JPS6175630A - エコ−除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するための
エコー除去装置に関する。

（従来技術の問題点） ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するた
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクションズ・オン・アク
ースティクス・スピーチ・アンド・シグナル・グロセッ
シング（ＩＥＥＥＴＲＡＮ８ＡＣＴＩＯＮ８　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵ３ＴＩＣ１３，８ＰＢＥＣＨＡＮＤ　５ＩＧＮＡ
Ｌ　ＰＲＯＣＲ８８ＩＮＧ　）　２７巻６号。

１９７９年、７６８〜７８１ページ）。ニー−キャンセ
ラは、エコーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を
持つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて送出デー
タ系列に対応した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成
することによシ、２線／４線変換回路にて送信回路から
受信回路に漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。

この時、適応フィルタの各タッグ係数は、エコーと受信
信号が混在した混在信号からエコーレプリカを差引いた
差信号と送出データとの相関をとることにより遂次修正
される。このような適応フィルタの係数修正即ち、エコ
ーキャンセラの収束アルゴリズムについては前記参考文
献に記載されてお）、その代表的なものとして、ストキ
ャーステック・イタレージ曹ン・アルゴリズム（５ｔｏ
ｃｈａｓｔｉｃｉｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈ
ｍ）とサイン・アルゴリズムが知られている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬａＩ化が
必要であシ、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ）コンバータ及びディジタル／アナログ（１）／Ａ）
コンパ−ｐが必要となる口このうちＤ／Ａコンバータの
所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例えば
公衆通信網の加入者線への応用では、１２ビット程度必
要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数は
、システム条件のみならず、前述のエコーキャンセラの
収束アルゴリズム（支）も依存する。

例えば、公衆通信網の加入者線に応用する場合。

ストキャーステック・イタレージ雪ン・アルゴリズムを
採用すると８ビット程度必要であるのに対し、サイン・
アルゴリズムでは１ビツトですむという特徴がある。と
ころが、サイン・アルゴリズムでは、前述の差信号の極
性によシ、適応フィルタのタップ係数の修正を行なうた
め、差信号中に含まれている残留エコーの極性と差信号
の極性とが一致しなくなると、適応動作が不可能になる
という問題が生じる。例えば、伝送路符号としてバイ７
工−ズ符号のような２値打号を使用した場合。

受信信号の存在によシ、残留エコー（エコーとエコーレ
プリカとの差）レベルが受信信号レベルと同等程度にな
ると前述の問題が発生する。そこで、この問題を解決す
るための従来技術について次に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである◎ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれは、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される０ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される口送信部３にて、２値データ系列は伝送路
符号に変換された後、ハイブリッド・トランス（ＨＹＢ
）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信部
２にて発生された送信信号の一部はエコー成分としてハ
イブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フィ
ルタ（ＬＰＦ）５に供給される◎また、第５図の回路に
対向した相手側（今の説明では局側となる）から送出さ
れた受信信号は、２線伝送路４及びハイブリッド・トラ
ンス３を介してローパス・フィルタ５に供給される。従
って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信信号とエコ
ーが混在した混在信号となる。なおローパス・フィルタ
５の役割ハ、所望の信号帯域以外の周波数成分を抑圧す
ることであるロローパス・フィルタ５の出力は減算器１
゜に供給される。ここで、アダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８　ｓ　Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）９．減算器
１０、加算器１１、極性判定回路１２及び乗算器１３か
ら成る閉ループ回路は、ローパス・フィルタ５の出力で
ある混在信号中のエコーを除去するように動作する。こ
れは、アダプティブ・ディジタルフィルタ８がエコーレ
プリカを生成することによシ実現される０そこでアダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８について詳細に説明する
。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものでおる。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
ｔたは−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号１０７は第５図
のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に対
応している。２値データ系列１０５は、遅延素子１００
１．乗算器１０１゜。

