JPS5994928A - デ−タ伝送モデムで使用される受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は受信路のベースバンド信号から遠方のモデムに
より送信されたデータ信号を再生するために、少なくと
も１個のトランスバーサルフィルタを具え且つ送信路か
ら信号を受取る調整自在の処理回路を内蔵するエコーキ
ャンセラと、受信機の判断回路により再生されたデータ
信号を受取るトランスバーサルフィルタを具える等電器
と、受信路のベースバンド信号から上記エフ−キャンセ
ラ及び等電器で発生した合成エコー信号及び合成干渉信
号を減算する減算回路とを具え、この減算回路の出力信
号をサンプリングしてエコーキャンセラと等電器とのフ
ィルタ係数を調整するために使用される誤差信号を形成
する回路に加えるデータ伝送モデムで使用される受信機
に関するものである。

ベースバンド信号を処理する受信機は直接ベースバンド
データ伝送モデムで使用される。しかし、この代りに受
信信号を復調することにより得られるベースバンド信号
をこれらの受信機に加えることにより、これらの受信機
を搬送波変調を用いるデータ伝送モデムで使用すること
ができる。

ここで考察する受信機では、受信データを正しく再生す
るためにエコーキャンセラと自己アダプティブ等電器と
を同時に用いる。エコーキャンセラの機能は全二重伝送
の場合ローカルモデムの受信路内で、このモデムから送
信され、遠方のモデムから発信された有益な信号に重畳
されている信号により生ずる不所望なエコー信号を自動
的に打消すにある０等化器の機能は以前に受信したデー
タにより生じ、受信機の入力側に存在する各受信（８） データに重畳されている不所望な干渉信号を自動的に打
消すにある。

同時にエコーキャンセラと等電器とを用いる受信機がＴ
ｈｅ　Ｂｅ１ｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ　
Ｊｏｕｒｎａｌ。

第５８巻、第２号、１９７９年２月、第４９１〜５００
頁に公表されているに、Ｈ，Ｍｕｅｌｌｅｒ　ｃ７）［
Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ　Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉ
ｏｎ　ａｎｃｌＤｅｃｉｓｉｏｎ　Ｆｅｅｄ−ｂａｃｋ
　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　Ｊと題する論文に記載さ
れている。而して、この受信機では、エコーキャンセラ
と等電器とのトランスバーサルフィルタの係数を同時に
減算回路の出力信号と受信機の判断回路で再生されたデ
ータ信号との間の差により形成される同じ誤差信号を用
いることにより調整しており、この制御に用いられる基
準はこの誤差信号の平均二乗値を最小にするにある０こ
の既知の受信機では、誤差信号をボー周波数でサンプリ
ングし、受信信号から減算すべき合成エコー信号と合成
干渉信号とをこれまたポー周波数に等しい同じサンプリ
ング周波数で発生させている。しかし、上述した論文は
受信データのり（４） ロック再生という重要な実際上の問題を吸っていない。

このクロックは前記サンプリング周波数を供給し、エコ
ー打消と等比との質を大幅に決定するものである。

米国特許第４，０７４，０８６号明細書もエコーキャン
セラと等電器とを具える受信機を開示しており、これら
の２個の回路は前述したＭｕｅｌｌｅｒの論文と同じ態
様で形成された同じ誤差信号で動作する。しかし、この
特許では、等化が異なる態様で行なわれる０即ち、受信
路内で減算回路の手前、従ってエコー打消を行なう前に
配置したトランスバーサルフィルタで行なっている。ク
ロック信号は受信路の入力端に接続した回路で再生され
る。

即ち、未だ何のエコー打消プロセスも等比プロセスも受
けていない受信信号から出発して再生される。しかし、
この構造では、真に受信データと同期し、雑音を含まな
いクロックを得るのがむずかしく、それ故正しく不所望
なエコー信号と干渉信号とを打消すのがむずかしく思わ
れる。

