振幅制御回路１４及びランダ
ム信号発生器１５を付加して、減算器１０の出力信吾で
ある差信号に受信信号レベルと同等程度のランダム信号
を加えることによりアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の適応動作を保証するという方法が用いられていた。

この方法は、受信信号と同等レベルのランダム信号を差
信号に加えることにより、受信信号をキャンセルする確
率を発生させる。この確率は極性検出器１２にて、残留
エコーの極性が正しく得られる確率となるからアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８の適応動作が保証されるこ
とになる。

、ところか、第５図に示した従来の方法では、ランダム
信号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を
得るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大
値を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を
必要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があ
った。

（発明の目的）そこで、本発明の目的は、簡単でかつハードウェア規模
の小さいエコー除去装置を提供することにある。

（発明の構成）本発明は、２線７４線変換回路の４線側にて送信回路よ
り受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信デー
タ及び誤差信号を受け適応的にエコーレプリカを生成す
るためのアダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信
号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得る
ための減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するた
めの縦続接続された複数個のサンプル・ホールド回路と
、該減算器の出力と該縦統接続されたサンプル・ホール
ド回路の出力との差又は和を得るための演算器と、該減
算器の出力と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出
力するためのスイッチと、該スイッチの出力の極性を判
定するための極性検出器と、該極性検出器の出力を定数
倍するための重み付け回路とを少なくとも具備し、該重
み付け回路の出力を該誤差信号として該アダプティブ・
フィルタに帰還するように構成したことを特徴とする。

（発明の原理）本発明は、ランダム信号を付加して受信信号が零でない
確率でキャンセルされるようにするという従来の装置と
Ｆｉｓなり、受信信号のアイパターンの特性に注目する
ことにより受信＜ａ号がキャンセルされる確率を零にし
ないように構成した。即ち、２値打号系を含な伝送路符
号の受信アイパターンの特性によれば、現在のサンプル
値とｎ４ンプル（ｎは正の整数）前のサンプル値カニは
に同一の値、又は逆極性で各々の絶対値かは一同一とな
る確率の最小値は零でないある正の値をとる。従って差
信号（＝〔残留エコー〕＋〔受註信号〕）について、現
在のサンプル値とｎサンプル前のサンプル値の差又は和
をとることにより受信信号成分は零でないある正の値の
確率でキャンセルされることになる。それ故、その差又
は和の極性を検出すれば、残留エコーの符号が零でない
ある正の値の確率で検出できるから、アダプティブ・フ
ィルタの適応動作が保証される。この時、受信信号が零
交差するサンプリング位相に着目すれば、受信信号は零
であるから、前述の操作により受信信号をキャンセルす
るということは不要となる。そこでサンプリング位相に
依存して前述の操作を実行するか否かを選択して出力し
、その出力の極性をアダプティブ・フィルタに帰還する
ことにより適応動作を保証するというのが本発明の原理
である。

（実施例）次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すプロ、り図である。

同図において第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブνックは、第５ＦＡと同一の機能をもつものとする。

第１図と第５図の相異点は、減算器１６、縦続接続され
たサンプル・ホールド回路ＳＲよ、ｓｎ、、・・・・・
・、ＳＲ，及びスイッチ２４から成る回路であり、その
他の構成は第５図と全く同一である。この回路について
説明する前に、全体の構成について、簡単に述べる。入
力端子１に入力された２値データ系列は送信部２及びア
ダプティブ・ディジタルフィルタ８に供給される。送信
部２にて２値データ系列は伝送路符号に変換された後、
へイプリ、ド・トランス３を介して２Ｍ伝送路４へ送出
される。ここに、ハイプリ、ド・トランス３のインピー
ダンス不整合に起因シテ、送信部２の出力が受信回路へ
エコーとして漏れ込みローパス・フィルタ５ｖｃ供給さ
れる。一方、受信信号も、伝送部４及びハイブリッド・
トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給される
。

ローパス・フィルタ５にて、不要な高周波成分を抑圧さ
れた混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）祉減算器
１０に供給葛れる。そこで、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８にて発生されたエコーレプリカは、Ｄ／Ａコ
ンバータ９によりアナログ信号に変換されて減算器ｌＯ
に入力される。従って、減算器１０の出力である差信号
（＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ〕＝〔エコー〕十
〔受信信号〕−（エフ−レプリカ〕）の成分のうち、残
留エコー（＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）が受信
信号に比べて十分少さくなれば、受信部６にて正確に復
調され出力−子７には受信された２値データ系列が現わ
れる。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ＆、
Ｄ／Ａコンバータ９、減算器１０及び１６、スイッチ２
４、極性検出器１２及び乗算器１３から威る納ループ回
路は、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作
を実現するものである。アダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の構成については、第５図の従来例で説明したも
のと同様に、第６図及び第７図の回路構成と同一で良い
。極性検出器１２の出力は乗算器１３にて２α倍され誤
差信号としてアダプティブ・ディジタルフィルタ８に供
給される。次に、減算器１０の出力である差信号の極性
と差信号中の残留エコー成分の極性との関係について詳
細に説明するが、その前に伝送路符号について述べる。

