JPS5949747B2 - デジタルデ−タ伝送装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデジタルデータ伝送装置に関し、特に「多重応
答（ｍｕｌｔｉｐｌｅｒｅｓｐｏｎｓｅ月技術を用いる
デジタルデータ伝送装置に関する。

多重応答方式においては、各入力信号要素は一つ以上の
隔離した時刻にそれぞれ特定の出力信号を発生するよう
につくられている。こうした技術は、利用しうる帯域巾
を最大限に利用することが必要とされるようなデータ伝
送方式中で提案され使用された。それは記号間の特定の
干渉を許し、帯域端での歪を許容することによつてこの
装置のスペクトル感度を制御することがこの技術によつ
て可能となるからである。先行技術とその問題点 「多重応答」装置の一例では、各入力信号要素゛によつ
て二単位間隔だけはなれた点で等しい大き’さで反対符
号の出力が発生される。

この各単位間隔は隣接した入力信号要素の間の間隔に等
しい。このような系を （ｌ、Ｏ、−１）と記述出来る
。そのような装置では一つ以上の要素による応答が、各
々事実上同時刻に受信されて、そこで重ね習合されるの
で、出力信号は入力データよりも多くの信号レベルをも
ち、単独の要素による応答が単純な整数関係となる時だ
けもとのデジタル信号に変換することが出来る。応答の
数が多ければ多いほど、要素毎のもつているビツト数は
変らないけれども出力信号に含まれる準位の数が大きく
なる。したがつて雑音の多い信号を働らかせる場合に、
又波形の精度に対する必要度に応じて、それに附随した
ハンデキヤツプというべきものがある。しかしながら上
例のような二つの応答だけを用いる装置は、利用価値の
高いスペクトル制御性を得ることが出来る。デユオバイ
ナリ方式（１，１）及び、バイポーラ方式または交互記
号反転（１，−１）方式（ａ１ｔｅｍａｔｅｍａｒｋｉ
ｎｖｅｒｓｉｏｎ）（１，−１）等がある。任意の等し
い振巾をもつた二重応答装置によつて二進入力信号から
上述のようにして、３準位出力信号が、結果として生じ
る。

これ等の準位は（異なる入力要素から生じる同時点にお
ける）二つの応答の相互打消し或いはいずれかの極性に
おける加算結果に対応する。多重応答装置の出力信号の
解釈を容易にし、又受信機でデコード（復号）技術を用
いるのに本来５附随する誤差が拡大する問題をさけるた
めには、伝送されるデータ流をプレゴＬド（事前符号化
）するのが有用である。

例えば、各サンプル時刻における１， ０，−１系の動
作は次の式で表される。

ＶＪＶＪＶＪ乙Ｘ轟′ ここでｂ，＝Ｊ番目の伝送されたデジツト （一桁情報
）Ｃ，＝Ｊ 番目の受信デジツト情報 である。

しかしながらもし、伝送されたデジツト．情報が以下の
ようにしてプレコードされたとする。ここでａ，＝Ｊ
番目のソース（原信号）データデジツト及びＯはモジユ
ロ−２の加算（加算出力が偶数のときＯ，奇数のとき１
とする）をいみする。

そうすると ａ，＝Ｃ， （モジユロ−２） （３）
この方法は二進法の場合は簡単な結果となる。

即ち出力系列の中心準位はソースデータ中での「旧を表
わし、一方中心外の準位はいずれも「１」を表わす。プ
レコーダーを別として多重応答処理は線形処理であり、
したがつてどのような二重応答の場合でも（等しい振巾
の応答で）、複数準位信号が伝送される。

すなわち、ｍ個の準位をもつた入力は（２ｍ−１）個の
水準の出力信号を与える。ｍ準位操作のために必要とさ
れるプレコード処理は、モジユロ−２加算の代りにモジ
ユロ−ｍ加算を用いることを除いて、上に設定した式に
よつて処理することができる。その時出力信号はソース
データを直接にモジユロ−ｍの加算のスケールで表して
いて、ｍ−１より大きい振巾をもつすべての信号からｍ
番準位を引くことによつてｍ準位形に容易に逆変換する
ことが出来る。しかし、いずれにしても従来の多重応答
方式においては、ｍ準位（たとえば入力信号が二進法の
ときはｍ＝２）の入力信号は、 （２ｍ−１）準位（ｍ
＝２のときは３）の信号に変換して送信され、受信側で
デコードされる。