本発明の目的は、十分な品質をもって、同時にエコーの
打消と、等化と、クロックの再生とが得られる受信機を
提供するにある０ 本発明によれば、合成エコー信号と合成干渉信号とを発
生するエコーキャンセラと等電器とを具え、これらの合
成信号が減算回路に加えられて受信路ノベースバンド信
号から減算される受信機において、前記減算回路の出力
信号を更にクロック再生回路から取出され、モデムによ
り送信される信号に対してシャノンの定理を満足するサ
ンプリング周波数でサンプリングした後、受信データの
クロックを再生する回路に加えると共に、このサンプリ
ング周波数で合成エコー信号を発生するように構成した
ことを特徴とする０ このような受信機では組立体の収束が迅速に得られ、こ
のため安定した再生クロックとエコー信号及び干渉信号
の打消とが得られることが実際に判明している。これは
クリック再生回路と、エコーキャンセラと等電器とが同
じ信号から出発するこの回路内で制御され、これらの動
作が緊密に依存することを考えると、可成り驚くべき結
果であるＯ 実施例を挙げて図面にりきなされる以下の説明からどの
ようにして本発明が実施に移せるかを十分に理解するこ
とができよう０ 図面につき本発明の詳細な説明する。

第１図は受信機がエコーキャンセラと等電器とを具える
ベースバンドデータ伝送モデムの構造を示したものであ
る。このモデムは単向送信路１と、単向受信路２とを具
え、両者がハイブリッド結合回路４により双方向伝送線
路８に結合されている０１単向送信路ｌはクロック信号
Ｈにより決まる周　　　− 波数Ｆ＝下でＴ−夕を生ずるデータ源５に接続する。こ
れらのデータは２レベル形又は多重レベル形、即ち３レ
ベル以上を有するものとすることができる０これらのデ
ータは、第１図に示すように、一般にエンコーダ６に加
えられる。このエンコーダ６は元のデータ信号よりも送
信し、遠方のモデムでクロック信号を再生するのに一層
適したスペクトルを有する信号を発生する０２レベルデ
一タノ場合は、エンコーダ６で行なわれる符号化動作（
）） は二相符号比とすることができ、これによれば値「１」
を有するデータは周波数がＦのクロック信号Ｈにより表
わされ、値「０」を有するデータはこのクロック信号の
補数により表わされる。このような２レベルの二相符号
化された信号はゼロ周波数成分を含まず、エネルギーの
大部分は２Ｆ迄延在する周波数帯域に集中している。エ
ンコーダ６で行なわれる符号化動作は代りに擬似三元符
号化とし、正、負及びゼロレベルを有する信号が２レベ
ルデ一タ信号に対応するようにすることができる。信号
が擬似三元符号化の特別な場合である次数１のバイポー
ラ符号で符号化される場合は、エネルギーの大部分は周
波数Ｆ迄延在する帯域内に集中する。エンコーダ６から
出力された信号はハイブリッド結合回路４の送信ボート
に加えられる前に送信側増幅器７で増幅される。このよ
うに単向送信路ｌ内で処理されたデータ信号は双方向伝
送線路８を介して遠方のモデム（図示せず）に送られる
。

同じようにして遠方のモデムから送信されたデ（８） 一夕信号は第１図に示したローカルモデムで受信され、
ハイブリッド結合回路４によりこのローカルモデムの単
向受信路２の入力側に運ばれる。この単向受信路内で受
信信号は先ず受信側増幅器８で増幅され、次に受信機の
判断回路９に運ばれる。

この判断回路９はクロック周波数Ｆ＝１で動作し、遠方
のモデムから送られてきたデータに依存してデータ信号
を再生する。斯くして、判断回路９は多重レベル信号又
は送信側でデータが２相符号比されている場合は２レベ
ルの二相符号比信号若しくは送信側で２レベルデータが
符号化されていないか擬似三元符号化されている時は２
レベルの符号比されていない信号を再生できる。判断回
路９により再生されたデータ信号は任意ではあるが使用
する前にデコーダＩＯで復号してもよい０判断回路９に
より再生されたデータ内には許容し難い誤り率を課する
おそれのある２個の不所望な信号が含まれ、これらが遠
方のモデムから送られてき、受信路の増幅器８の出力側
に現われる有益なデータ信号ｓ　（ｔ）に重畳している
ことがある０これらの２個の不所望な信号の一方はエコ
ー信号６（ｔ）であって、これはローカルモデムから送
信された信号がハイブリッド結合回路４の不可避的な不
完全さ及び伝送線路８内での信号°の反射又はそのいず
れか一方により生ずる０他方の不所望な信号は（符号間
）干渉信号Ｉ　（ｔ）として知られている信号であって
、これは遠方のモデムがら送られてくるデータ符号によ
り生じ、各データ符号が受信路内に現われる前に送られ
てくる。この干渉信号は振幅ひずみ及び位相ひずみ又は
そのいずれか一方によるものであって、伝送線路８に悪
影響を与える。