第２図鉱、２値打号の代表例を示したものであり同図（
ａ）はバイア１Ｌ−ズ符号を、（ｂ）はＭ１９Ｋ　（ミ
ニマム・シフート・キーイング）符号のパルス波形をそ
れぞれ示す。第２図（ａ）に示したように、バイ７工−
ズ符号では１０“及び′１“のデータに対し極性の反転
し次パルス波形を割当てる。両者のパルス位共に、ｌピ
ッ）ＩＩＩＴ秒の中心で極性が反転しており、１ビ、ト
内で正負がバラン６スしているという特徴をもっている
。これに対し、第２図（ｂＪに示したようにＭＳＫ符号
では４Ｍ類のパルス波形を用意する。即ちゝ０“及び１
１“のデータに対しそれぞれ極性の反転した■モードと
ｅモードの２種類のパルス波形を用意する。これら２積
類のモード遷移は、第２図（ｂ）の太い矢印で示されて
おり、現時点のモードは１ビツト前のモードにより決定
される。このＭ蓼符号は、ビットの境界にて必ず極性が
反転するという特徴をもっている。なおＭ８に符号では
″に１“に対しては、１ビ、ト内で正負のバランスが取
れているが　％０“に対しては正負がバランスしていな
い。しかしながら、第２図（ｂ）のモード遷移を示す太
い矢印の方向から明らかなように、連続するビット系列
内で％　Ｑ　／／が偶数個存在すれば正負のバランスは
取れており、ＤＣ成分けほとんど無視できると言える。

第２図に示した伝送路符号は、第１図の伝信部２にて出
力されることになる。

第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信アイパターン例を示す。第３図（ａ）及び（ｂ）は、
第２図に対応してそれぞれバイ７工−ズ符号及びＭ８に
符号の受信アイパターンである。同図に示すように、受
信アイパターンは高域成分が力、トされて丸みを帯びた
ものとなる。今、第３図（ａ）に注目する。Ｔ秒離れた
４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔｏ、ｔｏ’）
、（ｔいｔ、′）、（１１、ｔ、′）及び（ｔいｔ、′
）と仮定する。この時、七＝ｔｍ’　（ｒｎ　”　Ｏ％
　１．２．３）のサンプル値から１＝１゜０サンプル値
を差引いた値なんとすれば、ムは表１のように与えられ
ることがわかる。

表１．バイフェーズ符号の場合のＡ、の値′Ｏ“と′１
“の出現確率は等しく１／２であると仮定すると、ム＝
Ｏ，Ａ、：Ｏ１Ａ、＝０及びＡ、＝０となる確率社、表
１よりそれぞれ１／４．１／４．１／２及び１となる。

この例では第３図（ａ）に示すＴ秒離れた４組のサンプ
ル点について考えたが、同図より明らかなように、どの
ような位相をとっても、正／負の逆転は別にして表１に
示す以外のパターンはあり得ないことがわかる。従って
、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた
値が零となる確率の最小値は１／４となる。次に第３図
（ｂ）のＭＳＫ符号の受信アイパターンについて考える
と、第２図（ｂ）のモードＭｓを参照してＡ。

は表２のように与えられる。

表２．Ｍ８に符号の場合のＡ、の値１０“と′ｌ“の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ０＝０、Ａ１＝０、Ａ、＝０及び人。

二〇となる確率は、表２よりそれぞれ１．１／２．１／
４及び１／４となる。この例では第３図（ｂ）に示すＴ
秒離れた４組サンプル点について考えたが、同図より明
らかなように、どのような位相をとっても正／負の逆転
は別にして、表１に示す以外のパターンはあり得ないこ
とがわかる。従って、Ｍ８に符号の場合にも、現在のサ
ンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零とな
る確率の最小値は１／４となる。以上。パイフェーズ符
号及びＭ８に符号を例に挙げて述べたように、現在のサ
ンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零とな
る確率の最小値は共に１７４となることがわかる。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、前記確率の最小値は零でない値をもつことけ明らか
である。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ秒
（データレートは１／Ｔビット／秒とする。）前のサン
プル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサンプ
ル値からｌ−Ｔ秒（１社正整数）前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となるこ
とがわかる。次に、この確率がエコーキャンセラの適応
動作の中でどのような意味を持つかについて、第１図を
参照して説明する。