これによつて送信周波数帯域の端縁部における歪に対し
て比較的不感であり信号間干渉の影響を除くことができ
る利点があるが、一方準位数の多い信号を伝送しなけれ
ばならないという欠点があつた。発明の課題（主目的） 本発明は、デジタルデータ伝送において前述の如き従来
の多重応答方式における利点は維持しながら、送信され
る信号の準位数を入力信号と同一の準位数とする多重応
答方式を提供することを目的とする。

本発明は、多重応答方式を用いたデータ伝送において、
データの符号化および復号を共に受信側で行うことによ
り上記目的を達成するものである。

発明の構成的特徴 本発明のーつの特徴は、少くともーつの送信機と少くと
もーつの送信器をもつたデジタルデータ伝送装置におい
て、各信号要素は、伝送の間に、隣接した信号要素間の
時間間隔の整数分だけはなれたーつ以上の別個の時刻に
それぞれ出力成分をもつた信号になりしたがつて、別個
の信号要素からの出力成分が同時に現われ、重ね合さ１
れるよう（ごこ種：７々；′．ら翻重：ニ１↓；｛〒出
力信号要素をもち、互いに重ね合されるような信号に変
換されるようにしたことである。

本発明の第二の特徴は、受信機中に受信信号要素を復調
前または復調後に処理する回路を設け、この回路は各受
信信号要素について、隣接した入力信号要素の間の時間
間隔の整数分だけはなれた時点に少なくとも二つの出力
要素をつくり出し、同時に発生する出力要素を組合わせ
て複合出力信号をつくり出すようにしたことである。

望ましい実施例では、前記回路は復調器の後に設けられ
る。デジタルデータは、使用される多重応答方式に適す
るようにプレコードされる。

復調器の出力信号は望ましい多重応答特性をもつた回路
網に供給ノされる。この回路網はプレコードされたデー
タから、上に述べたようにもとのデータを直接にモジユ
ロ−ｍ加算のスケールで゛表わす出力をつくり出す。回
路網は、例えば、遅延線を有しその遅延線上の、もとの
データの単位時間間隔だけはなれた，位置にタツプをも
つたアナログ型逆特性濾波器（ａｎａ１０ｇｕｅｔｒａ
ｎｓｖｅｒｓａ１ｆｉ１ｔｅｒ）を用いることができ、
タツプの係数は特定の多重応答方式に対応する。前記回
路網は、特定の多重応答方式に対応する固定した基準タ
ツプに加えて適応回路タツプ５（ａｄａｐｔｉｖｅｔａ
ｐｐｉｎｇ）をもち、前記適応回路タツプは伝送と受信
の間におこる信号の歪を補償するために用いられる。発
明の構成（作用）・実施例 本発明の実施例について、以下添附図面を参照、して説
明する。

第１図において、伝送すべき直列二進デジタルの形をし
た入カデータは端子１のところで装置に入りそこからモ
ジユロ−２加算器２の入力部に加わる。

モジユロ−２加算器２の出力部は３段シフトレジスタ３
の第１段に接続する。データはクロツク４の制御によつ
て、このシフトレジスタ中で順次移動する。クロツク発
振器４は、図に記してはいないが任意の手段によつて、
入カデータに同期をしている。そこでレジスタ３をとお
る桁の移動速度は、入カデ一夕のデジト速度に等しくな
つている。レジスタ３の最終段はモジユロ−２加算器２
の第二の入力部に接続している。加算器２の出力部は又
低域濾波器５を通して、平衡変調器６の入力部に接続し
ている。

そこでは信号は、発振器７で発生した搬送波ｆｃを変調
するのに用いられる。復調のための基準パイロツト信号
を得るために、非変調搬送波の小部分が、固定減衰器８
を経由して変調器６の出力部に加わり、組合せられた信
号は帯域濾波器９をとおり従来の方法で、残留側波帯信
号の形に変えられる伝送自体は点線１０によつて表され
、これは例えばラジオ伝送或いは導波管やケーブルによ
る伝送の形をとりうる。