受信路内でこれらの２個の不所望な信号ε（１）及びＩ
　（ｔ）を除去するため、前述したＭｕｅｌｌｅｒの論
文に記載されているように、共通の減算回路１１を有す
るエコーキャンセラと自己アダプティブ等電器とを同時
に用いる０受信路２の受信側増幅器８により供給される
信号はｓ　（ｔ）＋６（ｔ）＋Ｉ　（ｔ）と書くことが
できるが、これを減算回路１１の（＋）入力端子に加え
る。減算回路１１の（−）入力端子には、エコーキャン
セラで発生した合成エコー信号ε（１）と、等電器で発
生した合成干渉信△ 号Ｉ　（ｔ）との和である信号ε（ｔ）　＋Ｉ　（ｔ）
を加える〇エコーキャンセラと等電器との組立体のコン
バーゼンスが達成された時、信号ε（１）及びＩ　（ｔ
）は殆んど不所望な信号ε（１）及びＩ　（ｔ）と等し
くなり、減算回路１１の出力側には遠方のモデムから来
た有益なデータ信号ｓ　（ｔ）が得られ、これが判断回
路９で正しく処理されてデータを再生することができる
。

エコーキャンセラは調整自在のディジタル処理回路１２
を具え、この中に少なくとも１個のトランスバーサルフ
ィルタがあり、これがデータ源５から供給される信号を
受取り、ディジタルの形態をした合成エコー信号を出力
する。今の場合、ディジタル処理回路１２は唯一つのデ
ィジタルトランスバーサルフィルタを具え、これがデー
タ源５から送られてきたデータの周波数下を有するサン
プリング瞬時ｎＴ　（又は簡単のためｎ）で動作するも
のと仮定する。瞬時ｎにおいてディジタル処（１１） ・理回路１２を構成するフィルタに加えられるデータの
サンプルをａ　（ｎ）とする０このトランスバーサルフ
ィルタは通常の方法で設けられ、各瞬時ｎにおいてその
入力端子に加えられたＮ個のサンプルａ（ｎ−ｉ）　（
但し、１は０からＮ−１迄の整数）を蓄わえ、次式 ニ従ッテ合成エコー信号ε（ｎ）のサンプルを計算する
０但し、Ｏｌはフィルタの係数である０フイルタ係数Ｏ
１は調整可能であって、制御回路１８で、計算回路１４
でディジタル形態で作られた誤差信号ｅａの平均二乗値
を最小にするように調整される０実際には、これは次の
通常の漸化式 ％式％（２） に従って係数Ｏ１を繰り返し調整することにより得るこ
とができる。この式で、ｅａ（ｎ）は反復回数ｎの瞬時
ｎにおける誤差信号であり、αは１に対しく　１２　） て小さい値を有し、反復回数ｎにおける係数Ｏ１（ｎ　
）に、反復回数（ｎ＋１）における係数０１（ｎ＋１）
を得るために加えらるべき修正項の大きさを決める一定
の係数である。

