JPS6173429A

JPS6173429A - エコ−除去方法

Info

Publication number: JPS6173429A
Application number: JP19610884A
Authority: JP
Inventors: Akira Kanemasa; 金政　晃; Akihiko Sugiyama; 昭彦杉山
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-09-19
Filing date: 1984-09-19
Publication date: 1986-04-15

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、２線双方向デイジタル伝送を実現するだめの
、エコー除去の方法に関する。

（従来技術の問題点）ペア線を用いて２線双方向デイジタル伝送を実現するだ
めの公知の技術としてエコーキャンセラが知られている
（アイイーイーイー・トランザクションズ９オン・アク
ースティクス・スピーチ−アンド・シグナル・プロセッ
シング（ＩＢＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　Ａ
ＣＯＵＳＴＩＣ８ｐ　５ＰＥＥＣＨＡＮＤ８ＩＧＮＡＬ
　ＰＲＯＣＢＳＳＩＮＧ　）　２７巻６号、　１９７９
年少７６８〜７８１ページ）。エコーキャンセラはエコ
ーのインパルス応答の長さ分のタップ係数を持つ適応型
（アダプティブ）フィルタを用いて送出データ系列に対
応した擬似エコー（エコーレプリカ）を生成することに
より、２線／４線変換回路にて送信回路から受信回路に
漏れ込むエコーを抑圧するように動作する。この時、適
応フィルタの各タップ係数はエコーと受信信号が混在し
た混在信号からエコーレプリカを差引いた差信号と送出
データとの相関をとることにより逐次修正される。

このような適応フィルタの係数修正即ち、エコーキャン
セラの収束アルゴリズムについては前記参考文献に記載
されており、その代表的なものとして、ストキャーステ
ック・イタレーション・アルゴリズム（５ｔｏｃｈａｓ
ｔｉｃ　１ｔｅｒａｔｉｏｎ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）と
サイン・アルゴリズムが知られている。

２線双方向デイジタル伝送を実現するには、ＬＳＩ化が
必要であり、最近著しい技術進歩をとげているディジタ
ル・デバイス技術を適用できる方式が望ましい。この時
、前述の適応型フィルタとしてディジタルフィルタを用
いて構成しようとすると、アナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ　’）コンバータ及びディジタル／アナログ（ｐ／△
）コンバータが必要となる。このうちＤ／Ａコンバータ
の所要ビット数はシステムの要求条件から定まり、例え
ば公衆通信網の加入者線への応用では、１２ピット程度
必要とされる。一方、Ａ／Ｄコンバータの所要ビット数
は、システム条件のみならず、前述のエコーキャンセラ
の収束アルゴリズムにも依存する。例えば、公衆通信網
の加入者線に応用する場合、ストキャーステック・イタ
レーション・アルゴリズムを採用すると８ビット程度必
要であるのに対し、サイン・アルゴリズムでは１ビツト
ですむという特徴がある。ところが、サイン・アルゴリ
ズムでは、前述の差信号の極性により、適応フィルタの
タップ係数の修正を行なうため、差信号中に含まれてい
る残留エコーの極性と差信号の極性とが一致しなくなる
と適応動作が不可能になるという問題が生じる。例えば
、伝送路符号としてパイフェーズ符号のような２値打号
を使用した場合、受信信号の存在により、残留エコー（
エコーとエコーレプリカとの差）レベルが受信信号レベ
ルと同等程度になると前述の問題が発生ずる。

そこで、この問題を解決するだめの従来技術について次
に述べる。

第５図は、サイン・アルゴリズムを採用した場合のエコ
ーキャンセラの従来例を示したものである。ここで第５
図の回路は、２線伝送路４を介して対向で接続されてい
るものとする。加入者ケーブルを対象とすれば、一方は
局側に、他方は加入者側に設置される。ここでは説明を
簡単にするために、ベースバンド伝送を仮定し、第５図
を加入者側回路として説明する。