伝送中に混入する他の信号成分を除くため伝送された信
号は濾波器１１によつて濾波される。

濾波された信号は平衡復調器１２に加わる。一方、搬送
波回復器１３によつて受信信号中のパイロツ卜信号から
非変調搬送波ｆｃが回復されて復調器１２に加えられる
。受信した信号の復調によつてつくり出されたパルス信
号は低域濾波器１４を介してアナログ減算器１５のーつ
の入力部に、又遅延素子１６を介して減算器の第二の入
力部に与えられる。この遅延素子は信号をニデジツト周
期だけ遅延させる。減算器１５からの出力信号は３準位
の形で端子１７より出力して、図示されない量子化器に
入り、例えば伝送や処理の時おこる正しい信号水準から
のずれを補正された後復号される。第１図に示した装置
の動作の中で、加算器２とシフトレジスタ３は入カデー
タを上に述べた方法で（１，０，−１）二重応答系へプ
レコードする役をはたす。加算器２はモジユロ−２加算
で動作するので゛、その出力信号はただ「０」と「１」
のいずれかの値のみである。このようにして直列二進形
の入カデータをプレコードすることにより、入カデータ
とはことなる二進出力信号がつくり出される。しかしな
がら、プレコードした信号は、入力信号に含まれない別
の信号準位が導入されることがないので、もとのデータ
よりも伝送するのに不利となることはない。残留側波帯
変調搬送波をつくり出すのは、この信号の復調と同様に
、周知のものであり、したがつてこの操作の詳細な記述
は行なわない。復調した信号は、減算器１５と遅延素子
１６より成る回路によつて（１，０，１）方式にしたが
つて多重応答の符号化処理をうける。前述の如くプレコ
ードされているため、この回路によつて３準位信号がつ
くられ、入カデー夕の「Ｏ」は３準位信号の中心レベル
として再生゜され、もとのデータの［１」はすでに式（
３）で示したように、「−１」或いは「＋１」で再生さ
れる。この３準位信号は、正しい信号準位を再確立する
ための量子化操作の前或いは後で、零ボルト準位中心に
電圧準位を反射させる回路、例えば正信号には作動せず
負信号にのみ作動するインバー夕を用いた回路で、容易
にもとの二進形に復号することが出来る。第２図は第１
図の装置と似た装置をもつと詳細に示すものであり、第
２図の理解を容易にするために、第１図の構成部分に対
応する構成部分は第１図と同じ参照番号をつける。

第２図で第１図の装置と異なるのは、周波数変換器スク
ランバー及び逆変換器（デスクランバー）を用いている
こと、入カニ進信号を四進形としまた再び二進信号の形
に復号すること、適応波形修正器内に多重応答の符号化
処理を組込んでいることである。第１図の装置における
ように（１，０，−１）二重応答方式が第２図でも用い
られる。しかしどちらの図でも適当な変形をして他の多
重応答方式を用いることができる。以下第２図を特定の
信号周波数に関連して説明するが、これはただ例示のた
めと理解されたい。さて第２図において、入カニ進デー
タは端子１に入り、発振器４からの１２０ＫＨｚクロツ
ク信号の、制御の下で装置２１によつて周波数変換をう
ける。

発振器４は端子２２を経て入つて来たタイミング信号に
よつて、入カデータと同期している。発振器４は又６０
ＫＨｚのクロツク信号も発生し、これらの両クロツク信
号は、二進四進変換器２３，に加えられて１２０Ｋビツ
ト／秒の桁速度（ｄｉｇｉｔｒａｔｅ）の二進（二準位
）信号を６０Ｋボーの桁速度の四進（四準位）信号に変
換する変換のタイミングを制御する。４つの四進信号準
位はグレイコードにしたがつて２ビツト並列二進形に符
号化され，る。

前記四進信号がプレコーダ（２／３）に入る。このプレ
コーダーは第１図のプレコードと同様な構造でよく、２
ビツトデジタル加算器に２つの３段シフトレジスタをそ
の１つ１つが各二進桁に対するものとして組合せたもの
である。プレコーダ．は第１図のものと今上に述べた点
で異ならねばならないだけでなく、２ビツトデジタル加
算器はモジユロ−４にしたがつて動作しなければならな
い。前記プレコーダの２つの３段シフトレジスタは発振
器４によつて６０ＫＨｚのクロツク信号をうける。プレ
コーダ（２／３）の２ビツト並列デジタル出力はデジタ
ルアナログ変換器２４によつて４準位アナログ形に変換
される。