自己アダプティブ等化器はトランスバーサルフィルタ１
５を具えるが、これが判断回路９で再生された信号を受
取り、ディジタルの形態で合成干渉信号を出力する０今
このディジタルトランスバーサルフィルター５は判断回
路９により再生されたデータの周波数１を有するサンプ
リング瞬時ｎＴにおいて動作するものと仮定する。瞬時
ｎにおいてトランスパーサルフィルター６の入力端子に
加えられるデータのサンプルをｂ　（ｎ）とする０この
トランスパーサルフィルタは各瞬時ｎにおいて、その入
力端子に加えられたＭ個のサンプルｂ（ｎ−ｊ）　（但
し、ｊは１からＭに至る整数である）を蓄わえ、次式 に従って合成干渉信号Ｉ　（ｎ）のサンプルを計算する
ように構成されている。但し、Ｇｊはフィルタの係数を
表わす〇 係数Ｇｊは調整可能であって、前の式（２）に似た次の
漸化式 ％式％（４） に従って制御回路１６で繰り返し調整される〇この式で
、βは１に対し小さい値を有する一定の係数で、ｅ　ｇ
　（ｎ　）は計算回路１４で作られ、等電器の係数を調
整するために使用される誤差信号である。

ディジタル信号舎（ｎ）と？（ｎ）とは加算回路１７で
加え合わされ、得られた和信号はディジタル−アナ四グ
変換器１８でアナログ形態に変換され、得られた補正信
号ε（ｔ）　＋　Ｉ　（ｔ）が減算回路１１の（−）入
力端子に加えられるＯ Ｍｕ６１１ｅ３ｒの論文に記載されている既知の受信機
では、何時も同じ誤差信号を用い、夫々漸化式（２）及
び（４）に従ってエコーキャンセラ及び等電器の係数を
制御している０この既知の受信機では、この共通の誤差
信号は周波数Ｆ＝１で形成されるＯ蓋し、判断回路９に
より再生されるデータｂ　（ｎ）と減算回路１１で作ら
れる信号ｒ（ｔ）のサンプルｒ　（ｎ）との間の差が問
題であり、サンプルｒ（ｎ）は周波数下でサンプリング
することにより形成されるからである。この既知の受信
機では、ディジタル信号ε（ｎ）とＩ　（ｎ）とがこの
サンプリング周波数Ｆ＝下で計算されるが、この周波数
は、全周波数帯域に亘って、送信されてきた信号とほぼ
同じ周波数帯域、即ち、前述したように、２相符号化の
場合は０から２Ｆ迄延在する帯域、次数１のバイポーラ
符号化の場合は０からＦ迄延在する帯域を占めるエコー
信号と干渉信号とを打消すには不十分である。この結果
、減算回路１１から供給される信号内に周波数１を有す
る受信されたデータのクロックを再生できるようにする
情報は得られない。残りの部分について云えば、この従
来技術の受信機には、受信されたデータのクロックを再
生する回路がなく、受信機の全ての要素、殊にエコーキ
ャンセラと等電器とを動作せしめ、等時性の（１５） 伝送系の場合は、ローカルなデータ源５を活性化するク
ロック再生回路がない〇 前述した米国特許第４，０７４，０８６号に記載されて
いるように、ハイブリッド結合回路４から直接来た受信
信号にクロック再生回路を作用せしめたい場合はエコー
信号ε（１）と干渉信号Ｉ　（ｔ）とにより生じた雑音
を伴なうクロック信号で満足せねばならず、これはエコ
ーキャンセリングと等化とには不十分な品質しか有しな
い。

これらの欠点は、本発明によれば除去できる◎本発明に
よれば、減算回路から出力される信号ｒ　（ｔ）をサン
プルホールド回路１９でモデムから送信される信号に対
してシャノンの定理をほぼ満足する周波数Ｆ　を有する
サンプリング信号Ｈａによりサンプリングする０例えば
、送信信号が２相符号化されており、エネルギーの大部
分が周波数帯域Ｏ〜２Ｆに入る場合は、少なくとも４Ｆ
に等しいサンプリング周波数を選ぶことができる０説明
を簡明ならしめるため、以后２相符号化された送信信号
を用い、サンプリング周波数Ｆａは４Ｆ（１６） に等しいものと仮定する。このようにしてサンプルホー
ルド回路１９でサンプリングされ、出力された信号は判
断回路９及び誤差計算回路１４に与えられるだけでなく
、周波数Ｆを有する再生されたクロック信号Ｈを出力す
るクロック再生回路２０にも与えられる。このクロック
再生回路２０は、例えば、ディジタル位相ロックループ
によりそれ自体は既知の方法で形成され、サンプリング
回路１９でされた信号ｒ　（ｔ）の転換塾により局部ク
ロックを同期させる０送信化号が２相符号化される場合
は、信号ｒ　（ｔ）が各ビット期間Ｔに対して２個の転
換を有する。