第１図に示す本発明の一実施例において、参照数字１６
は減算器、参照英字ｓｎい８Ｈ，、・・・・・・、ＢＨ
＊Ｆ！サンプル・ホールド回路、参照数字２４はスイッ
チ、参照数字１２は極性検出器である。ここで、アダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８が適応動作を行なうため
には、極性検出器１２にて、減算器１０の出力である差
信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ
〕）中に含まれル残留エコー（＝〔エコー）−（エコー
レプリカ〕）成分の極性が正確に得られる確率が零でな
いという条件が必要であることは前に述べた。第１図に
おいて、サンプル・ホールド回路ＳＨ，、ａｌｌ、　、
・・・・・、８Ｈい及び減算器１６は、この条件を満足
する目的で付加されたものであり、減算器１６の出力に
は、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引い
た差のサンプル値が１７１秒毎に現われるように動作す
る。Ｒは前述の補間定数を示す正の整数である。減算器
１０の出力である差信号を入力とする縦続接続された８
個のサンプル・ホールド回路ＢＥいＳＨ，、・・・・・
・、ＳＨｍにおいて、各サンプル・ホールドのサンプル
位相は等しく、各々１７１秒毎に入力信号を標本化した
後その値を保持する。ここでは、標本化に要する時間は
無視できると仮定している。ＳＲ１に供給された減算器
１０の出力である差信号は、縦続接続された北側のサン
プル・ホールド［回路ｓＨｔ　、８Ｈ，、・・・・・・
、８１１＊Ｏ出力、すなわちＳＨｌの出力となるまでに
１秒遅延され、１７１秒毎に減算器１６に供給される。

すなわち、減算器１６０１つの入力は、位相がＴ／Ｒ秒
ずつ員なったＴ秒連れの該差信号となる。以上の動作に
より、減算器１６の出力には現在のサンプル値からＴ秒
前のサンプル値を、差引いた差のサンプル値が１７１秒
毎に現われる。表１及び表２の説明で述べたように、減
算器１０の出力である差信号の中の受信信号成分社、減
算器１６の出力でけ、確率１／４以上で受信信号が零に
なることは明らかである。一方、減算器１６の出力に含
まれている残留エコー成分について考えると、現在の残
留エコーの値からＴ秒前の残留エコーの値を差引いた値
が残留エコー成分として減算器１６から出力される。現
在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値とけ無相
関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム雑
音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の振
幅分布は正負対称であり、振ｌｉｄがＩｄｌくａ（但し
０≦δ）となる確率は零でなくある正の値をとる。従っ
て、減算器１６の出力信号を入力とする極性検出器１２
にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力される確率
は零でないある正の値をとることかわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１ｏの出力は共にス
ィッチ２４０入力接点に供給される。さらにスィッチ２
４の出力線極性検出器１２に供給されている。ここで極
性検出器１２のサンプリング周期を’Ｉ’／Ｒ秒とする
。但しＲは補間定数であり正整数とする。今Ｒ＝４と仮
定すると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明
らかなように、サンプリング位相を適当に選択すること
により受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する
場合がＴ秒内に２回存在することがわかる。受信信号ボ
零交差するサンプリング点では、減３［Ｎ。

の出力である差信号の中の受信信号成分となるホら、差
信号の極性と残留エコーの極性は無条件に一致すること
になる。そこで、極性検出器１２のサンプリング位相に
応じてスイッチ２４を動作させる、即ち受信信号が零交
差するサンプリング点ではスィッチ２４は減算器１０の
出力を選択して出力し、その他のサンプリング点ではス
ィッチ２４は減算器１６の出力を選択して出力するよう
に構成することにより、アダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の適応動作が保証されることになる。以上の説明
ではＲ＝４と仮定した５８５２以上の任意の整数でも良
いことは明らかである。また、アダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９、スィッチ２４、極
性検出器１２及び乗算器１３の動作のサンプリング位相
は、受信信号の位相に合致させる必要があることは言う
までもない。なお、第１図においてサンプル・ホールド
回路ｓＨ，、、ｓｎ、　、・・・・・・、ＳＨ真の棟木
化に要する時間は無視できると仮定し又いたか、これか
成立しない場合には、サンプル・ホールド回路の個数は
（ＣＲＴ／（Ｔ−Ｒδ））＋１）個以上用意すれば良い
。ここに、δはサンプル・ホールド回路が棟木化に要す
る時間、（Ｘ）はＸを越えない最大の整数をあられす。