１０１、、・・・・・、１０１．−１及び係数発生器Ａ
ｏ、Ａ、。

・・・・・ｅＡｌ−ＩＫ供給される。Ｔ秒の遅延を与え
る遅延素子１００　Ｉｅ　１００　ｔ　ｔ・・・・・、
　１００Ｎ／Ｂ−１は、この順に接続されておシ、各々
フリップフロップで実現することができる。ここでＮ及
びＢは正整数であシ、ＲはＮの約数とする。また２値デ
ータ系列１０５のデータレートは１／Ｔビット／秒であ
る。

遅延素子１０Ｊ（ｉ＝１．２．・・・・・、Ｎ／Ｒ−１
）の出力はそれぞれ、乗算器１０１ｊ、１０１ｊ＋１．
・・・・・。

１０１　ｊ＋ｉ−ｉ及び係数発生器”　Ｊ　”　ｊ　＋
１　ｅ・・・・・。

Ａｊ　＋Ｂ−１に供給される。但し、ｊ　＝　ｉ　Ｘ　
Ｒである。

乗算器１０１に、１０１に＋、、・・・・・ｅ　１０１
　ｋ＋ｗ−ｍ（ｋ＝０．１．・・・・・、Ｒ−１）では
それぞれ係数発生器Ａｋ。

Ａｋ＋ｉ、・・・・・ｅＡｋ＋Ｎ−ＩＬの出力である各
係数と入力データが掛けられた後、各乗算結果は、すべ
て加算器１０２ｋに入力され加算される。８個の加算器
１０２゜、１０２．、・・・・・、１０２□−１の出力
はスイッチ１０３の入力接点となる０スイツチ１０３は
Ｔ秒を周期とする多接点スイッチであシ、８個の加算器
１０２゜、１０２ｔ、・・・・・、１０２．−、の出力
をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出力し、出力信号１０
７となる。出力信号１０７はエコーレプリカであ）、Ｔ
／Ｒ秒毎にエコーレプリカが発生されるｏＲは補間定数
（インターボレージ重ン・７アクタ）ト呼ばれ、所要の
信号帯域内でエコーを除去するために通常Ｒは２以上の
整数となる。一方、スイッチ１０３と同期して動作する
スイッチ１０４はスイッチ１０３と入出力が逆転してい
る。即ちスイッチ１０４は、入力信号１０６をＴＡ峻毎
に８個の接点に順番に分配する機能を果す。スイッチ１
０４の各接点出力は、同期して動作するスイッチ１０５
に対応した接点に入力される信号経路に存在する係数発
生器に供給されている。次に係数発生回路について詳細
に説明する。

第７図は第６図の係数発生器ＡＩ！（ｊ＝０．１゜・・
・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである
＠第７図の入力信号２００は、第６図における２値デー
タ系列ｉｏｓ又は遅延素子１００．．１００．。

・・・・・ｖ１０ＯＮ／Ｒ−１の出力信号に対応してい
る０また、第７図の入力信号２０１は、第６図における
スイ。

チ１０４の接点出力に対応している。さらに、第７図の
出力信号２０３は、第６図における係数発生器Ａ／の出
力に対応している。第７図において入力信号２００及び
２０１は乗算器２０４に供給されその乗算結果は加算器
２０５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒
の遅延素子２０６を介して帰還されてお）、１秒毎に行
なわれる係数の更新は、乗算器２０４に供給されている
入力信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係
数値に加えることによシ実現される。出力信号２０３が
係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ◆ディジタルフィルタ８にょシ発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる０減算器１０では、ローパスフィルタ５
の出力信号である混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕）からエコーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エ
コー〕＋〔受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー
〕−〔エコーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器
１１及び振幅制御回路１４に供給される口受信部６では
、クロックの抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識
別されたデータは出力端子７に現われる。振幅制御回路
１４は、ランダム信号発生器１５にて発生されたランダ
ム信号の最大振幅値を、減算器１０の出力である差信号
の振幅又は電力を参照して制御するという機能を果す。

振幅制御回路１４にて制御された最大振幅をもつランダ
ム信号は、加算器１１の一方の入力となる０減算器１０
の出力である差信号と、振幅制御回路１４の出力である
振幅制限を受けたランダム信号は加算器１１にて加算さ
れた後、極性検出器１２にてその極性のみ検出される。