第５図において、入力端子１には２値データ系列が供給
され送信部３及びアダプティブ・ディジタルフィルタ８
に入力される。送信部３にて、２匝デ一タ系列は伝送路
符号に変換された後、ノ・イブリッド・トランス（ＨＹ
Ｂ）３を介して２線伝送路４に送出される。一方、送信
部２にて発生された送信信号の一部はエコー成分として
ハイブリッド・トランス３の出力に現われローパス・フ
ィルタ（ＬＰＦ’）５に供給される。また、第５図の回
路に対向した相手側（今の説明では局側となる）から送
出された受信信号は、２１＃Ａ伝送路４及びノ・イブリ
ッド・トランス３を介してローパス・フィルタ５に供給
される。従って、ローパス・フィルタ５の出力は、受信
信号とエコーが混在した混在信号トする。なおローパス
・フィルタ５の役割は、所望の信号帯域以外の周波数成
分を抑圧することである。

ローパス・フィルタ５の出力は減算器ｌＯに供給される
。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８、Ｄ／
Ａコンバータ（ＤＡＣ）９、減算器１０、加算器１１．
極性判定回路１２及び乗算器１３から成る閉ループ回路
は、ローパス・フィルタ５の出力である混在信号中のエ
コーを除去するように動作する。これは、アダプティブ
・ディジタルフィルタ８がエコーレプリカを生成するこ
とにより実現される。そこでアダプティブ・ディジタル
フィルタ８について詳細に説明する。

第６図は、第５図のアダプティブ・ディジタルフィルタ
８の詳細ブロックを示したものである。

第６図における入力信号１０５及び１０６はそれぞれ第
５図の入力端子１から供給された２値データ系列（＋１
または−１の値をとる）及び乗算器１３の出力に対応し
ている。また、第６図における出力信号１０７は、第５
図のアダプティブ・ディジタルフィルタ８の出力信号に
対応している。

２値データ系列１０５は、遅延素子１００１・乗算器１
０１゜、１０１．、・・・・・・＋　１０１．−１　及
び係数発生器Ａ。ｊＡ、＃・・・・・・ｊ　Ａ　Ｒ−１
に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子ｔｏｏ、’
　１００ｔ　’・・・　２”’Ｎ／Ｒ−ｔは、この頭に
接続されており、各々フリノブ・フロッグで実現するこ
とができる。ここでＮ及びＲは正整数であり、ＲはＮの
約数とする。

また２ｆ直デ一タ系列１０５のデータレートは１／Ｔビ
、ト／秒である。遅延素子１００　、（ｉ＝１　ｊ２ツ
・・・・・・、Ｎ／几−１）の出力はそれぞれ、乗算器
１０１　夕１０１ｊ＋１１・・・・−冒１０１．＋８−
１及び係数発生器に；　＋　Ａｊ＋１１・・・・・・ｐ
Ａ、＋□−１に供給される。但し、ｊ　＝　ｉ　Ｘ　Ｒ
である。乗算器１０１．　＋１０１　　タ・−・・・−
ν１０１に十Ｎ４　（ｋ＝Ｏｔ　１１・・・？に十Ｂ几−１）ではそれぞれ係数発生器ｋｋＴ　ｋｈ＋Ｒｐ・
・・夛”ｋ＋Ｎ−Ｒの出力である各係数と入力データが
掛けられた後、各乗算結果は、すべて加算器１０２．に
入力され加算される。Ｒ個の加算器１０２．１０２．　
。

・・・・・・シ１０２□−８の出力はスイッチ１０３の
入力接点となる。スイッチ１０３はＴ秒を周期とする多
接点スイッチでちゃ、九個の加算器１０２゜、１０２．
。

１０２８−１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出
力し、出力信号１０７となる。出力信号１０７はエコー
レプリカであり、Ｔ／几秒毎にエコーレプリカが発生さ
れる。Ｒは補間定数（インターポレーション・７アクタ
）と呼ばれ、所要の信号帯域内でエコーを除去するため
に通常几は２以上の整数となる。一方、スイッチ１０３
と同期して動作するスイッチ１０４はスイッチ１０３と
入出力が逆転している。即ちスイッチ１０４は入力信号
１０６をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順番に分配する機能
を果す。スイッチ１０４の各接点出力は同期して動作す
るスイッチ１０５に対応した接点に入力される信号経路
に存在する係数発生器に供給されている。次に係数発生
回路について詳細に説明する。

第７図は、第６図の係数発生器Ａ　ｔ　（ｊ！　＝Ｏｊ
Ｉ　Ｊ・・・・・・ｊＮ−１）の詳細ブロック図を示し
たものである。第７図の入力信号２００は、第６図にお
ける２値データ系列１０５又は遅延素子１００□ν１ｏ
ｏｚ　、・−・・・冒１００Ｎ／Ｒ−ｓの出力信号に対
応している。また第７図の入力信号２０１は、第６図に
おけるスイッチ１０４の接点出力に対応している。