この４つの準位は相対振巾＋３、＋１、−１及び−３と
なつている。この変換器から、信号は２つの濾波器５と
２５とを経由して平衡変調器６に入る。濾波器５は遮断
周波数が約４５ＫＨｚの低域濾波器であり、変調器に入
る信号の帯域を制限して、信号重なりによる帯域６０〜
１８０ＫＨｚ内の干渉が発生するのを防ぐためにある。
濾波器２５は遮断周波数１ＫＨｚの高域濾波器であり、
ｄ．ｃ．（直流）成分を除き、又変調器に到達し、パイ
ロツト搬送波と干渉するデータ信号の非常に低い成分を
防ぐためのものである。平衡変調器６の中では、データ
信号が発振器７からの１００ＫＨｚ搬送波で変調される
。搬送波の一部は変調器の出力部に加えられて残留側波
帯変調信号が、前に述べたように、帯域濾波器９を通過
した時につくられる。濾波器９は低域側波帯波と残留高
域側波帯波を通過させて、帯域６０〜１０８ＫＨｚの外
側の信号成分を少くとも５５ｄＢだけ減衰させて、隣接
した信号の千渉を妨げるよう設計される。媒体１０を伝
送したあとで、信号は帯域濾波器１１とＧＤＥ（群遅延
等化器）２６とをとおして平衡復調器１２に入る。

濾波器１１は濾波器９と同じ設計に出米る。正しい残留
側波帯動作を行なうためには、濾波器９と１１はタンデ
ム型に接続した時に、搬送周波数を中心に奇対称性（ｏ
ｄｄｓｙｍｍｅｔｒｙ）をもつような伝送特性をもたす
べきである。単一応答方式では、そうした残留側彼帯装
置の正しい動作が重要であるが、型（１，０，ー１）で
動作する二重応答方式は搬送周波数の近くでの歪に敏感
ではないので、残留側波帯がせまいならば、許容限度は
緩められうる。ＧＤＥ（等化器）は濾波器９及び１１の
急な遮断特性からおこる装置の遅延の歪をへらすために
設けられる。ここで又１，０，−１伝送の性質のために
、等化処理の精度が、帯域端のところで緩められる。等
化器２６からの受信した信号は、平衡復調器１２及び搬
送波回復回路１３に加えられる。ここには位相ロツクル
ープが組込んである。前記回復回路で回復した１００Ｋ
Ｈｚの搬送波は、位相調節回路２７をとおして、基準信
号として平衡復調器１２に加わる。この調節回路は搬送
波位相を手動で最適に出来る。その代りに、搬送波位相
調節を自動適応性にすることも出来る。低域濾波器１４
は変調信号を通過させるが、残留搬送波のもれやその他
の望まない復調波成分を阻止する。これは又受信器の帯
域巾を定める助けとなる。この時点まで信号は四進単一
応答の形になつていて、記号間干渉を最小にするために
、基準帯域〜基本帯域伝送特性の設計に対する普通の規
則を適用する。

もしリターンー″０″以外の信号を用いるならｓｉｎ（
πｆＴ）／πｆＴスペクトルに対する補償を組込まねば
ならず、回路のロールオフ（上向き移転）特性は、単一
入力要素パルスからえられる濾波器１４の出力部でのス
ペクトルが、直線的振巾尺度でナイキスト周波数１／２
Ｔ Ｈｚ（今の例では３０ＫＨｚ）を中心に奇対称性を
もつようにするべきである。しかしながらこの装置は（
１，０，−１）型伝送を用いていているのでナイキス卜
周波数の近くの歪に対して比較的不感であるので、この
ロールオフ特性の精度の重要度は、単一応答方式で装置
を動作する時に比べて、はるかに低い。濾波器９及び１
１中で起る群遅延歪を最小にするためには、これらの濾
波器がロールオフ特性をもつことが出来るようにすべき
である。濾波器１４の出力部での単一応答信号の早遅転
移を用いる普通のクロツク信号回復回路２８が夕イミン
グ信号の位相を制御するために用いられる。これらタイ
ミング信号は変調速度の倍数で動作する水晶発振器から
の信号の周波数分割によつ，て得られる。データ信号は
ランダム化されているので、中央スライス準位（ｃｅｎ
ｔｒａｌｓｌｉｃｉｎｇｌｅｖｅｌ）の転移のみ必要と
される。最終７準位（１，０，−１）信号のサンプリン
グを行うためには非常に安定なタイミング信号が必要と
され．る。そこで位相の増分は小さくなければならず（
〉１％）、きびしく帯域を制限した装置での広い分散を
もつた転移を考慮に入れると、回路は早遅転移の過剰分
が例えば８を越した時だけ、位相を調節するようしなけ
ればならぬ。クロツク発振器．２８は６０ＫＨｚ及び１
２０ＫＨｚの出力をつくり出す。適応波形修正器と（１
，０，−１）加重回路との組合せ回路２９は、多重応答
に基づく符号化処理を行う回路である。その構成は第３
図と関連して詳細に後述するが、濾波器１４からの歪ん
だ四進出力を受けて、それを波形修正した７準位型信号
に変換し、再生した四進出力信号を与える。それぞれ装
置３０と３１中での四進二進変換と周波数逆変換がつづ
いて行なわれ、端子１７に１２０Ｋビツト／秒の直列二
進データ出力信号が得られる。第２図の回路の動作は基
本的には第１図の回路の動作と同じである。