さらＫ。

極性検出器１２の出力は乗算器１３にて２α（αは正数
）倍された後、誤差信号としてアダプティブ・ディジタ
ルフィルタ８に供給される。第６図の入力信号１０６が
誤差信号に対応している。ここで前述のアダグチイブ・
ディジタルフィルタ８が適応動作を行なうためには極性
検出器１２にて、残留エコーの極比を正しく検出するこ
とが必要となる。ところが減算器１０の出力である差信
号の中には受信信号が含まれているから、第５図におい
て、減算器１０の出力を直接極性検出器１２に入力した
と仮定すると、残留エコーレベルが受信号レベルと同等
程度になると、極性検出器１２の出力では残留エコーの
極性が正確に得られなくなってしまう口従って、アダプ
ティブ・ディジタルフィルタ８の適応能力が失なわれる
ことになる口そこで、従来は、第５図に示したように加
算器１１、振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１
５を付加して、減算器１０の出力信号である差信号に受
信信号レベルと同等程度のランダム信号を加えることに
よシアダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動作を
保証するという方法が用いられてい九０この方法は、受
信信号と同等レベルのランダム信号を差信号に加えるこ
とによシ、受信信号をキャンセルする確率を発生させる
。この確率は極性検出器１２にて、残留エコーの極性が
正しく得られる確率となるから、アダプティブ・ディジ
タルフィルタ８の適応動作が保証されることになる口 ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があっ
た◎（発明の目的） そこで、本発明の目的は、簡単でかつハードウェア規模
の小さいエコー除去装置を提供することにある〇 （発明の構成） 本発明は、２線７４線変換回路の４線側にて送信回路よ
シ受信回路へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信デー
タ及び誤差信号を受け適応的にエコーレプリカを生成す
るだめのアダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信
号が混在した混在信号と該エコーレプリカとの差を得る
ための減算器と、該減算器の出力を標本化し保持するだ
めの複数個のサンプル・ホールド回路と、該複数個のサ
ンプル・ホールド回路の出力を周期的に１＠次切換えて
選択出力するための第１のスイッチと、該減算器の出力
と該第１のスイッチの出力との差又は和を得るだめの演
算器と、該減算器の出力と該演算器の出力とのいずれか
一方を選択出力するための第２のスイッチと、該第２の
スイッチの出力の極性を判定するための極性検出器と、
該極性検出器の出力を定数倍するための重みづけ回路と
を少なくとも具備し、該重みづけ回路の出力を該誤差信
号として該アダプティブ・フィルタにＲ還ｆるように構
成したことを特徴とする〇 （発明の原理） 本発明は、ランダム信号を付加して受信信号が零でない
確率でキャンセルされるようにするという従来の装置と
は異なシ、受信信号のアイパターンの特性に注目するこ
とによシ受信信号がキャンセルされる確率を零にしない
ように構成した。即ち、２値打号系を含む伝送路符号の
受信アイパターンの特性によれば、現在のサンプル値と
ｎサンプル（ｎは正の整数）前のサンプル値がほぼ同一
の値又は逆極性で各々の絶対値がほぼ同一となる確率の
最小値は零でないある正の値をとる０従って差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）について、現在のサン
プル値とｎサンプル前のサンプル値の差又は和をとるこ
とにより受信信号成分は零でないある正の値の確率でキ
ャンセルされることになる。それ故、その差又は和の極
性を検出すれば、残留エコーの符号が零でないある正の
値の確率で検出できるから、アダプティブ・フィルタの
適応動作が保証される。この時受信信号が零交差するサ
ンプリング位相に着目すれば受信信号は零であるから、
前述の操作によシ受信信号をキャンセルするということ
は不要となる０そこでサンプリング位相に依存して前述
の操作を実行するか否かを選択して出力し、その出力の
極性をアダプティブ・フィルタに帰還することによシ適
応動作を保証するというのが本発明の原理である。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において第５図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第５図と同一の機能をもつものとする。第１
図と第５図の相異点は、減算器１６、サンプル・ホール
ド回路ＳＨ，，８Ｈ，。