さらに、第７図の出力信号２０３は第６図における係数
発生器Ａ、の出力に対応している。第７図において入力
信号２００及び２０１け乗算器２０４に供給されその乗
算結果は加算器２０５の一方の入力となる。加算器２０
５の出力はＴ秒の遅延素子２０６を介して帰還されてお
り、Ｔ秒毎に行なわれる係数の更新は、乗算器２０４に
供給されている入力信号２００及び２０１の相関値を１
サンプル前の係数値に加えることにより実現される。

出力信号２０３が係数である。

以上第６図及び第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・ディジタルフィルタ８により発生されたエコ
ーレプリカは、Ｄ／Ａコンバータ９に供給され、ディジ
タル信号からアナログ信号に変換されて減算器１０の一
方の入力となる。減算器１０ではローパスフィルタ５の
出力信号である混在信号（＝エコー士受信信号）からエ
コーレプリカを差引いた差信号（＝〔残留エコー〕＋〔
受信信号〕。但し〔残留エコー〕＝〔エコー〕−〔エコ
ーレプリカ〕）が得られ、受信部６、加算器１１及び振
幅制御回路１４に供給される。受信部６では、クロック
の抽出、受信信号の復調などが行なわれ、識別されたデ
ータは出力端子７に現われる。振幅制御回路１４は、ラ
ンダム信号発生器１５にて発生されたランダム信号の最
大振幅値を、減算器】０の出力である差信号の振幅又は
電力を参照して制御するという機能を果す。振幅制御回
路１４にて制御された最大振幅をもつランダム信号は加
算器１１の一方の入力となる。減算器１０の出力である
差信号と、振幅制御回路１４の出力である振幅制限を受
けたランダム信号は加算器１１にて加算された後、極性
検出器１２にてその極性のみ検出される。さらに、極性
検出器１２の出力は乗算器１３にて２α（αは正数）倍
された後、誤差信号としてアダプティブ・ディジタルフ
ィルタ８に供給される。第６図の入力信号１０６が誤差
信号に対応している。ここで前述のアダプティブ・ディ
ジタルフィルタ８が適応動作を行なうためＫは極性検出
器１２にて、残留エコーの極性を正しく検出することが
必要となる。ところが減算器１０の出力である差信号の
中には受信信号が含まれているから、第５図において、
減算器１０の出力を直接極性検出器１２に入力したと仮
定すると、残留エコーレベルが受信号レベルと同等程度
になると、極性検出器１２の出力では残留エコーの極性
が正確に得られなくなってしまう。従って、アダプティ
ブ・ディジタルフィルタ８の適応能力が失なわれること
になる。そこで、従来は、第５図に示したように加算器
１１＃振幅制御回路１４及びランダム信号発生器１５を
付加して、減算器１０の出力信号である差信号に受信信
号レベルと同等程度のランダム信号を加えることにより
アダブティプ・ディジタルフィルタ８０過応動作を保証
するという方法が用いられていた。この方法は、受信信
号と同等レベルのランダム信号を差信号に加えることに
より、受信信号をキャンセルする確率を発生させる。こ
の確率は極性検出器１２にて残留エコーの極性が正しく
得られる確率となるからアダプティブ・ディジタルフィ
ルタ８の適応動作が保証されることになる。

ところが、第５図に示した従来の方法では、ランダム信
号の発生が必要となると共に、所望のエコー抑圧度を得
るためには、差信号に加えるべきランダム信号の最大値
を受信信号レベルと同程度に保つという複雑な制御を必
要としハードウェア規模が大きくなるという欠点があっ
た。

（発明の目的）そこで、本発明の目的は、簡単でかつハードウェア規模
の小さいエコー除去の方法を提供することにある。

（発明の構成）本発明によれば、２線／４線変換回路の４線側にてアダ
プティブ・フィルタにより発生される擬似エコーを用い
て送信回路よシ受信回路へ漏れ込むエコーを除去するた
めのエコー除去方法であって、該エコーと受信信号が混
在した混在信号から該擬似エコーを差引いて差信号を得
た後、該差信号から該差信号を遅延させた遅延信号とを
刀ｎ算もしくは減算して誤差信号を求め、該アダプティ
ブ・フィルタのタップ係数の逐次更新に該誤差信号の極
性を用いるようにしたことを特徴とするエコー除去方法
が得られる。