ただし以下の点は別とする。信号は４進形なので波形修
正器２９中で（１，０，−１）加重を行つたあとで信号
は７準位をもち、それを四進形に変換しもどすことは４
を法とした加算を基礎とする。（１，０，−１）加重適
応波形修正器２９のブロツク図を第３図に示す。

濾波器１４からの四進入力信号が端子４０に入り、遅延
素子４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃ等々より成り、１６．６６
μＳの間隔（データ信号桁間間隔）で並んだタツプをも
つ遅延線に沿つてこの信号が進む。前記タツプは、それ
ぞれのタツプ減衰器４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ等々を経て
総和増巾器４２に接続している。この減衰器は電子回路
的に制御されてどのタツプも±１の間の任意の係数の重
み（寄与率）をとりうるようになつている。それに加え
て、遅延線の中心近くにあつて２間隔だけはなれた二つ
のタツプ４４及び４５は、それぞれの固定減衰器４６及
び４７を経て総和増巾器に加算的に接続していて、それ
らはそれぞれ＋１及び−１の係数をもつようになつてい
る。かくしてすべての可変減衰器の寄与を零に定めると
、この配置は第１図に描いたものと等価であり、７準位
（１，０，−１）信号が総和増巾器４２の出力部に生成
するであろう。増巾器４２からの７水準信号は、それか
ら二段階操作で量子化される。第一段では、これがスラ
イス及加算回路４８によつて四進信号にもどされる。こ
の回路は零より半準位だけ負の値よりも更に負の値をも
つすべての信号に対して４準位分の電圧を加算する回路
で、これにより７準位信号を４準位信号に変換する。こ
の４準位信号は、送信器中のプレコーダ（第２図の２／
３）の入力部にある信号に対応するものであるが、これ
が４準位量子化器４９と誤差信号比較器５０に入る。誤
差信号比較器の出力部は、四進信号の実際の値と量子化
器４９からの量子化準位の許容最近値との間の差を常に
表わす。この誤差出力信号はデータ信号のデイジツト間
隔の中心のところでは零に近いものと予期出来る。そこ
でサンプラー（ｓａｍｐｌｅｒ）５１でもつて６０ＫＨ
ｚタイミング信号によつて夕イミングのとられたパルス
５２によつてサンプリングされて抜取誤差信号をつくり
出す。誤差サンプルの巾は理想的にはデータ信号のデイ
ジツト間隔の巾と比べて小さくあるべきである。サンプ
リング時刻を最適にするためにプリセツト制御が準備さ
れている。第３図の量子化器と誤差信号生成器の回路図
は、第４、５及び６図に示される。第３図において、素
子４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃ等より成る遅延線の上のタツ
プはそれぞれの線形／線形乗算回路５３Ａ、５３Ｂ、５
３Ｃ等の一つの入力部に接続する。この回路にはサンプ
ラー，５１より出たサンプリング誤差信号が第２の入力
部に加わる。各乗算回路５３の出力部はそれぞれの積分
回路５４Ａ、５４Ｂ、５４Ｃ等に接続し、この乗算器・
積分器の結合装置はサンプリングした誤差信号とそれぞ
れのタツプ信号との間の相関，に比例する出力信号を与
える。記号間千渉がない時は（或いは基準タツプの場合
振巾誤差がない時は）この相関は零となるべきである。
積分器５４の出力部は対応するタツプ減衰器の制御端子
に接続され、そこで歪が存在する時は、タツプに現わｉ
れる相関をへらす方向に作動させる。それによつてサン
プリング誤差信号の振巾は、適応性動作に基づいて零に
向うように調整されて、波形修正器の応答は最適になる
。四進量子化回路４９の出力信号は、誤差サンプ？ルの
中心に対応する時間に、装置５５により再生され四進／
二進変換器３０（第２図）に並列で送られる。