・・・・・、ＳＨＲ及びスイッチ１７．２４から成る回
路であシ、その他の構成は第５図と全く同一である〇こ
の回路について説明する前に、全体の構成について簡単
に述べる。入力端子１に入力された２値データ系列は送
信部２及びアダグチイブ・ディジタルフィルタ８に供給
される。送信部２にて２値データ系列は伝送路符号に変
換された後、ノ・イブリッド・トランス３を介して２線
伝送路４へ送出される。ここに、ハイブリッド・トラン
ス３のインビーダンス不整合に起因して、送信部２の出
力が受信回路へエコーとして漏れ込みローパス・フィル
タ５に供給される。一方、受信信号も、伝送路４及びハ
イブリッド・トランス３を介してローパルス・フィルタ
５に供給される。ローパス・フィルタ５にて、不要な高
周波成分を抑圧された混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信
信号〕）は減算器１０に供給される。そこで、アダプテ
ィブ・ディジタルフィルタ８にて発生されたエコーレプ
リカは、Ｄ／Ａコンバータ９によシアナログ信号に変換
されて減算器１０に入力される。従って、減算器１０の
出力である差信号（＝〔混在信号〕−〔エコーレプリカ
〕＝〔エコー〕＋〔受信信号〕−〔エコーレプリカ〕）
の成分のうち、残留エコー（＝Ｃエコー〕−Ｃエコーレ
プリカ〕）カ受信信号に比べて十分小さくなれば、受信
部６にて正確に復調され出力端子７には受信された２値
データ系列が現われる。ここで、アダプティブ・ディジ
タルフィルタ８、Ｄ／Ａコンバータ９＃算ｉ１Ｑ及び１
６、スイッチ２４、極性検出器１２及び乗算器１３から
成る閉ループ回路は、アダプティブ・ディジタルフィル
タ８の適応動作ヲ芙現するものである◎アダプティブ・
ディジタルフィルタ８の構成については、第５図の従来
例で説明したものと同様に、第６図及び第７図の回路構
成と同一で良い。極性検出器１２の出力は乗算器１３に
て２α倍され誤差信号としてアダグチイブ・ディジタル
フィルタ８に供給される。次に、減算器１０の出力であ
る差信号の極性と差信号中の残留エコー成分の極性との
関係について詳細に説明するが、その前に伝送路符号に
ついて述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであシ同図（
ａ）はバイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ（ミニマム
・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示
す。第２図（、）に示したように、バイフェーズ符号で
は＠０”及び＠１”のデータに対し極性の反転したパル
ス波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ピット幅Ｔ
秒の中心で極性が反転しておシ、１ビツト内で正負がバ
ランスしてい、るという特徴をもっている。これに対し
、第２図（ｂ）に示したように、ＭＳＫ符号では４種類
のパルス波形を用意する。即ち０”及び′″１′のデー
タに対しそれぞれ極性の反転した■モードとｅモードの
２種類のパルス波形を用意する。これら２種類のモード
遷移は、第２図（ｂ）の太い矢印で示されており、現時
点のそ−ドは、１ビツト前のモードにより決定される。

このＭＳＫ符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転す
るという特徴をもっている。なおＭＳＫ符号では、１１
′に対しては１ビツト内で正負のバランスが取れている
が、′０”に対しては正負がバランスしていない０しか
しながら、第２図（ｂｌのモード遷移を示す太い矢印の
方向から明らかなように、連続するビット系列内で＠０
”が偶数個存在すれば正負のバランスは取れておυ、Ｄ
Ｃ成分はほとんど無視できると言える。第２図に示した
伝送路符号は、第１図の送信部２にて出力されることに
なる口 第３図は、第２図に示した伝送路符号を採用した時の受
信ｒ（ターン例を示す０第３図（ａｌ及び（ｂｌは第２
図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭＳＫ符号
の受信アイパターンでちる０同図に示すように、受信ア
イパターンは高域成分がカットされ丸みを帯びたものと
なる。今、第３図（ａｌに注目する。Ｔ秒離れた４組の
サンプル点の組合せをそれぞれ（”Ｏｇ　ｔｏ）＋（ｔ
ｔ＊　’ｔ）ｓ（’２＊　’台）及び（ｔｓｔｔ７）と
仮定する。この時、ｔ　＝　を品（ｍ＝０、１．２９３
）のサンプル値からｔ＝ｔｍのサンプル値を差引いた値
をＡｍとすれば、Ａｍは表１のように与えられることが
わかる。