（発明の原理）本発明は、ランダム信号を付加して受信信号が零でない
確率でキャンセルされるようにするという従来の方法と
は異なり、受信信号のアイパターンの特性に注目し受信
信号がキャンセルされる確率を零にしないように構成し
た。即ち２値打号系を含む伝送路符号の受信信号のアイ
パターンの特性によれば、現在のサンプル値とｎサンプ
ル（ｎは正整数）前のサンプル値がはぼ同一の値又は、
逆極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確率の最小
値は零でないある正の値をとる。従りて、差信号（＝残
留エコー十受信信号）について、現在のサンプル値とｎ
サンプル前のサンプル値の差又は和をとることＫよシ、
受信信号は零でないある正の値の確率でキャンセルされ
ることになる。

それ故、その差又は和の極性を検出すれば、残留エコー
の符号が零でないある正の値の確率で検出できるから、
アダプティブ・ディジタルフィルタの適応動作が保証さ
れる。

（実施例）次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である。

同図において、第５図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは、第５図と同一の機能をもつものとする。

第１図と第５図の相異点は減算器１６及び１秒の遅延を
与える遅延素子１７から成る回路であり、その他の構成
は第５図と全く同一である。この回路について説明する
前に１全体の構成について、簡単に述べる。入力端子１
に入力された２値データ系列は送信部２及びアダプティ
ブ・ディジタルフィルタ８に供給される。

送信部２にて２値データ系列は伝送路符号に変換された
後、ハイブリッド・トランス３を介して２線伝送路４へ
送出される。ここに、ハイブリッド・トランス３のイン
ピーダンス不整合に起因して、送信部２の出力が受信回
路へエコーとして漏れ込みローパス・フィルタ５に供給
される。一方、受信信号も、伝送路４及びハイブリッド
・トランス３を介してローパルス・フィルタ５に供給さ
れる。

ローパス・フィルタ５にて、不要な高周波成分を抑圧さ
れた混在信号（＝〔エコー〕＋〔受信信号〕）は減算器
１０に供給される。そこで、アダプティブ・ディジタル
フィルタ８にて発生されたエコーレプリカはＤ／Ａコン
バータ９によりアナログ信号に変換されて減算器１０に
入力される。従って、減算器１０の出力である差信号（
＝〔混在信号〕−〔エコーレフリカ）＝（エフ−）＋Ｃ
Ｃ受信信号−〔エコーレプリカ〕）の成分のうち、残留
エコー（＝〔エコー〕−〔エコーレプリカ〕）が受信信
号に比べて十分小さくなれば、受信部６にて正確に復調
され出力端子７には受信された２値データ系列が現われ
る。ここで、アダプティブ・ディジタルフィルタ８、Ｄ
／Ａコンバータ９、減Ｘ１１０、減算器１６、極性検出
器１２及び乗算器１３から成る閉ループ回路はアダプテ
ィブ・ディ、ジタルフィルタ８の適応動作を実現するも
のである。

アダプティブ・ディジタルフィルタ８の構成については
、＠５図の従来例で説明したものと同様に、第６図及び
第７図の回路構成と同一で良い。極性検出器１２の出力
は乗算器１３にて２α倍され誤差信号としてアダプティ
ブ・ディジタルフィルタ８に供給される。次洗、極性検
出器１２の出力と、減算器１０の出力である差信号中の
残留エコー成分の極性との関係について詳細に説明する
が、その前に伝送路符号について述べる。

第２図は、２値打号の代表例を示したものであシ同図（
、）はバイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ（ミニマム
・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示
す。第２図（ａ）Ｋ示したように、バイフェーズ符号で
は“０”及び”１″のデータに対し極性の反転したパル
ス波形を割当てる。両者のパルスは共に、１ビット幅Ｔ
秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内で正負がバ
ランスしているという特徴をもっている。これに対し、
第２図（ｂ）に示したように、ＭＳＫ符号では４２！！
類のパルス波形を用意する。即ち′０″及び′１＃のデ
ータに対しそれぞれ極性の反転した■モードと○モード
の２ａ類のパルス波形を用意する。これら２種類のモー
ド遷移は第２図（ｂ）の太い矢印で示されており、現時
点のモードは１ビツト前のモードにより決定される。こ
のＭＳＫ符号は、ビットの境界にて必ず極性が反転する
という特徴を持っている。なおＭ８に符号では１ｎに対
しては１ビツト内で正負のバランスが取れているが、”
Ｏ”に対しては正負がバランスしていない。しかしなが
ら、第２図（ｂ）のモード遷移を示す太い矢印の方向か
ら明らかなように、連続するビット系列内で”Ｏｎが偶
数個存在すれば正負のバランスは取れており、ＤＣ成分
はほとんど無視できると言える。第２図に示した伝送路
符号は、第１図の送信部２にて出力される。