タイミング回路２１では、クロック再生回路２０から供
給され、周波数Ｆ＝１を有する再生されたクロック信号
Ｈからエコーキャンセラ及び等電器のための種々の制御
周波数を有する制御信号が取り出される。このタイミン
グ回路２１は２相符号化の場合は４Ｆに等しいサンプリ
ング周波数Ｆａを有し、サンプルホールド回路１９を制
御する信号Ｈａを供給する。

本発明に係る受信機では、ディジタル処理回路を用いる
時は、タイミング回路２１により作られたサンプリング
信号Ｈ８ないしＨ８を用いてデータ源５により作られた
データ信号ａ　（ｎ）に働らきかける４個の同一のトラ
ンスバーサルフィルタ（図示せず）によりディジタル処
理回路１２を作れることが知られている０これらのサン
プリング信号ＨないしＨ３は同じ周波数Ｔを有し、互に
τだけ位相がずらされている０ディジタル処理回路１２
を構成する４個のトランスバーサルフィルタは、式（１
）に従って、夫々合成エコー信号ε。（ｎ）。

△ 、　１（ｎ）　、　−、（ｎ）　、　ｇ　ａ　（ｎ）を
形成するが、これらの合成エコー信号は順次に互にτだ
けずれた瞬時にサンプリングされる０これらの合成エコ
ー信号△ ａ　ｏ　（ｎ　）ないし、　、　（ｎ）は多重化されて
ディジタル処理回路１２の出力端子に周波数Ｆａ＝４Ｆ
でサンプリングされた合成エコー信号ε（ｎ）を作り出
す０ディジタル処理回路１２を構成する４個のトランス
バーサルフィルタの係数を修正するために、計算回路１
４でサンプリング周波数Ｆａ＝４Ｆでエコーキャンセラ
の誤差信号ｅａを計算する。この誤差信号は制御回路１
８に加えられ、時間的に分散させられ、４個の誤差信号
ｅ　ないしｅａ８Ｏ を形成する０これらの誤差信号は各々周波数Ｆ＝下でサ
ンプリングされる０ディジタル処理回路１２の４個のト
ランスバーサルフィルタの係数はこれらの誤差信号ｅ　
ないしｅ。８を夫々用いてＯ 式（２）に従って繰り返し調整される◇サンプリング周
波数Ｆａ＝４Ｆを用いることにより前述したようにして
合成エコー信号ε（ｎ）を形成した場合は、エコー信号
ε（１）は周波数下を有する二相符号化されたデータ信
号の大部分が入る０から２Ｆ迄の広い帯域で打消される
。等電器について云えば、合成エコー信号を形成するの
に使用されたのと同じ高い値のサンプリング周波数で合
成干渉信号Ｉ　（ｎ）を形成することが絶対に必要とい
う訳ではないことが知られている０２相符号化された信
号の例では、サンプリング周波数（１９） １ｇ＝２Ｆを用いて合成干渉信号工（ｎ）を形成するこ
とができる０そしてこの場合は、等電器のトランスバー
サルフィルター５はタイミング回路２１から供給される
周波数Ｆ　を有する信号Ｈｇを受取す１この周波数で判
断回路９により再生されたデータ信号ｂ　（ｎ）をサン
プリングする。トランスバーサルフィルター５では、こ
の周波数Ｆ　ｇ　”　２　Ｆで、式（８）に類似する式
に従って合成干渉信号Ｉ　（ｎ）のサンプルが計算され
る。トランスバーサルフィルター５の係数を修正するた
め、このサンプリング周波数Ｆｇ＝　２　Ｆで計算回路
１４で等電器の誤差信号ｅ　を計算する◇そしてこの誤
差信号ｅｇを制御回路１６に加え、この制御回路１６内
で漸化式（４）に従ってトランスバーサルフィルター５
の係数を繰り返し調整する。