第４図は負１／２準位の値よりもさらに負のすベての信
号に対し４準位分の電圧を加える第３図の．装置４８の
回路の一例を示す。

７準位入力信号が端子６０に入り、これが抵抗体６１を
通してフイードバツク抵抗体６３をもつ増巾器６２の反
転入力部に接続する。

この回路の４準位出力信号は増巾器６２の出力部に接続
する端子６４からとり出．される。増巾器６２は普通の
アナログ型総和増巾回路として動作し、７つの入力準位
のうちのより正の４つの準位の入力信号については他の
入力信号は与えられず、したがつて入力信号のうちの上
から４準位までのものは出力信号として出力端子６４に
あらわれる。しかしながら入力端子６０は電圧比較器６
５に接続し、その中で入力信号準位は導体６６をとおし
て入つた基準準位電圧と比較されて、入力信号が負１／
２準位に対応する１／４ボルトよりも負である時は、比
較器６５は正の出力信号を出し、これがトランジスタ６
７のベースに入つて、それを導通させる。トランジスタ
６７が導通すると、それが第２のトランジスタ６８を導
通状態にスイツチして、それを通して４準位分に相当す
る電流が増巾器６２の入力部に流れこんで、入力信号の
下から３準位は、４準位分だけより正の値に変換された
出力信号として出力端子６４に現れる。第５図は第３図
の４準位量子化器４９の回路図を詳細に示す。

回路４８からの４準位信号は第５図の端子７０に入り、
そこから３つの比較器７１，７２及び７３の入力部に入
る。比較器７１，７２及び７３は、それぞれ４つの量子
化準位の隣接した対の間の中間にある３つの電圧準位分
に対応する別の入力信号をもつ。各比較器７１，７２及
び７３は同様な回路に接続する。比較器７１の出力部は
トランジスタ７４のベースに接続し、比較器７１が正の
出力信号を出す時トランジスタ７４が導通する。すなわ
ち、入力電圧が比較器７１に加えられる中間電圧準位以
上になる時、即ち正１／２ボルト以上になる時トランジ
スタ７４が導通する。トランジスタ７４のコレクタはト
ランジス夕７５のベースに接続し、このトランジスタ７
５はトランジスタ７４が導通するときに導通状態とされ
て、電流はトランジスタ７５のコレクタから導体７６に
流れる。導体７６は抵抗体７７をとおして増巾器７８の
非反転入力部に接続し、その反転入力部は抵抗体７９と
８０をとおして入力端子７０に接続する。増巾器７８は
その反転入力部にフイードバツク抵抗体８１が接続して
いる。比較器７２及び７３の出力部に接続する回路は、
比較器７１の出力部に接続する回路と同じであり、入力
電圧がそれぞれの中間電圧準位よりも高い時、上述と同
様にして増巾器７８の非反転入力部に電流を与える。増
巾器７８は減算器として働き、入力信号電圧とそれに最
も近い量子化準位電圧の間の差に等しい出力電圧をつく
り出す。なぜならば、増巾器の非反転入力部に入る電流
は、比較器７１，７２及び７３がいずれも正電圧を出力
しない時は、最低量子化準位を表わし、入力電圧の増加
につれて比較器７３， ７２及び７１が順次正出力電圧
を発生すると、前記増巾器の非反転入力部に与えられる
電流が逐次増加して、順次高い方の量子化準位を示すこ
ととなる。トランジス夕８２はそのコレクタに最低量子
化準位を表わす電流を発生する。比較器７１，７２及び
７３の出力電圧は再生器５５ （第３図）に加わるデジ
タル出力信号をつくり出すのに用いることがで゛きる。
或いは量子化された信号に比例する電流を導体７６から
得ることもできる。第６図は第３図のサンプラ−５１を
詳細に示す。

増巾器７８（第５図）に相当する増巾器５０（第３図）
からの誤差信号は第６図の回路に端子９０のところより
入り、抵抗体９１をとおして増巾器９２の反転入力部に
加わる。この増巾器は負帰還抵抗体９３を有する。増巾
器９２の出力電圧は、誤差信号を線型増巾した逆転信号
であつて、アナログ乗算器９４の１つの入力に与えられ
る。アナログ乗算器９４はモトローラ社集積回路ＭＣ１
４９４Ｌより構成すること力ｆできる。乗算器９４の第
二の入力部はトランジスタ９５のコレクタに接続する。
このトランジスタの導電性はトランジスタ９６によつて
制御される。サンプリングパルスが端子９７に加わつた
時、トランジスタ９５と９６は導電性にと変えられて、
温度補償された固定基準電圧（＋１ボルト）が乗算器９
４の第二の入力部に加わる。二つの入力電圧の積をあら
わす乗算器９４の出力電圧は、導線９８の上に発生，し
、これが抵抗体１００をとおして増巾器１０２の入力部
に接続する。この増巾器は、この回路の出力端子１０４
に接続した負帰還抵抗体１０３をもつ。端子９７にサン
プリングパルスが加わらない時．は、乗算器９４の第二
の入力信号は零であり、そのとき積を表わす加重器９４
の出力電圧は零とならねばならない。