は第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭＳ
Ｋ符号の受信アイパターンである。同図に示すように、
受信アイパターンは、高域成分がカントされ丸みを帯び
たものとなる。今、第３図（ａ）に注目する。Ｔ秒離れ
た４組のサンプル点の組合せをそれぞれ（ｔｏｌ　ｔｏ
’）　ｌ　（ｔｔ　Ｆ　ｌ、’）＃（ｔ、　Ｉ　ｔ、／
）及び（ｔｓ・ｔ、′）と仮定する。この時、ｔ＝　’
ｍ’（ｍ＝ｏｐ１−２１３）のサンプル値からｔ＝ｔｍ
’のサンプル値を差引いた値をＡｎｌとすれば、Ａｍは
表１のように与えられることがわかる。

表１　バイフェーズ符号の場合のＡｍＯ値“０”と”１
＃の出現確率は等しく１／２であると仮定すると、Ａ、
＝Ｏ、Ａ、＝ＯＩ　Ａ２＝０及びＡ、＝０となる確率は
表１よりそれぞれ１／４　、１／４・１／２及び１とな
る。この例では第３図（ａ）に示すＴ８″離れた４組の
サンプル点について考えたが、同図より明らかなように
、どのような位相をとっても正／負の逆転は別にして表
１に示す以外のパターンはあり得ないことがわかる。従
って、現在のサンプル匝からＴ秒前のサンプル値を差引
いた値が零となる確率の最小値は１／４となる。次に第
３図（ｂ）のＭＳＫ符号の受信アイパターンについて考
え乙と、第２図（ｂ）のモード遷移を参照してＡｍは表
２のように与えられる。

表２　　Ｍ８に符号の場合のＡｍＱ値 ”０″と”１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ａ６　＝０　）　ＡＨ＝Ｏ＋　Ａｍ　＝　
Ｏ及びＡ、＝Ｏとなる確率は、表２よシそれぞれ１．１
／２．１／４及び１／４となる。この例では第３図（ｂ
）に示すＴ秒離れた４組のサンプル点について考えたが
、同図より明らかなように１どのような位相をとっても
正／負の逆転は別にして、表１に示す以外のパターンは
あシ得ないことがわかる。

従って、Ｍ８に待ちの場合にも、現在のサンプル値から
Ｔ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率の最小
値は１／４となる。以上、バイフェーズ符号及びＭＳＫ
符号を（ｆｌＪに挙げて述べたように、現在のサンプル
値からＴ秒前のサンプル値を差引いた値が零となる確率
の最小値は共に１／４となることがわかる。これらの符
号以外の伝送路符号についても同様に考えると、前記確
率の最小値は零でない値をもつことは明らかである。さ
らに、今までは、現在のサンプル値からＴ秒（デごタレ
ートは１／Ｔビット／秒とする。）前のサンプル値を差
引いた値を対象としてきたが、現在のサンプル値からｌ
−Ｔ秒（ｊは正整数）前のサンプル値を差引いた値が零
となる確率の最小値も同様に１／４となることがわかる
。次に、この確率がエコーキャンセラの適応動作の中で
どのような氷床を持つかについて第１図を参照して説明
する。