表１　バイフェーズ符号の場合のＡｍの値″″０′と″
１″の出現確率は等しく　１／２であると仮定すると、
Ａｏ＝Ｏ，ＡＩ＝Ｏ，Ａｔ＝０及びＡｓ＝０となる確率
は、表１よシそれぞれ１／４．１／４゜１／２及び１と
なる。この例では第３図（ａｔに示すＴ秒離れた４組の
サンプル点について考えたが、同図よ）明らかなように
、どのような位相をとっても、正／負の逆転は別にして
表１に示す以外のパターンはあ）得ないことがわかる。

従って、現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差
引いた値が零となる確率の最小値は１／４となる。次に
第３図（ｂｌのＭＳＫ符号の受信アイパターンについて
考えると、第２図（ｂｌのモード遷移を参照してＡｍは
表２のように与えられる。　　　　　　　　　　−表２
　　Ｍ８に符号の場合のＡｍの値 ＠０′と＠１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ、＝０．　Ａ、＝Ｏ，Ａ、＝Ｏ及びＡ３
＝０となる確率は１表２よシそれぞれ１，１／２゜１／
４及び１／４となる。この例では第３図価）に示すＴ秒
離れた４組のサンプル点について考えたが、同図よシ明
らかなように、どのような位相をとっても正／負の逆転
は別にして、表１に示す以外のパターンはあシ得ないこ
とがわかる。従って、Ｍ　Ｓ　Ｋ符号の場合にも、現在
のサンプル値からＴ秒前のサンダル値を差引いた値が零
となる確率の最小値は１／４となる０以上、バイ７工−
ズ符号及びＭＳＫ符号を例に挙げて述べたように、現在
のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零
となる確率の最小値は共に１／４となることがわかる◎
これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、前記確率の最小値は零でない値をもつことは明らか
である。さらに、今までは、現在のサンプル値からＴ秒
（データレートは１／Ｔビット／秒とする０）前のサン
プル値を差引いた値を対象としてきたが、現在のサンプ
ル値から７−Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値も同様に１／４となるこ
とがわかる。次に、この確率がエコーキャンセラの適応
動作の中で、どのような意味を持つかについて、第１図
を参照して説明するり 第１図に示す本発明の一実施例において参照数字１６は
減算器、参照英字Ｓ　Ｈ＋　ｔ　Ｓ　Ｈ２、・・・・・
。

ＳＨＲは、サンプル・ホールド回路、参照数字１７及び
参照数字２４はスイッチ、参照数字１２は極性検出器で
ある◎ここで、アゲブチイブ・ディジタルフィルタ８が
適応動作を行なうためには、極性検出器１２にて、減算
器１０の出力である差信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号
〕−〔エコーレプリカ〕）中に含まれる残留エコー（＝
〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）成分の極性が正確に
得られる確率が零でないという条件が必要であることは
前に述べた。第１図において、サンプル・ホールド回路
ＳＨ，、ＳＨ，、・曲＊５ＨＩＬｓスイッチ１７及び減
算器１６は、この条件を満足する目的で付加されたもの
であシ、減算器１６の出力には、現在のサンプル１直か
らＴ秒前のサンプル値を差引いた差のサンプル値が１７
８秒毎に現われるように動作する。Ｒは前述の補間定数
を示す正の整数である０減算器１０の出力である差信−
号を入力とする８個のサンプル・ホールド回Ｍ　ＳＨ，
、ＳＨｚ　、・・・・・。