各サンプル・ホールド回路のサンプル周ＪｇＪＩｆｉ常
に１’／Ｒで等しい。いま、隣り合ったサンプル・ホー
ルド回路の位相は互いに（Ｔ／Ｒ−δ）だけずれている
。このとき、ひとつのサンプル・ホールド回路では標本
化に要する時間δを差し引いた（Ｔ／Ｒ−δ）秒だけサ
ンプル値がホールドされる。例えば、Ｒ＝４、δ＝Ｔ／
３２のとき、サンプル・ホールド回路の個数は５個以上
用意すれはよく、５個のサンプル・ホールド回路を直列
接続した場合、全体のホールド時間＃１３５Ｔ／３２と
なる。これ＋１５個のサンプル・ホールド回路の直列接
続で実現できる最大のホールド時間である。

全体のホールド時間をＴにするには、隣り合ったサンプ
ル・ホールド回路のサンプル位相を順にＴ１５だけずら
せばよい。また、４つのサンプル・ホールド回路のサン
プル位相を順に７Ｔ／３２ずらし、残りの１つを前段の
サンプル・ホールドのサンプル位相に対して４Ｔ／３２
ずらせても全体のホールド時間なＴにすることができる
。このように、瞬り合ったサンプル・ホールド回路のサ
ンプル位相を適当にずらすことによって、全体のホール
ド時間をＴにすることができる。同様にして、Ｔ／Ｒよ
り小さい、いかなるδに対しても、十分な数のサンプル
・ホールド回路を直列に接続してサンプル位相を適当に
選べば、任意のホールド時間を得ることができる。従っ
て、一般に標本化に要する時間が無視できない場合でも
Ｔの整数倍の任意のホールド時間を得ることができる。

次に、本発明の他の実施例について図面を参照して詳細
に説明する。

第４図は本発明の他の実施例を示すプロ、り図である。

同図において第１図と同一の参照番号を付与された機能
プロ、りは第１図と同一の機能をもつものとする。第４
図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図で
は加算器１８に置換えられていることであり、その他の
部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器１
０の出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ秒
前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、こ
の和の値の極性を極性検出器１２で検出することになる
。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受信
アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表３
に対応する表を求めてみる。

まず、第３図（ａ）に注目し、Ｔ秒離れた４組のサンプ
ル点の組合せをそれぞれ（ｔｏ、七〇′）、（１＋、ｔ
１′）、（ｔ２、ｔ、′）及び（ｔｓ、ｔ、′）と仮定
する。

この時ｔ−ｔコ（ｍ＝Ｑ、ｌ、２．３）のサンプル値と
、１＝１−のサンプル値の和をＢ、とすれば、Ｂ。

は表３のように与えられることがわかる。同様に第３図
（ｂ）に対して、表４が得られる。

表３．パイ７エーズ符号の場合のＢ、の値表４．ＭＳＫ
符号の場合のＢ、の値 ′Ｏ“と′１“の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ｂ０＝０、Ｂ１＝０、Ｂ、＝Ｏ及び３３．
＝０となる確率は、表３に示すバイフェーズ符号の場合
にはそれぞれ１／２．１／４．１／２及び１となり、表
４に示すＭ８に符号の場合にはそれぞれ１．１／２．１
／４．１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ秒前
のサンプル値との和が零となる確率の最小値は１／４で
あり、このことは任意のサンプリング位相で成り立つ。

また、表３及び表４にはそれぞれバイ７工−ズ符号及び
ＭＳＫ符号の場合を示したがこれら以外の伝送路符号に
ついても同様に考えれば現在のサンプル値とＴ秒前のサ
ンプル値との和が零となる確率の最小値は零でない値を
もつことは明らかである。さらに、現在のサンプル値と
Ｊ−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値との和が零とな
る確率の最小値も同様に零でない値をもつことは言うま
でもない。