第１図に示す一実施例において、参照数字１７はＴ秒の
遅延を与える遅延素子、参照数字１６は減算器、参照数
字１２は極性検出器である。ここで、アダグチイブ・デ
ィジタルフィルタ８が適応動作を行なうためには、極性
検出器１２にて、減算器１０の出力である差信号（＝〔
エコー〕＋〔受信４５号〕−〔エコーレプリカ〕）中に
含まれル残留エコー（＝（エコー〕−〔エコーレフリカ
〕）成分の極性が正確に得られる確率が零でないという
条件が必幾であることは前に述べた。第１図において、
減算器１６及び遅延素子１７はこの条件を満足する目的
で付加されたものであり、減ｊＩ器１７の出力には現在
の値からＴ秒前の値を差引いた値が現われるようになっ
ている。表１及び表２の説明で述べたように減算器１０
の出力である差信号の中の受信信号成分は減算器１６の
出力では確率１／４以上で受信信号が零になることは明
らかである。一方、減算器１６の出力に含まれている残
留エコー成分について考えると、現在の残留エコーの値
からＴ秒前の残留エコーの値を差引いた値が残留エコー
成分として減算器１６から出力される。現在の残留エコ
ーの値とＴ秒前の残留エコーの値とは無相関であるから
Ｔ秒前の残留エコーの値は、ランダム雑音とみなすこと
ができる。

Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称であり、
振幅ｄがｌｄｌ≦δ（但し０≦δ）となる確率は零でな
くある正の値をとる。従って、減算器１６の出力信号を
入力とする極性検出器１２にて、現在の残留エコーの極
性が正確に出力される確率は零でないある正の値をとる
ことがわかる。

それ故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動
作が保証されることになる。なお、第１図では遅延素子
１７ばＴ秒の遅延を与えるものとして説明したが、表１
及び表２の説明の中で述べたように１遅延量として／−
Ｔ秒（ｌは正整数）としても同様の効果が得られる。

第４図は、本発明の他の実施例を示すブロック図である
。同図において第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能をもつものとする。第
４図と第１図の相異点は、第１図の減算器１６が第４図
では加算器１８に置換えられていることでちり、その他
の部分は全く同一である。従って、第４図では、減算器
ｌＯの出力である差信号に関し、現在の差信号の値とＴ
秒前の差信号の値との和が加算器１８の出力に現われ、
この和の値の極性を極性検出器１２で検出することにな
る。そこで、伝送路符号の例を示した第２図及びその受
信アイパターン例を示した第３図を用いて、表２及び表
３に対応する表を求めてみる。まず、第３図（ａ）に注
目し、Ｔ秒離れた４組のサンプル点の組合せをそれぞれ
（ｔ（１ｒ　ｊ（１’）　ｙ（ｔ、　ｌ　ｔｌ’）・（
１２・ｔ２′）及び（ｔｓ山、′）と仮定する。この時
ｔ＝ｔ　’　（ｍ＝ｏ　ｅ　１　＋　２　ｐ　３）のサ
ンプル値と、１＝１ｍのサンプル値の和をＢｍとすれば
Ｊ３ｍは表３のように与えられることがわかる。同様に
第３図（ｂ）に対して、表４が得られる。

表３　バイフェーズ符号の場合のＢｍの値表４　　Ｍ８
に符号の場合のＢｍＯ値 ″′０”と１”の出現確率は等しく各々１／２であると
仮定すると、Ｂｏ　−〇　ｐ　Ｂ＋　−〇　’　Ｂ２−
０　　及びＢ、＝０となる確率は、表３に示すノくイフ
エーズ符号の場合にはそれぞれ１／２，１／４．１／２
及び１となり、表４に示すＭ　Ｓ　Ｋ符号の場合にはそ
れぞれ１．１／２．１／４．１／２となる。従って現在
のサンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確
率の最小値は１／４であり、このことは任意のサンプリ
ング位相で成り立つ。また、表３及び表４にはそれぞれ
バイフェーズ符号及びＭＳＫ符号の場合を示したが、こ
れら以外の伝送路符号についても同様に考えれば現在の
サンプル値とＴ秒前のサンプル値との和が零となる確率
の最小値は零でない値をもつことは明らかである。

さらに、現在のサンプル値と！・Ｔ秒（ｌは正整数）前
のサンプル値との和が零となる確率の最小号は受信部６
に供給されると共に、加算器１８及びＴ秒の遅延を与え
る遅延素子１７にも供給される。まだ、遅延素子１７の
出力は加算器１８の一方の入力となっている。従って、
加算器１８の出力には、現在の値と、Ｔ秒前の値との和
が現われることになる。表３及び表呈より、減算器１０
の出力である差信号の中の受信信号成分は、加算器１６
の出力では確率１／４以上で受信信号が零になることは
明らかである。一方、加算器１８の出力に含まれている
残留エコー成分について考えると、現在の残留エコーの
値とＴ秒前の残留エコーの和が残留エコー成分として加
算器１８から出力される。現在の残留エコーの値とＴ秒
前の残留エコーの値とは無相関であるから、Ｔ秒前の残
留エコーの値は、ランダム雑音とみなすことができる。