減算回路１１で作られた信号を同時にクロック再生回路
２０と、エコーキャンセラ及び等電器のための誤差信号
を計算する回路１４とに加える前にシャノン周波数でサ
ンプリングし、また少なくともエコーキャンセラがこの
シャノンサンプリン（２０） グ周波数で動作するこの構造の受信機では、実際に可成
り驚くべき結果が生じ、組立体の収束が速く、これが安
定した再生クロックと、不所望なエコー信号及び干渉信
号の打消しとして現われる０エコーキヤンセラと等電器
のトランスバーサルフィルタの係数を調整するために、
エコーキャンセラに関する未公開のフランス国特許願第
８２１６９９８号と、等電器に関する未公開のフランス
国特許願第８２１６９９７号とに記載されている態様で
形成された誤差信号を用いると殊に満足のゆく動作が得
られる０本願人によるこれらの特許願ニよれば、エコー
キャンセラ又は等電器のフィルタ係数が現在のサンプリ
ング瞬時においてその瞬時における訂正された受信信号
（エコー信号又は干渉信号）の値と、前のサンプリング
瞬時における訂正された信号の値との間の差を作ること
により決められる０なお、この後者の訂正された信号の
値は予め現在のサンプリング瞬時における再生されたデ
ータ信号の値と、前のサンプリング瞬時における再生さ
れたデータ信号の値との間の比が乗算されている。また
、係数の修正を行なうか行なわないかはこれらの２個の
再生されたデータ信号の値がゼロと異なるか、これらの
値の少なくとも一つがゼロに等しいかに依存する。誤差
信号を計算するために用いられ、必ずしも直前の瞬時で
なくてもよい現在のサンプリング瞬時と前のサンプリン
グ瞬時とがデータの期間Ｔだけ分離されている時は、現
在のサンプリング瞬時ｎＴ　（又は記載を簡単にするた
めｎと書く）における誤差信号ｅ　（ｎ）は次のように
書ける。

ここでｒ（ｎ）とｒ（ｎ−１）とは夫々サンプリング瞬
時ｎと（ｎ−ｘ）とにおける訂正された受信信号の値で
あり、ｂ（ｎ）とｂ（ｎ−１）とは夫々サンプリング瞬
時ｎと（ｎ−１）とにおいて再生されたデータ信号の値
である。

遠方のモデムにより送信されてきたデータ信号が２レベ
ル信号であるか又は２レベル信号の擬似三元符号化から
生じたものである場合は、判断回路により再生されたデ
ータ信号は訂正された信号の符号により特徴づけられる
正及び負のレベルを有する。それ故、この場合はｂ（ｎ
）　＝　Ｓｇｎ（ｒ（ｎ））及びｂ（ｎ−１）　＝　Ｓ
ｇｎ（ｒ（ｎ−ｘ））となる０但し、Ｓ、ｎ（）は「〔
〕の符号」を意味する。この場合前記の式（５）は次の
ように書ける。

ｅ（ｎ）＝ｒ（ｎ）−ｒ’（ｎ−１）−８（ｒ（ｎ）ｌ
ｓｇｎ（ｒ（ｎ−１））ｇｎ （６） 第２図は本発明に係る受信機の一実施例を示したもので
あり、これは、エコーキャンセラと等他藩のトランスバ
ーサルフィルタの係数を調整するために、前記の２個の
特許願に記載されている手順に従って形成された誤差信
号を利用する。−例として、第２図は再生されたデータ
信号が正のレベルと負のレベルとを有し、従って式（６
）が有効で且つ再生されたデータ信号がゼロレベルを取
ることはないから係数の修正が何時も行なわれる場合を
示す。この第２図では、第１図の要素と同じ機能を有す
る要素には同一の符号を与えである〇（２８） 第２図に示した例では、サンプリング回路１９で受信さ
れ、訂正された信号ｒ　（ｔ）がデータの周波数下の４
倍に等しい周波数Ｆａでサンプリングされ、ｎをｍ−か
ら＋ω迄延在する整数とし、ｑが値０，１，２．８をと
るとした時サンプリング瞬時ｔ　　−ｎ（１＋ｉ）Ｔと
書けるものと仮定していａ　　　　　　　　　４ す る◇判断回路９では、データｂ　（ｎ）が周波数下で瞬
時ｎＴにおいて、量Ｓｇｎ（ｒ（ｎ））の形態をして再
生される。誤差信号ｅ　（ｎ）は全てのサンプリング瞬
時ｔａにおいて周波数Ｆ、で計算されねばならない。