そこで本発明の一実施例である第４図の説明に戻ると、
減算器１０の出力である差信号は受信部６に供給される
と共に、縦続接続された８個のすンプル・ホールド回路
ＳＲ，、ＳＨ，、・・・・・・、ＳＨＩの８Ｈ，にも供
給される。第１図の説明で述べたようにＳＲ８の出力に
はＴ／Ｒ秒毎に、減算器１０の出力をＴ秒遅延させたサ
ンプル値が現われる。従って、加算器１８の出力には、
現在の値とＴ秒前のサンプル値との和が現われることに
なる。表３及び表４より、減算器１０の出力である差信
号の中の受信信号成分は、加算器１８の出力では確率１
／４以上で受信信号が零になることは明らかである。一
方、加算器１８の出力に含まれている残留エコー成分に
ついて考えると、現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留
エコーの和が残留エコー成分として加算器１８から出力
される。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの
値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、
ランダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコ
ーの値の振幅分布は正負対称であり、振幅ｄが１ｄトク
δ（但しＯ≦δ）となる確率は零ではなくある正の値を
とる。従って加算器１８の出力信号を入力とする極性検
出器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力さ
れる確率は零でないある正の値をとることがわかる。加
算器１８の出力及び減算器１０の出力は共にスイッチ２
４の入力接点に供給される。スイッチ２４の動作は第１
図と全く同一であるのでここでは説明を省略する。以上
述べたような回路動作によりアダプティブ・ディジタル
フィルタ８の適応動作が保証されることがわかる。なお
、第４図においてサンプル・ホールド回路８Ｈ，。

ＳＲ，、・・・・・・、ＳＨＩの標本化に要する時間は
無視できると仮定していたが、これが成立しない場合に
は第１図を用いて説明した実施例を同様の対策を施せば
よい。

以上、本発明について詳細に説明したが、２ｉＩ伝送路
の線路損失を補償するための線路等上器は、第１図及び
第４図において、受信部６の中に含めて考えても良いし
、ローパスフィルタ５と減算器１００問に挿入しても良
い。またＭ８に符号を採用した場合ゝ０“と１１“に対
するパルス波形が異なることと、各々■モードとｅモー
ドを有するという２つの理白によりアダプティブ・ディ
ジタルフィルタ８の構成は、バイ７工−ズ符号の場合と
若干異なる。即ち、′０“及び′１“のパルス波形が異
なることに対応させて、タップ係数を２８類用意し個別
に更新させる必要があること、また、送信部２よりモー
ド信号を受けタップ係数を区別することが必要となる。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
残留エコー十受信信号）について現在の値とＴ秒前の値
との差又は和をとることにより受信信号成分は零でない
ある正の値の確率でキャンセルされる。従って、その差
又は和の極性を検出することにより、アダプティブ・デ
ィジタルフィルタの適応動作が保証きれる。また、本発
明によれば、１秒の遅延を与える複数個のサンプル・ホ
ールド回路とスイッチから成るプロ、りと、減算器（又
は加算器）とスイッチとを組合せることにより、上述の
適応動作を保証できるから、制御が簡単でかつハードウ
ェア規模の小さいエコー除去装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）、（ｂ）は、伝送路符号のパルス波形の例を示す
図、第３図（ａ）、（ｂ）は、受信アイパターンの例を
示す図、第４図は本発明の他の実施例を示すプロ、り図
、第５図は従来例を示すプロ、り図、第６図はアダプテ
ィブ・ディジタルフィルタの構成例を示す図、第７図は
係数発生器の構成例を示す図である。図において、２は送信部、３はハイプリ、トドランス、
５けローパス・フィルタ、６は受信部、７は出力端子、
８はアダプティブ・ディジタルフィルタ、９はＤ／Ａコ
ンバータ、１０及び１６Ｌｆｉ減算器、１１及び１８は
加算器、１２は極性検出器、１３は乗算器、１４は振幅
制御回路、１５はランダム信号発生器、２４はスイッチ
、８Ｈ１，８Ｈ，、・・・・・・、ＳＨａはサンプル・
ホールド回路、をそれぞれ示す。１００、　、１００□、・・・・・・、１００ｙ’ｖｓ
−＞は遅延素子、１０１゜、１０１１１・・・・・・、
１０１　ｗ−ｓ　ｈ乗算器、１０２゜、１０２　、　、
　・−・・、１０２　ｍ−＋は加算器、１０３及び１０
４は多接点スイッチ、２０４は乗算器、２０５は加算器
、２０６け遅延素子、をそれぞれ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤差
信号を受け適応的にエコーレプリカを生成するためのア
ダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在し
た混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための減算
器と、該減算器の出力を標本化し保持するための縦続接
続された複数個のサンプル・ホールド回路と、該減算器
の出力と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出
力との差又は和を得るための演算器と、該減算器の出力
と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出力するため
のスイッチと、該スイッチの出力の極性を判定するため
の極性検出器と、該極性検出器の出力を定数倍するため
の重み付け回路とを少なくとも具備し、該重み付け回路
の出力を該誤差信号として該アダプティブ・フィルタに
帰還するように構成したことを特徴とするエコー除去装
置。