Ｔ秒前の残留エコーの値の振幅分布は正負対称で確率は
零ではなくある正の値をとる。従って加算器１８の出力
信号を入力とする極性検出器１２にて、現在の残留エコ
ーの極性が正確に出力される確率は零でないある正の値
をとることがわかる。

それ故、アダプティブ・ディジタルフィルタ８の適応動
作が保証されることになる。なお第４図では遅延素子１
７はＴ秒の遅延を与えるものとして説明したが、表３及
び表４の説明の中で述べたように、遅延量としてｊ−Ｔ
秒（！は正整数）としても同様の効果が得られる。

以上、本発明を実施例にもとづいて詳細に説明したが、
２線伝送路噌路損失を補償するための線路等化器は、第
１図及び第４図において受信部６の中に含めて考えても
良いし、ローパスフィルタ５と減算器１０の間に挿入し
ても良い。またＭＳＫ符号を採用した場合”０”と１”
に対するパルス波形が異なることと、各々■モードと○
モードを有するという２つの理由によりアダプティブ・
ディジタルフィルタ８の構成はバイフェーズ符号の場合
と若干異なる。即ち、“０″及び“１”のパルス波形が
異なることに対応させてタップ係数を２種類用意し個別
に更新させる必要があること、また、送信部２よシモー
ド信号を受はタップ係数を区別することが必要となる。

さらに、今までの説明では、遅延素子１７の遅延量をＴ
秒又は！・Ｔ秒（！は正整数）と仮定していたが、実用
上はｔ−Ｔ秒の近傍であれば十分であることは言うまで
もない。

（発明の効果）以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号（＝
〔残留エコー〕＋〔受信信号〕）について、現在の値と
／−Ｔ秒（但しｌは正整数、１／Ｔることにより受信信
号成分は零でないある正の値の確率でキャンセルされる
。従ってその差又は和の極性を検出することにより、ア
ダプティブ・ディジタルフィルタの適応動作が保証され
る。また、本発明によれば、ｌ−Ｔ秒の遅延を与える遅
延素子及び減算器又は加算器を組合せることにより、上
述の適応動作を保証できるから、複雑な制御を必要とせ
ず簡単でかつハードウェア規模の小さいエコー除去の方
法を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、第１の発明の一実施例を示すブロック図、第
２図は伝送路符号のパルス波形の例、第３図は受信アイ
パターンの例を示す図、第４図は本発明の他の実施例を
示すブロック図、第５図は従来例を示すブロック図、第
６図はアダプティブ・ディジタルフィルタの詳細を示す
ブロック図、第７図は係数発生器の詳細を示すブロック
図である。２は送信部、３は・・イプリ、ド・トランス、４は２線
伝送路、５はローパス・フィルタ、６は受信部、８はア
ダプティブ・ディジタルフィルタ、９はＤ／Ａコンバー
タ、１０及び１６は減算器、１１及び１８は加算器、１
２は極性検出器、１３は乗算器、１４は振幅制御回路、
１５はランダム信号発生器、１７は遅延素子、１００．
　、１００１．・・・・”　ＯＮ／Ｒ−１は遅延素子、
１０１゜、　１０２．　Ｉ・・・・・冒１０１Ｎ、は乗
算器、１０２ｏ、　１０２．、−・・・・・ｌ　１０２
．−１は加算器、１０３及び１０４は多接点スイッチ、
２０５は加算器、紗照数字２０６ｆｉ遅延素子をそれぞ
れ示す。

Claims

【特許請求の範囲】

２線／４線変換回路の４線側にてアダプティブ・フィル
タにより発生される擬似エコーを用いて送信回路より受
信回路へ漏れ込むエコーを除去するエコー除去方法にお
いて、該エコーと受信信号が混在した混在信号から該擬
似エコーを差引いて差信号を得た後、該差信号と該差信
号を遅延させた遅延信号とを加算もしくは減算して誤差
信号を求め、該アダプティブ・フィルタのタップ係数の
逐次更新に該誤差信号の極性を用いるようにしたことを
特徴とするエコー除去方法。