ポテンシオメータ１０５と１０６が、乗算器９４に接続
され、この乗算器を正しくバランスさせてその出力電圧
が増巾器１０２で．ポテンシオメータ１０７によつてオ
フセツトに（零入力で零出力と）なるように調節する。
サンプリングパルスが存在するときは回路の出力電圧は
誤差信号に固定量を乗じたものを表わす。第７図は、遅
延線の１つの段として用いられる・半能動遅延素子４１
．相関器５３Ｂ及び５４Ｂと減衰器４３より成る適応信
号タツプ、基準信号夕ツプ４６及び総和増巾器４２の代
表的な構成を示し、これら全体が、 （総和増巾器４２
を別として）第３図に示した基準＋１タツプを形成する
。線４４に現われる未修正信号が、基準信号タツプ４６
、タツプの適応信号部分をなす相関器５３Ｂ及び減衰器
４３Ｂの入力部に加わる。増巾器１０２からの抜取つた
誤差信号１０４は、相関器の他の入口に入り、その出力
部１０９は減衰器４３Ｂの制御入力部に接続する。この
減衰器４３Ｂは、この例では４象限乗算器である。減衰
器の出力信号の大きさとその極性は相関器出力制御電圧
に依存する。固定利得回路より成る参照タツプは、４象
限乗算器４６を用いて実行出来る。

この乗算器は前記線４４よりーつの入力信号をうけ、他
の入力線１０８に固定制御電圧を受ける。固定正制御電
圧は基準＋１主タツプ４６信号をつくり出すのに用いら
れるが、一方固定負制御電圧は参照−１主タツプ４７信
号をつくり出すのに用いられる（第３図）第３図に示し
たタツプに接続し参照符号４３Ａ、４３Ｃから４３Ｅ１
５３Ａ１ ５３Ｃから５３Ｅ、５４Ａ、５４Ｃから５
４Ｅで示される回路構成部分は、第７図により詳細に５
３Ｂ、５４Ｂ及び４３Ｂとして示した回路構成部分と同
様に出来る。

適応型回路のものであれ固定型のものであれタツプ回路
４３Ａ〜４３Ｅ、４６及び４７のすベての出力信号は、
回路４２で加えられる。回路４２は又信号を量子化器に
適合した値まで増巾するのに用いられうる。さらに第３
図の部分４８及び４９は一組として７準位量子化器を形
成し、その入力部において適当な数の準位にの例では７
準位）を検知し、実際の入力信号準位とその期待される
値との差を示す誤差信号を出すように設計された任意の
適当な量子化回路とおき代え得る。

これまでに本発明の使用法は、残留側波帯抑制搬送波振
巾変調伝送法と関連して記述して来た。

しかしながら本発明はどのような線型変調法を用いるこ
とも又同じように可能であることは明らかである。例え
ば本装置は二重側波帯振巾変調装置に入れることも出来
るし、或いは直角位相振巾変調装置の各チヤネルに入れ
ることも出来る。或いはこれを基本帯域伝送方法として
直接用いることも出来る。本発明の別の実施例では、第
３図の遅延素子４１Ａ、４１Ｂ等々は、サンプリング及
び保持回路或いは追跡及び保持回路によつて実施出来る
し、又別の形の乗算回路４３、５３及び積分回路５４が
用いられうる。

さらに、上述の例は波形修正夕ツプ減衰器の係数を制御
するのに、線形算術を用いているけれども、誤差信号の
極性及び／或いは遅延線上の信号の極性だけを用いる別
の算術も又、代りに使用出来る。さらに他の実施例では
４３Ｅを前方に向けて、その後をひく残響を修正するそ
れらのタツプ減衰器の係数は、事前になされる決定フイ
ードバツク算術を用いる決定法によつて制御出来る。今
までのべたどのような適応型或いは自動波形修正器処理
も、その全部を或いは部分的にデジタル装置で実施出来
ると、又本発明は同様にそれらいずれを用いても実行出
来る。