ＳＨＲのサンプル位相はこの順にＴ／ＩｉＬ秒ずれてお
）各々′ｒ秒毎に入力（ｉｉｒ号を標本化した後その値
を保持する。ここでは、標本化に要する時間は無視でき
ると仮定している。８個のサンプル・ホールド回路ＳＨ
，，８Ｈ２，・・・・・ｗＳＨＩＬの出力はスイッチ１
７の入力接点となる。スイッチ１７は多接点スイッチで
あシ、８個のテンプル・ホールド回路８Ｈ，，８Ｈ，、
・・・・・、８Ｈ，の出力をこの順に１７８秒毎に選択
して出力し減算器１６に供給される口取上の動作により
、′：＄、算器１６の出力には現在のサンプル１直から
Ｔ秒前のサンプル値を差引いた差のサンプル値が１７８
秒毎に現われる。表１及び表２の説明で述べたように減
算器１０の出力である差信号の中の受信信号成分は、減
算器１６の出力では確率１／４以上で受信信号が零にな
ることは明らかであるク一方、減算器１６の出力に含ま
れている残留エコー成分について考えると、現在の残留
エコーの値からＴ秒前の残留エコーの値を差引いた値が
残留エコー成分として減算器１６から出力される。現在
の残留エコーの値とＴ秒前゛の残留工；−の１直とは無
相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム
雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの値の
振幅分布は正負対称でちゃ、振幅ｄが１ｄ１くδ（但し
０≦δ）となる確率は、零でなくある正の値をとる。

従って、減算器１６の出力信号を入力とする極性検出器
１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力される
確率は零でないある正の値をとることがわかる。

次に、減算器１６の出力及び減算器１ｏの出方は共にス
イッチ２４の入力接点に供給される。さらにスイッチ２
４の出力は極性検出器１２に供給されている０ここで極
性検出器１２のサンプリング周期をＴ／Ｒ妙とする。但
しＲは補間定数であシ正整数とする０今Ｒ＝４と仮定す
ると、第３図の受信アイパターン例を参照すれば明らか
なように、サンプリング位相を適当に選択することにょ
プ受信信号の零交差点とサンプリング点が一致する場合
がＴ秒内に２回存在することがゎがる口受信信号が零交
差するサンプリング点では、減算器ｌＯの出力である差
信号の中の受信信号成分は零となるから差信号の極性と
残留エコーの極性は無条件に一致することになる。そこ
で、極性検出器１２のサンプリング位相に応じてスイッ
チ２４を動作させる、即ち受信信号が零交差するサンプ
リング点ではスイッチ２４は減算器１０の出力を選択し
て出力し、その他のサンプリング点ではスイッチ２４Ｊ
−ｉ減算器１６の出力を選択して出力するように構成す
ることによシ、アダプティブ・ディジタルフィルム８の
適応動作が保証されることＫなる。以上の説明ではｉ＝
４と仮定したがＲが２以上の任意の整数でも良いことは
明らかである口また、アダグチイブ・ディジタルフィル
タ８、Ｄ／Ａコンバータ９、スイッチ２４、極性検出器
１２及び乗算器１３の動作のサンプリング位相は、受信
信号の位相に合致させる必要があることは言うまでもな
い口なお、第１図において、サンプル・ホールド回路Ｓ
Ｈ８，ＳＨｚ・曲、ｓＨＲの標本化に要する時間は無視
できると仮定していたが、これが成立しない場合には、
サンプル・ホールド回路の個数を２Ｒ個用意すれば良い
。この時各サンプル・ホールド回路は、２Ｔ秒毎に入力
信号を標本化し保持する０また、スイッチ１７０周期は
２Ｔ秒となる。

次に、本発明の他の実施例について図面を参照して詳細
に説明する。

第４図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

同図において第１図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第４
図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図で
は加算器１８に置換えられていることでアシ、その他の
部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器１
０の出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ秒
前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、こ
の和の値の極性を極性検出器１２で検出することになる
。そこで伝送路符号の例を示した第２図及びその受信ア
イパターン例を示した第３図を用いて表１及び表２に対
応する表を求めてみる。