計算回路１４はこの誤差信号ｅ　（ｎ）を計算する部分
２５を具える。この回路部２５はサンプリング回路１９
の接続端子に接続され且つ遅延Ｔを生じ、従ってｎで特
徴づけられる瞬時において人出力２つの端子に夫々信号
ｒ　（ｔ）の２つの値ｒ　（ｎ）とｒ（ｎ−１）とが得
られる遅延回路ｚ６を具えるＯこの遅延回路２６の入力
端子と出力端子に夫々回路２フ及び２８を接続するが、
これらの回路ｚ７及び２８は判断回路９と丁度同じよう
に、例えば、（２４） 反転入力端子がゼロ電位にある比較回路により構成され
、従って、夫々琶”ｇｎ（ｒ（ｎ））及びＳｇｎ（ｒ（
ｎ−１））を出力する０排他的論理和回路２９は積Ｓ　
　（ｒ（ｎ））−Ｓｇｎ（ｒ（ｎ−１））を作るＯｎ ソシテ乗算回路３０が積ｒ（ｎ−１）・ＳｇｎＣｒ（ｎ
）〕・Ｓｇｎ（ｒ（ｎ−１））を作る。そして減算回路
８１は（＋）入力端子が遅延回路２６の入力端子に接続
され、（−）入力端子が乗算回路３０の出力端子に接続
され、式（６）に従って誤差信号ｅ　（ｎ）を作る０第
２図に示した受信機の例では、このようにして形成され
た誤差信号ｅ　（ｎ）を直接エコー・キャンセラと等他
藩のフィルタ係数を調整するために使用することはしな
い０先ず、誤差信号の符号だけで係数を計算できる既知
の方法に従って、回路８２で量Ｓｇｎ（６（ｎ））を作
る０ 等比器について云えば、フィルタ１５の係数を調整する
ために、サンプリング周波数Ｆａで形成された量３ｇｎ
（ｅ（ｎ））の各他方を保つだけで形成される信号ｅｇ
を用いる０この動作は７リツプ７０ツブ８３により行な
われるが、この７リツプ７ロッゾ８８は回路８２の出力
端子に接続されるとＦ 共に、クロック入力端子が周波数Ｆｇ＝−１Ｌを有する
信号Ｈｇを受取る。このようにして合成干渉信号Ｉ　（
ｎ）と同じ周波数Ｆｇを有し、式（４）に従ってトラン
スバーサルフィルター５の係数を調整するために用いら
れる信号ｅｇが作られる。

前述したようにディジタル処理回路１２を構成する４個
のトランスバーサルフィルタにより周波数Ｆａで合成エ
コー信号ε（ｎ）を作るエコーキャンセラについて云え
ば、サンプリング周波ｆｆ１Ｆａで形成される信号Ｓｇ
ｎ（６（ｎ））を直接用いてこれらのフィルタの係数を
調整することもできるが、前述したフランス国特許願第
８２１６９９８号に記載されているエコーキャンセラの
実施例では、以下のようにして論理回路８４で作られる
信号ｅａを用いて式（２）に従ってこれらの係数を調整
する〇この論理回路８４は一方の入力端子で回路８２か
ら供給される信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））を受取り、もう一
つの入力端子で回路２７から供給される信号Ｓｇｎ（ｒ
（ｎ））を受取る。論理回路８４は２ビット信号ｅａを
出力するように設けられており、これらの２個のビット
で表わされる数は量ｓｇｎ（ｅ（ｎ））とＳｇｎ（ｒ（
ｎ））とが異なる値を有する時はゼロにに等しく、量Ｓ
ｇｎ（ｅ（ｎ））とＳｇｎ（ｒ（ｎ））とが同じ値＋１
又は−１を有する時は夫々＋１又は−１に等しい。前記
フランス国特許願第８２１６９９８号に示されているよ
うに、エコー信号ε（１）が受信された有益な信号ｓ　
（ｔ）よりも高いレベルにある時、即ち、エコーキャン
セラの収束の初めにおいては信号Ｓｇｎ（ｒ（ｎ））の
残留エコー信号を低下させる作用が中心となり、エコー
信号ε（１）が受信された有益な信号ｓ　（ｔ）よりも
低いレベルにある時、即ち残留エコー信号が十分に打消
されている時は信号Ｓｇｎ（ｅ（ｎ）〕の作用が中心と
なる０