本発明をその特定の実施例に関係して記述して来たけれ
ども、これはそれらの実施例に限られるものではないこ
とは認められよう。

特に、上に用いた（１，０，−１）以外の多重応答方式
も用いられうるしある応用例では有利でありうる。又そ
れらの方式では二つ以上の応答を用いうるし、どのよう
な基数（ｍ）をもつた信号で動作し、２ｍ−１以外にな
りうる量子化器への入力の準位の数をもつようにしてお
くことも出来る。発明の効果 以上の構成から分るように、本発明のデジタルデータ装
置においては多重応答の符号化処理を受信側、 （第１
図の実施例では遅延素子１５と減算器１６よりなるアナ
ログ型１， ０，−１加重器；，第２図の実施例では１
， ０，−１加重器付適応性波形修正器２９による）で
行なつているため、ｍ準位の多重応答方式においては、
ｍ準位の信号として伝送され、しかも従来の多重応答方
式における利点はそのまま維持されるという効果をもつ
て，いる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のーつの例にしたがつてつくつたデータ
伝送装置のブロツク図であり、第２図は第１図のそれと
同様な装置をもつと詳細に示すブロツク図であり、第３
図は第２図の装置の適応波形修正器をより以上詳細に示
し、第４図、第５図、第６図及び第７図は第３図の修正
器の詳細な回路図である。 ２＋３・・・プレコーダ、２・・・加算器、３・・・シ
フトレジスタ、４・・・クロツク信号発振器、５、１４
・・・低域濾波器、６・・・平衡変調器、７・・・搬送
波発振器、８・・・減衰器（パイロツト信号とり出し器
）、９、１１・・・帯域濾波器、１０・・・伝送器、１
２・・・平衡復調器、１３・・・搬送波回復器、１５＋
１６・・・アナログ型１， ０，−１加重器（乗算器）
、１５・・・減算器、１６・・・遅延素子、２１・・・
周波数変換器、２３・・・二進四進変換器、２４・・・
デジタルアナログ変換器、２５・・・高域濾波器、２６
・・・ＧＤＥ（群遅延等化器）、２７・・・位相調節回
路、２８・・・クロツク信号回復器、２９・・・１，
０，−１加重器付適応波形修正器、３０・・・四進二進
変換器、３１・・・周彼数逆変換器、４１Ａ、４１Ｂ、
４１Ｃ、４１Ｄ、４１Ｅ・・・遅延素子、４２・・・総
和増巾器、４３Ａ、４３Ｂ、４３Ｃ、４３Ｄ、４３Ｅ・
・・タツプ付減衰器、４４、４５・・・（遅延線の中途
より出る）タツプ、４６、４７・・・固定減衰器（参照
信号タツプ）、４８・・・スライスー加算回路、４９・
・・４準位量子化器、５０・・・誤差信号比較器、５１
・・・サンプラー、５３＋５４・・・相関器、４３＋５
３＋５４・・・適応信号タツプ、５３Ａ、５３Ｂ、５３
Ｃ、５３Ｄ、５３Ｅ・・・線形・線形乗算器、５４Ａ、
５４Ｂ、５４Ｃ、５４Ｄ、５４Ｅ・・・積分器、５５・
・・再生器、６２・・・（アナログ総和）増巾器、６５
・・・（入力信号基準電圧）比較器、７１．７２、７３
・・・（入力信号、量子化準位）比較器、７８・・・（
信号、量子化準位）減算器（これは５０に等しい）、９
４・・・アナログ乗算器、１０２・・・（誤差信号）出
力増巾器、１０５、１０６、１０７・・・（オフセツト
バランス用）ポテンシオメータ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 少くとも一つの送信機と少くとも一つの受信機をも
   つたデジタルデータ伝送装置であつて、受信機によつて
   再生された信号要素の波形を、送信機で発生されたその
   対応の信号要素の波形に実質的に回復するための波形修
   正器を備えるとともに、多重応答符号化処理が帯域端歪
   を減少させるのに用いられ、さらに、前記波形修正器が
   波形回復動作に加えて多重応答符号化動作をするように
   構成されたこと、を特徴とする上記デジタルデータ伝送
   装置。 ２ 受信機により再生される信号要素の波形を送信機で
   形成された対応する信号要素の波形に実質的に回復する
   ための波形修正器を含むデジタルデータ伝送に適用され
   る受信機であつて、該波形修正器は波形回復動作に加え
   て帯域端歪を減少するための多重応答符号化動作をする
   べく構成されたことを特徴とする前記デジタルデータ伝
   送装置用受信機。