まず、第３図（，１に注目し、Ｔ秒離れた４組のテンプ
ル点の組合せをそれぞれ（ｔｏｓ　ｔｏ’）、（’ｓｐ
　ｔ、）。

（ｔｚ　ｔ　ｔｒ）　及ヒ（ｔｓ　ｔ　’７）　（！：
　仮定ｆル。コノ時ｔ＝ｔ′ｍ（ｍ＝ｏｙ　１．２．３
　）のサンプル値と、ｔｚｔｍのサンプル値の和をＢｍ
とすれば、Ｂｍは表３のように与えられることがわかる
０同様に第３図（ｂｌに対して、表４が得られる０ 表３　バイフェーズ符号の場合の貼の値表４　　Ｍ８に
符号の場合の昭の値 ′０”と＠１″の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、３０＝０．　Ｂ、＝Ｏ，Ｂ、＝０及びＢ、
＝０となる確率は、表３に示すバイ７工−ズ符号の場合
【は、それぞれ１／２，１／４．１／２及び１とな９１
表４に示すＭ８に符号の場合には、それぞれ１，１／２
，１／４，１／２となる。従って現在のサンプル値とＴ
秒前のサンプル値との和が零となる確率の最小値は１／
４であり、このことは、任意のサンプリング位相で成シ
立つ。また、表３及び表４にはそれぞれバイ７工−ズ符
号及びＭＳＫ符号の場合を示したがこれら以外の伝送路
符号についても同様に考えれば現在のサンプル値とＴ秒
前のサンプル値との和が零となる確率の最小１直は零で
ない値をもつことは明らかである。さらに、現在のサン
プル値とｔ゛・Ｔ秒（ｌは正整数）前のサンプル値との
和が零となる確率の最小値も同様に零でない値をもつこ
とは言うまでもない。

そこで、第４図の説明に戻ると、減）Ｆ器１０の出力で
ある差信号は受信部６に供給されると共に、Ｒ個のサン
プル・ホールド回路ＳＨ１，８１１，、曲・。

ＳＨ凰にも供給される０第１図の説明で述べたようにス
イッチ１７の出力には、Ｔ／Ｒ秒毎に、減算器１０の出
力を７秒遅延させたサンプル値が現われる。従って、加
算器１８の出力には現在の値とＴ秒前のサンプル値との
和が現われることになる。

表３及び表４より、減算器１０の出力である差信号の中
の受信信号成分は、加算器１６の出力では確率１／４以
上で受信信号が零になることはゆ］らかである。一方、
加算器１８の出力に含まれている残留エコー成分につい
て考えると、現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコ
ーの和が残留エコー成分として加算器１８から出力され
る。現在の残留エコーの値とＴ秒前の残留エコーの値と
は無相関であるから、Ｔ秒前の残留エコーの値は、ラン
ダム雑音とみなすことができる。Ｔ秒前の残留エコーの
値の振幅分布は正負対称であシ、振幅ｄが１ｄ１くδ（
但しＯ≦δ）となる確率は零ではなくある正の値をとる
０従って、加算器１８の出力信号を入力とする極性検出
器１２にて、現在の残留エコーの極性が正確に出力され
る確率は零でないある正の値をとることがわかる。加算
器１８の出力及び減算器１０の出力は共にスィッチ２４
０入力接点に供給される０スイツチ２４の動作は第１図
と全く同一であるので、ここでは説明を省略する。以上
述べたような回路動作によシアダプティブ・ディジタル
フィルタ８の適応動作が保証されることがわかる０なお
、第４図において、サンプル・ホールド回路ＳＨ，，Ｓ
Ｈ，，・・・・・、　８ＨＢの標本化に要する時間は無
視できると仮定していたが、これが成立しない場合には
、サンプル・ホールド回路の個数を２Ｒ個用意すれば良
い０この時、各サンプル・ホールド回路は２Ｔ秒毎に入
力信号を標本化し保持する。またスイッチ１７の周期は
２Ｔ秒となる。