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る受信機を内蔵するデータ伝送モデ
ムのブロック図、 第２図は本発明に係る受信機の一実施例のブロック図で
ある０ １・・・単向送信路　　　　２・・単向受信路（２？　
） ８・・・双方向伝送線路　　４・・・ハイブリッド結合
回路５・・・データ源　　　　　６・・・エンコーダフ
・・・送信側増幅器　　　８・・・受信側増幅器９・・
・判断回路　　　　　１０・・・デコーダ１１・・・減
算回路　　　　　１２・・・ディジタル処理回路１８・
・・制御回路　　　　　トド・・計算回路１５・・・ト
ランスバーサルフィルタ １６・・・制御回路　　　　１フ・・・加算回路１８・
・・ディジタル−アナログ変換器１９・・・サンプルホ
ールド回路 ２０・・・クロック再生回路　２１・・・タイ之ング回
路２５・・・誤差信号ｅ　（ｎ）を計算する部分（回路
部）２６・・・遅延回路 ２７　、２８　・Ｓｇｎ（）を作る回路２９・・・排他
的論理和回路 ８０・・・乗算回路　　　　８１・・・減算回路８２・
・・ＳｇｎＣｅ（ｎ）〕を作る回路８３・・・フリップ
フロップ ８４・・・論理回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １　受信路のベースバンド信号から遠方のモデムにより
   送信されたデータ信号を再生するために、少なくとも１
   個のトランスバーサルフィルタを具え且つ送信路から信
   号を受取る調整自在の処理回路を内蔵するエコーキャン
   セラと、受信機の判断回路により再生されたデータ信号
   を受取るトランスバーサルフィルタを具える等電器と、
   受信路のベースバンド信号から上記エコーキャンセラ及
   び等電器で発生した合成エコー信号及び合成干渉信号を
   減算する減算回路とを具え、この減算回路の出力信号を
   サンプリングしてエコーキャンセラと等電器とのフィル
   タ係数を調整するために使用される誤差信号を形成する
   回路に加えるデータ伝送モデムで使用される受信機にお
   いて、前記減算回路の出力信号を更にクロック再生回路
   から取出され、モデムにより送信される信号に対してシ
   ャノンの定理を満足するサンプリング周波数でサンプリ
   ングした後、受信データのクロックを再生する回路に加
   えると共に、このサンプリング周波数で合成エコー信号
   を発生するように構成したことを特徴とするデータ伝送
   モデムで使用される受信機Ｏ λ　合成干渉信号を少なくとも合成エコー信号を発生す
   るサンプリング周波数の半分に等しいサンプリング周波
   数で発生するように構成したことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載のデータ伝送モデムで使用される受信
   機〇＆　エコーキャンセラと等電器のフィルタ係数を現
   在のサンプリング瞬時において、このサンプリング瞬時
   の減算回路の出力信号の値と、予じめ現在のサンプリン
   グ瞬時の再生されたデータ信号の値と前のサンプリング
   瞬時の再生されたデータ信号の値との間の比を乗算した
   前のサンプリング瞬時の減算回路の出力信号の値との間
   の差を形成することにより決まる信号から取出された誤
   差信号により調整し、前記２個の再生データ信号の値が
   ゼロから異なるか又はこれらの２個の値の少なくとも一
   方がゼロに等しいかに依存して係数を修正したりしなか
   ったりするように構成したことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項又は第２項に記載のデータ伝送モデムで使用
   される受信機０