以上、２つの実施例に基づいて本発明の詳細な説明した
が、２線伝送路の線路損失を補償するための線路等信器
は、第１図及び第４図において、受信部６の中に含めて
考えても良いし、ローパスフィルタ５と減算器１０の間
に挿入壁ても良い。

またＭ８に符号を採用した場合１０１と”１”に対する
パルス波形が異なることと、各々■モードとｅモードを
有するという２つの理由によシアダグティブ・ディジタ
ルフィルタ８の構成は、バイフェーズ符号の場合と若干
異なる。即ち、′″０′及び′″１＃のパルス波形が異
なることに対応させて、タップ係数を２種類用意し個別
に更新させる必要があること、また、送信部２よシモー
ド信号を受けタップ係数を区別することが必要となる。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
残留エコー士受信信号）について、現在の値とＴ秒前の
値との差又は和をとることによシ受信信号成分は零でな
いある正の値の解重でキャンセルされる。従って、その
差又は和の極性を検出することによシ、アダプティブ・
ディジタルフィルタの適応動作が保証される０また、本
発明によれば、Ｔ秒の遅延を与える複数個のサンプル・
ホールド回路とスイッチから成るブロックと、減算器（
又は加算器）とスイッチとを組合せることによ）、上述
の適応動作を保証できるから、制御が簡単でかつハード
ウェア規模の小さいエコー除去装置を提供で・きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）ｔ　（ｂｌは伝送路符号のパルス波形の例を示す
図、第３図（ａｌｅ　（ｂ）は、受信アイパターンの例
を示す図、第４図は本発明の他の実施例を示すブロック
図、第５図は従来例を示すブロック図、第６図はアダプ
ティブ・ディジタルフィルタの構成ヲ〜示す図、第７図
は係数発生器の構成を示す図である。 図において、 ２は送信部、３はハイブリッド・トランス、４は２線伝
送路、５はローパス・フィルタ、６は受信部、７は出力
端子、８はアダプティブ・ディジタルフィルタ、９はＤ
／Ａコンバータ、１０及び１６は減算器、１１及び１８
は加算器、１２は極性検出器、１３は乗算器、１４は振
幅制御回路、１５はランダム信号発生器、１７及び２４
はスイッチ、８Ｈ，，３Ｈ，、・・・・・、ＳＨＲはす
／グル舎ホールド回路、１００１．Ｚｏｏ、、・・・・
・ｖ　１００　Ｎ／Ｒ−１は遅延素子、１ｏ１．．１０
２ｔｔ・・・・・＊１０１Ｎ−１は乗算器、１０２．．
１０２に、　・・−ｔ　１０２Ｒ−１は加算器、１０３
及び１０４は多接点スィッチ、２０４は乗算器、２０５
は加算器、２０６は遅延素子をそれぞれ示す０７−７ 第２図 ・ｏ”　　　　（ａ）　　　　・１・・（ｂ） 第３図 （ａ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ２線／４線変換回路の４線側にて送信回路より受信回路
   へ漏れ込むエコーを除去する際に、送信データ及び誤差
   信号を受け適応的にエコーレプリカを生成するためのア
   ダプティブ・フィルタと、該エコーと受信信号が混在し
   た混在信号と該エコーレプリカとの差を得るための減算
   器と、該減算器の出力を標本化し保持するための複数個
   のサンプル・ホールド回路と、該複数個のサンプル・ホ
   ールド回路の出力を周期的に順次切換えて選択出力する
   ための第１のスイッチと、該減算器の出力と該第１のス
   イッチの出力との差又は和を得るための演算器と、該減
   算器の出力と該演算器の出力とのいずれか一方を選択出
   力するための第２のスイッチと、該第２のスイッチの出
   力の極性を判定するための極性検出器と、該極性検出器
   の出力を定数倍するための重みづけ回路とを少なくとも
   具備し、該重みづけ回路の出力を該誤差信号として該ア
   ダプティブ・フィルタに帰還するように構成したことを
   特徴とするエコー除去装置。